DE4323553A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Meßsignalen, insbesondere zur Verar­ beitung von Meßsignalen bei der Laser-Doppler-Anemometrie (LDA), wobei Meßsignale aufgenommen werden, deren Form bzw. Signatur vorbekannt ist, die, insbesondere zur Auswertung von deren zeitlicher Erstreckung, weiter verarbeitet wer­ den, nach dem Oberbegriff eines der Patentansprüche 1 bzw. 13.

In der Meßtechnologie sind verschiedene Anwendungen be­ kannt, bei denen von einer Signalquelle Signale abgestrahlt werden, die von einem Meßobjekt bzw. einem Meßvolumen modi­ fiziert werden, um anschließend von einem Detektor aufge­ nommen zu werden, der das modifizierte Signal, also das Meßsignal, einer Auswertung zuführt. Aufgrund der Modifika­ tion, die der Meßwert gegenüber dem ursprünglichen Signal aufweist, kann anschließend auf Eigenschaften oder Zu­ standsparameter des betreffenden Meßobjektes bzw. innerhalb des betreffenden Meßvolumens geschlossen werden.

Ein typisches Anwendungsbeispiel ist die Laser-Doppler-Ane­ mometrie (LDA). Bei LDA-Messungen werden beispielsweise die Bewegungsgeschwindigkeiten von Teilchen innerhalb eines Meßvolumens gemessen, um aus den erzielten Meßwerten auf Strömungsgeschwindigkeiten innerhalb des Meßvolumens schließen zu können. Hierzu werden in der LDA-Meßtechnik beispielsweise kohärente Laserstrahlen in einem Meßvolumen dazu gebracht, sich zu überschneiden. Dabei erzeugen die sich überkreuzenden, kohärenten Laserstrahlen ein Inter­ ferenzstreifensystem. In dem Meßvolumen treffen die sich überschneidenden Laserstrahlen auf mehr oder weniger beweg­ te Teilchen, die sich durch das Meßvolumen hindurchbewegen, und werden an diesen gestreut. Das sich dabei ergebende Streulicht kann im Prinzip in jeder Raumrichtung durch einen Detektor erfaßt werden. Dieses Streulicht stellt das Meßsignal dar, wobei dessen Einhüllende dem Strahlquer­ schnitt im Meßvolumen entspricht und dessen Modulierte sich aus dem Interferenzstreifensystem ergibt, das aufgrund der Kohärenz der Laserstrahlen entsteht. Dieses Meßsignal wird Dopplersignal genannt oder aufgrund der begrenzten zeitli­ chen Dauer des Dopplersignals auch Dopplerburst oder LDA- Burst.

Dabei ist die Frequenz der Modulation streng proportional zu der Teilchengeschwindigkeit (genauer: zur Geschwindig­ keitskomponente des Teilchens senkrecht zum Interferenz­ streifensystem). Sind die Teilchen hinreichend klein, so daß sie nahezu verzögerungsfrei der Strömung folgen können, so stellt die Geschwindigkeit der Teilchen die Strömungsge­ schwindigkeit des die Teilchen umgebenden Mediums dar. Folglich ist auf diese Weise eine berührungslose, optische Messung der Strömungsgeschwindigkeit mit sehr hoher Genau­ igkeit möglich.

Es versteht sich von selbst, daß eine entsprechende Meßme­ thode beispielsweise auch mit interferrierenden Abtast­ strahlen anderer Wellenlängen möglich ist. So können auch Ultraschallmessungen bzw. Schallmessungen allgemein oder Messungen mit Abtaststrahlen höherer oder niedrigerer Fre­ quenz bzw. Energie vorgenommen werden, wobei es letztlich nur darauf ankommt, daß von Partikeln beeinflußte Interfe­ renzen als Meßsignal aufgenommen und ausgewertet werden.

In der LDA-Meßtechnologie ist es bekannt, die aufgenommenen Meßsignale in einer Vorrichtung zur Verarbeitung von Meß­ signalen auszuwerten, bei der die Auswertung in Abhängig­ keit zu der Frequenz der Modulierten des sich bei der Streuung der zur Überschneidung gebrachten Signale ergeben­ den Dopplersignals basiert. Hierzu werden Frequenzzähler eingesetzt, die im allgemeinen eine Referenzfrequenz be­ nutzen, um die erforderliche Genauigkeit zu erreichen. Ent­ sprechende Referenzfrequenzen können in der Größenordnung von 1 GHz liegen. Einige Geräte erreichen eine äquivalente Genauigkeit durch den Einsatz einer niedrigeren Abtastfre­ quenz, beispielsweise etwa 500 MHz in Kombination mit einem analogen Integrationsverfahren. Die Zähler werden dabei von einer Validierschaltung gesteuert, die nach den unter­ schiedlichsten Kriterien entscheidet, ob ein Dopplersignal oder eventuell ein Störsignal vorliegt.

Sämtliche bekannten Verfahren bzw. Vorrichtungen zur Aus­ wertung von Meßsignalen resultieren in Vorrichtungen mit entsprechend hohem Leistungsverbrauch. Dieser kann bei­ spielsweise in etwa 200 Watt betragen, so daß neben den nachteilig großen Abmessungen bekannter Verarbeitungsvor­ richtungen auch ein nachteilig hoher Leistungsverbrauch einzuplanen ist. Diese Nachteile sind der Hauptgrund dafür, daß der Einsatz des LDA-Meßverfahrens, z. B. in der Luft­ fahrttechnik, bisher nicht möglich ist. Für allgemeine in­ dustrielle Anwendungen, etwa als Durchflußsensor, gilt ent­ sprechendes.

Neben den genannten, weit verbreiteten Zählerverfahren sind noch Auswerteverfahren mit Frequenztrackern bekannt, die nur bei ganz bestimmten Signaleigenschaften eingesetzt wer­ den können. Außerdem werden äußerst variabel ausgestaltete Korrelatoren und Fouriertransformatoren eingesetzt, um die Signalauswertung zu betreiben. Die beiden letztgenannten Vorrichtungen finden verstärkt wegen ihrer Rauschtoleranz Anwendung, wobei sich jedoch aufgrund ihrer Ausgestaltung ein Einsatz bei der Echtzeitverarbeitung erfaßter Meßsigna­ le mit auftretenden Frequenzen, beispielsweise oberhalb von 1 : 10 MHz, aufgrund deren technischer Spezifikationen ver­ bietet. Zudem sind diese beiden Vorrichtungen applikations­ spezifisch auf eine hohe Abtastfrequenz von etwa 1 GHz an­ gewiesen.

Bei den aufgelisteten Verfahren bzw. Vorrichtungen aus dem Stand der Technik ist es weiterhin nachteilig, daß nur kleine Signalfrequenzbereiche für die Auswertung herange­ zogen werden können, obwohl die derzeit verfügbaren LDA- Signale eine weit größere Frequenzdynamik zulassen. Dabei ist ein realistischer Wert für die Frequenzdynamik der LDA- Signale im Bereich von ca. 1000 bis 10 000, während die bekannten Vorrichtungen lediglich einen Frequenzbereich von 10 ermöglichen, und somit nur ein schmales Meßfenster im gesamten Meßbereich auswerten. Eine gewisse Verbesserung der Frequenzdynamik bekannter Vorrichtungen wird dadurch erreicht, daß Vormessungen vorgenommen werden, bei denen das Meßfenster über den gesamten Meßbereich geschoben wird, um es anschließend über einen erkannten Signalbereich zu legen.

Sind jedoch relativ große Turbulenzen in dem Meßvolumen vorhanden, so ist ein entsprechendes System häufig durch entsprechende Vormessungen bzw. Grobeinstellung zum erneu­ ten Aufspüren der eigentlichen Signalfrequenz blockiert, so daß es seiner eigentlichen Zweckbestimmung nicht nachkommen kann.

Ansonsten sind Laser-Doppler-Anemometer sowie die verwen­ deten Signalverarbeitungsverfahren allgemein z. B. in dem Buch "Theorie und Praxis der Laser-Doppler-Anemometrie" von Franz Durst et al., G. Braun Verlag, 1987, beschrieben.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein gat­ tungsgemäßes Verfahren bzw. eine gattungsgemäße Vorrichtung vorzuschlagen, die die oben aufgezeigten Nachteile nicht aufweist; insbesondere sollen ein gattungsgemäßes Verfahren bzw. eine gattungsgemäße Vorrichtung vorgeschlagen werden, die kleine Abmessungen sowie einen geringen Leistungsver­ brauch ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. eine Vorrichtung mit den Merkma­ len des Patentanspruchs 10 gelöst.

Vorteilhafte Varianten des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die gemäß der vorliegenden Erfindung zu erzielenden Vortei­ le beruhen darauf, daß ein jeweiliges aufgenommenes Meßsi­ gnal mindestens einem Kreuzkorrelator zugeleitet wird, der so ausgebildet ist, daß er zumindest ein vorbekanntes Signal erkennen kann, wobei das zugeführte Meßsignal in dem Kreuzkorrelator an einer vorzugsweise minimierten Anzahl von Stützpunkten mit einem Muster verglichen wird und das Meßsignal mindestens einem bzw. einem weiteren Kreuzkorre­ lator zugeleitet wird, der eine andere Verschiebungszeit aufweist, wobei der jeweilige Kreuzkorrelator, der das je­ weilige Meßsignal erkennt, anspricht bzw. die Kreuzkorre­ latoren, die das Meßsignal nicht erkennen, ansprechen.

Im Gegensatz zu bekannten Verfahren verwendet das Verfahren nach der vorliegenden Erfindung die Durchlaufzeit des Par­ tikels durch das Meßvolumen als Meßsignal. Die Interferenz­ streifen, die die Modulation des zu messenden Signales ver­ ursachen, sind für diese Zeitmessung nicht notwendig.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Verarbeitung von Meß­ signalen, insbesondere bei der Laser-Doppler-Anemometrie, weist erfindungsgemäß mindestens einen Kreuzkorrelator auf, der ein eingegebenes Meßsignal mit einem vorgegebenen Mu­ ster vergleicht, wobei mindestens eine Einrichtung mit einem Muster angeordnet ist, die mindestens einem Kreuzkor­ relator zuordenbar ist und mindestens ein Kreuzkorrelator vorgesehen ist, der eine andere Verschiebungszeit aufweist.

Dabei kann es besonders vorteilhaft sein, wenn der minde­ stens eine Kreuzkorrelator in Bezug auf die Meßsignale, deren Form bzw. Signatur vorbekannt ist, derart voreinge­ stellt ist, daß sein Korrelationsmuster zur Erkennung des kürzesten zu erwartenden Meßsignals geeignet ist. Auf diese Weise ist einerseits gewährleistet, daß Meßsignale in jedem Falle als solche identifiziert werden können und anderer­ seits der erfindungsgemäß zumindest eine Kreuzkorrelator minimal ausgelegt ist, so daß aufgrund der einfachen Struk­ tur des erfindungsgemäßen Kreuzkorrelators eine Echtzeit­ verarbeitung sowie eine Integration der gesamten Vorrich­ tung zur Auswertung von Meßwerten, insbesondere LDA-Meßwer­ ten, vorzugsweise in einen ASIC, möglich ist.

Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung kann auch mittels eines herkömmlichen Computers verwirklicht werden, wobei die Kreuzkorrelatoren software­ mäßig simuliert werden. Dabei kann insbesondere ein Kreuz­ korrelator in Form eines aufrufbaren Unterprogramms simu­ liert werden, wobei nach jedem Aufruf des Unterprogramms eine andere Verschiebungszeit für das Unterprogramm, und damit für den simulierten Kreuzkorrelator, verwendet wird. Insofern wird bei der Simulation eines Kreuzkorrelators mit einem Programm nur ein einziger Kreuzkorrelator verwendet, der durch wiederholten Aufruf vorprogrammierte unterschied­ liche Verschiebungszeiten bzw. Taktfrequenzen bzw. unter­ schiedliche Verzögerungszeiten aufweist. Es ist folglich klar, daß ein der erfindungsgemäßen Kreuzkorrelatorkon­ stellation entsprechendes Programm ebenfalls unter die vor­ liegende Erfindung fällt.

Zur Definition einiger mathematischer Begriffe zur Korrela­ tion sei z. B. auf die "Kleine Enzyklopädie - Mathematik", Pfalz-Verlag Basel, 1967, insbesondere Seite 768, 769 ff., verwiesen.

Vorteilhafterweise ist dem Kreuzkorrelator der erfindungs­ gemäßen Vorrichtung gemäß dem Patentanspruch 1 mindestens ein weiterer Kreuzkorrelator nachgeordnet, dessen Takt ge­ genüber dem jeweilig anderen, bzw. vorhergehenden Kreuzkor­ relator anders, vorzugsweise halbiert ist, so daß der min­ destens eine weitere Kreuzkorrelator prinzipiell die glei­ che Struktur aufweisen kann, wie der mindestens eine bzw. erste Kreuzkorrelator. Auf diese Weise ist es möglich, die erfindungsgemäße Auswertevorrichtung in Form einer inte­ grierten Schaltung, vorzugsweise eines ASIC, zu realisie­ ren.

Die Ausbildung und Verwendung der erfindungsgemäßen Kreuz­ korrelatoren birgt auch den Vorteil, soweit die Kreuzkorre­ latoren minimalisiert oder sogar minimal in bezug auf die bekannten Meßsignale ausgelegt sind, daß die Auswertung der Meßsignale bzw. Signaturen jeweils in einer minimalen Zeit möglich ist, obwohl die Bandbreite der erfaßbaren Meßfre­ quenzen sehr hoch ist.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung bzw. Variante gemäß der Er­ findung ergibt sich auch, wenn die Kreuzkorrelatoren in Spalten nebeneinander angeordnet sind, wobei die jeweils in einer Spalte folgenden Kreuzkorrelatoren mit jeweils gegen­ über dem vorhergehenden Kreuzkorrelator mit einem anderen, vorzugsweise halbierten Takt arbeiten. Dabei werden die je­ weils ersten Kreuzkorrelatoren vorteilhafterweise mit einem jeweils anderen Takt betrieben. Aufgrund der Schaltdauer einer Speicherzelle und der Auswahl der Taktfrequenzen für die verschiedenen Kreuzkorrelatoren lassen sich den einzel­ nen Kreuzkorrelatorspalten überschneidende Kreuzkorrelator­ zeitkonstanten bzw. Verschiebungszeiten zuweisen, so daß sich keine Lücken ergeben, durch die Meßsignale unausge­ wertet und unbeachtet bleiben könnten.

Um das in die erfindungsgemäße Vorrichtung eingegebene Meß­ signal für die Kreuzkorrelatoren in vorteilhafter Weise ab­ tastbar vorzubehandeln, kann mindestens eine Verzögerungs­ einrichtung vorgesehen sein, die ein aus dem Eingangsbe­ reich seriell eintreffendes Meßsignal in ein parallel ver­ fügbares Signal umsetzt, und es anschließend dem mindestens einen Vergleicher bzw. Kreuzkorrelator zuführt. Auf diese Weise wird ein seriell eintreffendes Meßsignal in ein pa­ rallel abtastbares Meßsignal umgesetzt, so daß ein erfin­ dungsgemäß verwendeter minimaler Kreuzkorrelator auf das parallel anliegende bzw. durch die Verzögerungseinrichtung hindurchgetaktete Meßsignal zugreifen kann, um dieses mit einem am Kreuzkorrelator anliegenden Muster zu vergleichen Dieses Muster liegt in dem erfindungsgemäßen Vergleicher bzw. Kreuzkorrelator statisch, aber trotzdem auswechselbar, vor. Der Kreuzkorrelator kann so geschaltet bzw. program­ miert sein, daß er ein Ergebnissignal ausgibt, welches an­ zeigt, daß ein Meßsignal anhand des am Kreuzkorrelator vor­ liegenden Musters erkannt worden ist, wodurch sich gleich­ zeitig eine prinzipielle Definition der Kreuzkorrelation ergibt. Das Ergebnissignal kann auch invertiert sein, so daß sämtliche Kreuzkorrelatoren eine logische "1" anzeigen, bis auf den, der ein Meßsignal bzw. eine Signatur erkannt hat.

Vorteilhafterweise weist die erfindungsgemäße Vorrichtung mindestens eine Zusatzverzögerungseinrichtung auf, die ein Meßsignal mit einer gegenüber der zuvor angeordneten Verzö­ gerungs- bzw. Zusatzverzögerungseinrichtung anderer, vor­ zugsweise verdoppelten Verzögerungszeit parallel verfügbar macht, so daß die weiteren Kreuzkorrelatoren das bereits einmal oder häufiger abgetastete Meßsignal identifizieren können, wodurch wiederum die Integrierbarkeit der erfin­ dungsgemäßen Vorrichtung vereinfacht wird bzw. die Inte­ grierbarkeit z. B. in der ASIC-Technologie (anwenderspezifi­ sche integrierte Schaltkreise) überhaupt erst möglich wird.

Dabei können an die Verzögerungselemente einer Verzöge­ rungseinrichtung bzw. Zusatzverzögerungseinrichtung auch mehrere Kreuzkorrelatoren angeschlossen werden. So werden dem ersten Kreuzkorrelator Abgriffe jeweils alle zwei Ver­ zögerungselemente, dem zweiten Kreuzkorrelator Abgriffe je­ weils alle drei Verzögerungselemente, dem dritten Kreuzkor­ relator Abgriffe jeweils alle vier Verzögerungselemente usw. an derselben Verzögerungseinrichtung zugeordnet.

Durch die vorteilhafte Hintereinanderanordnung von bei­ spielsweise 10 Korrelatoren, die einen Korrelatorzug bilden und die aus gleichen Elementen aufgebaut sind und das Meß­ signal jeweils mit halbiertem Takt zugeführt bekommen, ist es möglich, einen Frequenzbereich von 2¹⁰ = 1.024 zu über­ prüfen. Da die Kreuzkorrelatoren jedoch erfindungsgemäß mi­ nimal ausgelegt sind, um sowohl eine Integration als auch eine Echtzeitverarbeitung zu ermöglichen, kann der genannte Frequenzbereich jedoch nicht vollständig abgedeckt werden. Jedoch können die sich ergebenden Lücken durch eine zusätz­ liche parallele Anordnung weiterer Korrelatorzüge mit ent­ sprechend geänderten, beispielsweise ungradzahligen Takten bzw. Verschiebungszeiten vollständig geschlossen werden.

Die Anzahl der parallelen Korrelatorzüge, die unter Ver­ wendung eines bestimmten Abtastmusters bzw. Korrelationsmu­ sters für entsprechende, bekannte Meßsignale, die bei­ spielsweise in einem Frequenzbereich von ca. 1000, also etwa von 10 MHz bis ca. 10 kHz, auftreten, ergibt sich wie folgt: Weist das Korrelationsmuster beispielsweise eine Länge von n Bit auf, so ergeben sich mit einer Abtastzeit t₁ pro Bit von einem erfindungsgemäßen Kreuzkorrelator alle Meßsignale der Länge T₁ = n×t₁±½×t₁ = n×t₁×(1±1/(2n)) erkannt. Vorteilhafterweise wird nun ein zweiter Takt so gewählt, daß die Toleranzgrenzen des ersten und des zweiten Taktes aneinanderstoßen, womit sich beispielsweise ergibt: n×t₁×(1+1/(2n)) = n×t₂×(1-1/(2n)), so daß sich für den zweiten Takt ergibt:

Aufgrund einer Reihenentwicklung ergibt sich für die m-te Abtastzeit:

t_m = t₁ [(1+1/(2n))/(1-1/(2n))]^m

Da bevorzugt die Lücke bis zum doppelten Takt zu füllen ist, ist die Zahl m der notwendigen verschiedenen Takte bis t_m = 2×t₁ zu ermitteln:

m = log 2/[log (1 + 1/(2n)) - log (1 - 1/(2n))] = n×4,99/7.

Die sich ergebende Zahl für m sollte vorteilhafterweise auf die nächstfolgende Ganzzahl aufgerundet werden, damit eine lückenlose Abtastung möglich ist.

Mit der obigen Formel für m und dem beispielhaften Fall mit n = 7 Bit ergibt sich ein Wert von 4,8, so daß sich der Be­ reich zwischen verdoppelten Takten mit int (4,8) + 1 = 5 verschiedenen Abtastzeiten überwachen läßt. Dabei ergeben sich aufgrund der Aufrundung des Zahlenwertes für m leichte Überlappungen.

Damit läßt sich mit 5 Korrelatorzügen, also 50 Korrelatoren ein Frequenzbereich mit einer Dynamik von 1000 in Echtzeit auf ein Meßsignal mit 7 Bit Signatur überwachen. Jeder der erfindungsgemäßen Kreuzkorrelatoren liefert dabei einen Zeitwert mit einem Fehler von ±7%.

Vorteilhafterweise ist zumindest einem der Kreuzkorrela­ toren ein Tiefpaß vorgeordnet, der Signale bzw. Rauschen unterdrückt, die bei der Auswertung stören könnten. Es kann jedoch auch eine Einrichtung mit einstellbaren Tiefpaß­ eigenschaften verwendet werden, wenn beispielsweise eine Änderung des Korrelationsmusters auch den Frequenzbereich ändert.

Vorteilhafterweise wird vor mindestens einem der Kreuzkor­ relatoren der erfindungsgemäßen Vorrichtung ein Nachlauf­ vergleicher bzw. ein Nachlaufkomparator angeordnet. Ein derartiger Nachlaufkomparator ist bereits aus der Patentan­ meldung P 38 40 111.8 bekannt. Andererseits ist es additiv bzw. alternativ möglich, auch eine Filterbank mit an­ schließendem Nulldurchgangsdetektor vorzuordnen. Diese Maß­ nahmen ermöglichen es, ein Meßsignal auf die relevante Größe zu reduzieren, nämlich vorteilhafterweise ein binäres Signal, das eine 1, 2, . . . n-Bit-Signalverarbeitung zuläßt, wobei kleine Bit-Längen (1 Bit) bevorzugt sind.

Gegenüber den üblicherweise verwendeten schaltbaren Filter­ bänken hat der vorteilhafterweise gemäß der Erfindung zu verwendende Nachlaufkomparator den Vorzug, in Echtzeit den gesamten interessierenden Frequenzbereich abdecken zu kön­ nen. Zudem ist es möglich, LDA-Signale aus unterschiedli­ chen Applikationen, etwa Gasmessungen und Oberflächenmes­ sungen, zu verarbeiten, ohne die bei sonstigen Verfahren üblichen applikationsspezifischen Anpassungen vornehmen zu müssen.

Vorteilhafterweise lassen sich sowohl die Hysterese als auch die Nachlaufreferenz des gemäß der vorliegenden Erfin­ dung zu verwendenden Nachlaufkomparators über Digital-Ana­ log-Wandler einstellen, wodurch sich die Amplitude anwen­ dungsorientiert einstellen läßt, so daß sich eine problem­ orientiert optimierte Amplitudendynamik ergibt. Zur Ver­ größerung der dadurch eventuell eingeschränkten Frequenz­ dynamik kann eine Kopplung der höchstfrequenten Signalan­ teile über ein Hochpaßfilter erfolgen.

Wie bereits angedeutet, ist das Ausgangssignal des Nach­ laufkomparators wertdiskret, jedoch zeitkontinuierlich, so daß die im Meßsignal enthaltene Information, nämlich u. a. die Durchlaufzeit durch das Meßvolumen, unverändert an den erfindungsgemäßen Kreuzkorrelator bzw. die erfindungsgemäß verwendeten Kreuzkorrelatorzüge weitergegeben wird. Damit ergibt sich der Vorteil, daß die weitere Signalverarbeitung nur auf ein Bit in der Amplitude ausgelegt werden muß.

Wie oben angegeben, ergibt sich bei einer Länge des Korre­ lationsmusters von 7 Bit eine Auflösung von 7%, während für LDA-Messungen ein Fehler der Durchlaufzeit bzw. der Dopp­ lerfrequenz von weniger als 1%, vorzugsweise 1 Promill, gefordert wird.

Eine Verlängerung des Korrelationsmusters in bezug auf die Meßsignallänge führt zu einem unverhältnismäßig hohen Auf­ wand. Es gibt jedoch auch Möglichkeiten, die Anordnung mit minimalen Kreuzkorrelatoren für eine hohe Genauigkeit zu erweitern. Vorteilhafterweise wird hierzu eine Phasenabta­ stung vorgenommen. Hierzu wird mit einer Verzögerungsein­ richtung gearbeitet, die wesentlich kleinere Verzögerungs­ zeiten aufweist als diejenige des mindestens einen bzw. des ersten Kreuzkorrelators der erfindungsgemäßen Vorrichtung sowie die der weiteren Kreuzkorrelatoren. Dabei wird die Phasenlage des Signals zum Abtastzeitpunkt des ersten Kreuzkorrelators der erfindungsgemäßen Vorrichtung bestimmt und gespeichert. Diese Phasenlage kann auch über eine be­ kannte zeitliche Integrationsmethode bestimmt werden. Die Phasenlage wird für jede Signalflanke bestimmt und gespei­ chert. Der Speicher muß hinreichend groß sein, so daß zu jeder Flanke eines Meßsignales, das durch einen Korrelator­ zug hindurchgetaktet wird, während der kompletten Verweil­ dauer der Flanke im Korrelatorzug die zugeordnete Phasenin­ formation in dem dem jeweiligen Kreuzkorrelator zugeordne­ ten Speicher vorhanden ist.

Für ein Beispiel, bei dem die Korrelatorzuglänge 10 be­ trägt, während ein Meßsignal eine Länge von 7 Bit aufweisen kann, bedeutet dieses, daß 70 Speicherplätze vorhanden sein müssen.

Da bei dem Übergang von einem Kreuzkorrelator auf den ande­ ren innerhalb eines Korrelatorzuges, der Abtasttakt geän­ dert, vorzugsweise halbiert wird, muß die Phaseninformation entsprechend korrigiert werden. Erkennt ein Korrelator auf­ grund des Vergleichs mit dem Korrelationsmuster ein Meß­ signal, so ergibt sich die genaue zeitliche Länge des Meß­ signales aus der Laufzeit des jeweiligen Kreuzkorrelators und der Phaseninformation, die der ersten und der letzten Flanke des Meßsignales entsprechen.

Der Speicher wird vorteilhafterweise so ausgelegt, daß die Phaseninformation parallel zum Signal weitergeschoben wird, so daß sich die gewünschte Phaseninformation im Moment der Identifikation des Meßsignales in dem Speicher befindet, der dem betreffenden Kreuzkorrelator zugeordnet ist.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit, um den Meßfehler zu reduzieren bzw. um die Auswertung der Abtastphase zu be­ treiben, ergibt sich durch eine andere Realisierungsmög­ lichkeit für die Gestaltung der Phasenabtastung. Hierbei werden die Verzögerungseinrichtungen der jeweiligen Korre­ latorzüge entsprechend der gewünschten Genauigkeit und nicht entsprechend der Länge des Korrelationsmusters abge­ stuft.

Bei einem Beispiel mit einer Länge für das Korrelationsmu­ ster von 7 Bit ergibt sich mit einer Frequenz von 100 MHz eine zeitliche Bitlänge von 1/100 MHz = 10 ns und die zeit­ liche Länge des Korrelationsmusters beträgt 10 ns×7=70 ns. Die einzelnen Verzögerungselemente der Verzögerungsein­ richtung des ersten minimalen Korrelators müssen deshalb jeweils um 10 ns verzögern. Der Meßfehler ergibt sich dabei aus der zeitlichen Länge des Korrelationsmusters von 70 ns und der Abtastunsicherheit von ±5 ns zu 0,07, also ±7%.

Ist, wie oben angegeben, ein 1%iger Fehler erlaubt, so muß die Bitlänge entsprechend verringert werden, so daß sich eine Bitlänge von höchstens 0,7 ns ergibt. Mit gängigen Halbleitertechnologien lassen sich beispielsweise CMOS- Schaltkreise mit Verzögerungselementen herstellen, die Ver­ zögerungszeiten von 0,25 ns ermöglichen. Damit ergibt sich ein überraschend geringer Meßfehler von 0,35%. Mit herkömm­ lichen Signalauswertungen wäre ein derartig geringer Fehler nur mit Abtastfrequenzen von 4 GHz erreichbar, was jedoch einen unrealistischen apparativen Aufwand erfordern würde. Zukünftig zu erwartende integrierte Schaltkreise lassen noch kürzere Verzögerungszeiten erwarten, so daß Fehler von kleiner als 0,1% ermöglicht würden. Dabei werden die Verzö­ gerungszeiten aufgrund kapazitiver, möglicherweise auch in­ duktiver oder aber optischer Verzögerungselemente erzielt werden.

Außerdem verändern bzw. verdoppeln sich die Verzögerungs­ zeiten von einer zur nächsten Korrelatorstufe und es hängt von der verwendeten Technologie ab, ob und wann ein Über­ gang von dieser quasi-analogen Realisierung der Verzöge­ rungseinrichtung zur digitalen Realisierung erfolgt, z. B. über getaktete Schieberegister. Ein Vorteil des erfindungs­ gemäß verwendeten minimierten bzw. minimalen Kreuzkorrela­ tors ist die geringe Korrelationszeit und der geringe tech­ nologische Aufwand, so daß eine Integration auf einem Halb­ leiterschaltkreis ermöglicht wird.

Eine digitale Filterung kann vorteilhafterweise dadurch vorgesehen werden, daß ein einfacher Mehrheitsentscheider angeordnet wird. Dieser kann die Weitergabe eine Störung, beispielsweise in Form einer einzelnen 1 oder 0, die an­ sonsten von der gesamten nachfolgenden Auswerteelektronik als auszuwertendes Signal behandelt werden würde, verhin­ dert werden.

Um real auftretende Signale verarbeiten zu können, ist es äußerst vorteilhaft, wenn die einlaufenden Meßsignale zum Zweck einer phasenverschobenen Abtastung durch zwei oder mehrere hintereinander geschaltete Korrelatoren abgetastet werden, die einander überlappen, bzw. deren Kreuzkorrela­ torzeitkonstanten zumindest aneinander angrenzen, vorzugs­ weise einander überlappen, um die Erkennungswahrscheinlich­ keit zu erhöhen. Zu diesem Zweck kann auch die Verdoppelung oder Vervielfachung der Korrelatoren, jedoch auch die Ver­ doppelung oder Vervielfachung der Schiebefrequenz der vor­ handenen Korrelatoren bzw. Korrelatorstufen vorgenommen werden.

Wie bei der anderen Ausführungsform mit einer Phasenbestim­ mungseinrichtung bzw. einer entsprechenden Verzögerungsein­ richtung, sollte gegebenenfalls noch eine Vorrichtung zur Ermittlung der exakten Zeit zwischen der ersten und der letzten Flanke des Meßsignals angeordnet werden. Dieses kann dadurch vorgenommen werden, daß parallel zu dem ersten und dem letzten Bit des Korrelationsmusters einer Korrela­ tionsstufe und den dazugehörigen Verzögerungselementen je­ weils ein Flankendetektor angeordnet wird, der die genaue Position der Signalflanke ermittelt. Aus den daraus erhal­ tenen Zeitinformationen und der Korrelationszeit, die die zugeordnete Korrelatorstufe benötigt, kann durch einfache Addition in einer Steuerung die exakte zeitliche Länge des Meßsignals bestimmt werden.

Es kann auch eine genaue zeitliche Aussage für einen auf einer Signatur basierenden Meßwert dadurch erhalten werden, daß die Dauer für die ein Korrelator anspricht, in eine Re­ lation zu der Korrelator-Zeitkonstante gesetzt wird. Dabei ergibt sich in den bevorzugten Ausführungsformen der Zeit­ bezugswert durch eine einer jeweils vorgegebenen Zeitdiffe­ renz entsprechenden Anzahl von Verzögerungselementen. Die aufgeführte Vorgehensweise und die damit verbundene Vor­ richtung ermöglichen eine vorteilhafte Art der Zeitmessung.

Es kann eine Steuerung vorgesehen sein, die statistische Verarbeitungen, wie Mittelwertbildung über mehrere aufein­ anderfolgende Zeitwerte und dergleichen, vornimmt. Diese kann auch sämtliche sonstigen Daten auswerten.

Eine im Rahmen einer für die gesamte Erfindung nebst Ver­ fahrensvarianten und Ausführungsformen in Betracht zu zie­ hende Realisierungsmöglichkeit sind ASIC-Technologien, wo­ bei insbesondere auch die Steuerung noch auf dem Chip inte­ griert werden kann.

Letztlich wird durch die Steuerung die Ergebnisausgabe übernommen. Diese kann über eine digitale oder analoge An­ zeigesteuerung oder über eine digitale Schnittstelle mit Übertragungsprotokoll zum Anschluß an einen Computer oder ein Sensornetz erfolgen. Eine Anzeige kann gegebenenfalls mit einer Leuchtdiodenkette erfolgen. Nachfolgend können die Meßergebnisse in Form exakt ermittelter Burstzeiten auch beispielsweise in statistischer Form für die Bestim­ mung von Geschwindigkeitsmittelwerten bzw. von Turbulenz­ graden verwendet werden. Dabei lassen sich anhand dieser Werte sowohl die Geschwindigkeit von Partikeln in einem Meßvolumen bestimmen, als auch die Relativgeschwindigkeit eines Gegenstandes zu einem Meßvolumen, also etwa eines Flugkörpers.

Im Rahmen einer ASIC-Realsierung können die minimalen Kreuzkorrelatoren, die Auswertung der Abtastphase, die Er­ mittlung der exakten Burstzeit, die statistische Bearbei­ tung, die Aufbereitung der Echtzeit- und des Bereichshi­ stogramms in einem integrierten digitalen Schaltkreis ver­ wirklicht werden. Über ein Interface werden die Ergebnisse einer Anzeige und/oder einer weiteren Verarbeitungseinheit zugeführt. Die Integration der analogen Komponenten der 1- Bit-Digitalisierung ist bei dem momentanen Stand der Tech­ nik noch nicht wirtschaftlich sinnvoll. Jedoch ergibt sich auch mit den damit notwendigen externen Komponenten eine miniaturisierte LDA-Signalauswertung, die ähnliche Abmes­ sungen und einen ähnlichen Leistungsverbrauch wie ein mo­ mentan mögliches Miniatur-LDA besitzt. Damit wird die Rea­ lisierung eines kompletten LDA-Sensors möglich.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren wird bevorzugt bei Meßverfahren angewendet, die Meßsignale mit einer zeitabhängigen Variablen ergeben, die irgendwelche Aussagen über den Zustand eines Systems erge­ ben. Aber auch die oben genannten Bereiche, wie auch das Gebiet der Radartechnik, sind als Anwendungsbereiche für die vorliegenden Erfindung in Betracht zu ziehen.

Kreuzkorrelatoren in Form von Verzögerungseinrichtungen können im Prinzip auch durch Glasfaserleitungen oder der­ gleichen zur Verfügung gestellt werden. Dabei wird an den Glasfaserleitungen an vorgegebenen Stellen ein Abgriff vor­ genommen, um zu bestimmen, ob ein zum Korrelationsmuster passendes Signal innerhalb der Glasfaser zu einem vorgege­ benen Augenblick vorhanden ist. Wird das betreffende Muster erkannt, gibt der Kreuzkorrelator, bestehend aus dem Glas­ faserkabel mit Abgriffen und einer Einrichtung für das Ver­ gleichsmuster ein Signal ab, das bei Erkennen eines Meß­ signals einer logischen Eins entsprechen kann, während an­ sonsten eine logische Null am Ausgang der Verzögerungsein­ richtung anliegt.

Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die an­ liegenden Zeichnungen näher erläutert, wobei sich weitere Merkmale und Vorteile gemäß der vorliegenden Erfindung er­ geben. Es zeigt

Fig. 1 ein Beispiel eines LDA-Meßsignals ("Doppler­ burst");

Fig. 2 ein Prinzipschaltbild einer Auswerteelektronik mit erfindungsgemäß ausgestalteten Kreuzkorrela­ toren und einem Sensorkopf;

Fig. 3 die Elemente eines Kreuzkorrelators;

Fig. 4a bis 4d ein Meßsignal bzw. eine Signatur des Meßsi­ gnals in bezug auf mögliche Korrelationsmuster;

Fig. 5a bis 5i einen möglichen Ablauf von Kreuzkorrelatio­ nen;

Fig. 6 Abtastfrequenzen mit zugehörigen Akzeptanzberei­ chen;

Fig. 7 eine Anordnung von Kreuzkorrelatoren in mehreren Korrelatorzügen;

Fig. 8 den schematischen Prinzipaufbau von zwei Korrela­ toren einer beliebigen Anzahl von Kreuzkorrelato­ ren;

Fig. 9 eine Ausführungsform gemäß der vorliegenden Er­ findung, mit minimalem Kreuzkorrelator mit einem 7-Bit-Muster (fest verdrahtet), mit einer Signal­ filterung für die nachfolgende Stufe und mit einer Bearbeitung der Abtastphase;

Fig. 10 eine Verzögerungseinrichtung, die nach einer vor­ bestimmten Anzahl von Verzögerungsgliedern, bei­ spielsweise kapazitiver oder induktiver Art, Ab­ griffe aufweist, die mit einem Korrelationsmuster verglichen werden;

Fig. 11 Signaturen bzw. Meßsignale im Verhältnis zu Kor­ relationsmustern für Signaturen mit unterschied­ licher Phasenlage;

Fig. 12 einen Ausschnitt aus einer weiteren Ausführungs­ form gemäß der Erfindung;

Fig. 13 eine erweiterter minimaler Kreuzkorrelator; und

Fig. 14 ein Diagramm, aus dem die Taktfrequenzzahlen für gewünschte Überdeckungen hervorgehen.

Nachfolgend kann unter dem Begriff "Signatur" die zeitliche Charakteristik eines Meßsignales verstanden werden. Vor­ liegend kann beispielsweise ein Interferenzmuster mit einer bestimmten, die Interferenzstreifen einhüllenden Amplitude gemessen werden, das lediglich hinsichtlich seiner zeitli­ chen Erstreckung von Interesse ist. Das aufgenommene Meß­ signal wird deshalb auf seine zeitliche Information redu­ ziert und die zeitliche Signalabfolge, d. h. seine Signatur nach dem erfindungsgemäßen Verfahren bewertet.

Fig. 1 zeigt als Beispiel das Signal eines Dopplerbursts 10, wie er bei LDA-Messungen auftritt: Teilchen 12, die einer Strömung 14 folgen, deren Geschwindigkeit zu bestim­ men ist, streuen das Licht des durch zwei sich kreuzende, kohärente Laserstrahlen 16 gebildeten Meßvolumens 18. Die Einhüllende des Bursts entspricht dem Strahlquerschnitt im Meßvolumen 18. Die Modulierte ergibt sich aus dem Interfe­ renzstreifensystem, das aufgrund der Korhärenz der Strahlen 16 entsteht. Je nach Teilchengröße kann die Modulation mehr oder weniger vollständig sein. Die Frequenz der Modulation ist streng proportional der Teilchengeschwindigkeit. Ist das Teilchen 12 klein genug, ist seine Geschwindigkeit gleich der Strömungsgeschwindigkeit des umgebenden Mediums. Damit ist eine berührungslose, optische Messung der Strö­ mungsgeschwindigkeit mit sehr hoher Genauigkeit möglich. Dementsprechend können auch Geschwindigkeitsverteilungen gemessen werden. Wird beispielsweise eine Flüssigkeitsströ­ mung gemessen und treten Fremdpartikel, beispielsweise Luftblasen bei einer Leckage, in der Flüssigkeit auf, die eine andere Strömungsgeschwindigkeit aufweisen, so können diese umgehend gemessen werden.

Fig. 2 zeigt einen kompletten LDA-Sensor mit einer gemäß der vorliegenden Erfindung miniaturisierten Meßsignalaus­ wertung.

Der LDA-Sensorkopf 110 kann im Prinzip auch von einer her­ kömmlichen Art sein, jedoch ist es bevorzugt, einen LDA- Sensorkopf, wie er in den deutschen Patentanmeldungen P 38 23 246.4 und P 39 36 950.1 bekannt sind. Die Offenba­ rung dieser beiden Patentanmeldungen sei ausdrücklich auch zum Offenbarungsgehalt der vorliegenden Patentanmeldung ge­ macht. Die aus diesen Patentanmeldungen hervorgehenden LDA- Sensorköpfe weisen einen Halbleiterlaser auf, dessen Strahl geteilt wird, über optische Elemente ein oder mehrfach um­ gelenkt wird und schließlich in einem Meßvolumen zur Über­ schneidung gebracht wird, wobei die sich überkreuzenden Lasersignale an einem Partikel in einem Meßvolumen gestreut und/oder reflektiert werden, wobei die gestreute und/oder die reflektierte Strahlung im Meßvolumen bzw. durch das Partikel modifiziert wird. Die modifizierte Laserstrahlung wird anschließend von einem Meßsensor aufgenommen und er­ gibt dann im Endeffekt das auswertbare Meßsignal bzw. die auswertbare Signatur.

An den LDA-Sensorkopf 110 schließt eine Digitalisierung, vorzugsweise eine 1-Bit-Digitalisierung 118 mit einem Nach­ laufkomparator an, der das Meßsignal in ein digitales, leicht über minimale Kreuzkorrelatoren abtastbares Signal umwandelt.

Der Block 112 kann vorzugsweise als integrierter Schalt­ kreis (ASIC) ausgeführt werden, wobei das digitalisierte Meßsignal eingangs dem minimalen Kreuzkorrelatoren 114 zu­ geführt wird. Hier wird das Meßsignal mit einer Vielzahl von Korrelationsmustern verglichen, wobei die Kreuzkorrela­ toren einander überdecken, zumindest aber bezüglich ihrer Korrelationszeitkonstante aneinander angrenzen.

In einem Auswertungsblock 120 kann zur Steigerung der Ge­ nauigkeit des Meßergebnisses die Lage der Abtastphase er­ mittelt werden. Insoweit ein in dem Block mit den minimalen Kreuzkorrelatoren 114 angeordneter Kreuzkorrelator an­ spricht, ergibt sich aufgrund der vorbestimmten Charakteri­ stik des Korrelationsmusters die exakte Burstzeit in dem Auswertungsblock 116.

Aufgrund der Lage der ansprechenden Kreuzkorrelatoren 114 kann in einem Block 122 ein Echtzeit-Histogramm erstellt werden, welches über ein Interface 128 ausgegeben werden kann, um an einer Anzeige, z. B. einer Leuchtdiodenleiste oder dergleichen, in einem Ausgabeblock 130 sichtbar ge­ macht zu werden.

Eine statistische Bearbeitung kann in einem Auswertungs­ block 124 vorgenommen werden, um u. a. auch Bereichs-Histo­ gramme in einem entsprechenden Auswerteblock 126 zu erstel­ len. Die in den Auswerteblocks 116, 122, 124, 126 ermittel­ ten Größen können über das Interface 128 an externe Einhei­ ten weitergegeben werden, die generell durch den Block 130 repräsentiert werden. Hier kann die bereits besagte Anzeige angeordnet sein, weitere Verarbeitungseinheiten oder ein Sensornetz.

Fig. 3 zeigt die Elemente des Korrelators: das zeitlich veränderliche und damit seriell vorliegende Signal läuft durch eine Vorrichtung 1 mit Tiefpaßeigenschaft und danach durch eine Verzögerungseinrichtung 2, durch welche es pa­ rallel verfügbar wird. Dieses parallel abgebildete Signal kann nun mit einem statisch vorliegenden (aber trotzdem auswechselbaren) Muster 3 in einem Vergleicher 4 verglichen wenden. Letzterer gibt ein vorgegebenes Signal ab, wenn das Meßsignal und das Korrelationsmuster gleich sind (Kreuzkor­ relation).

Im Gegensatz zum herkömmlichen Einsatz von Korrelatoren, die für einen möglichst großen Zeit- und/oder Amplitudenbe­ reich ausgelegt sind (speziell die Auto-Korrelatoren in der LDA), wird der vorliegende Kreuzkorrelator erfindungsgemäß minimal ausgelegt. Dies bedeutet, daß das Muster bezüglich der durch die Verzögerungseinrichtung 2 realisierten Ab­ tastzeiten eine minimale Länge hat. Einige Beispiele sollen dies verdeutlichen. Die Beispiele haben ohne Beschränkung der Allgemeinheit eine Amplitudenauflösung von 1 Bit, wie sie etwa von dem genannten Nachlaufkomparator geliefert wird. Fig. 4a zeigt eine Signatur im Bezug zu möglichen Ab­ tastungen 4b bis 4d. Da durch die Abtastung 4b die kleinste Struktur innerhalb der Signatur mehrmals erfaßt wird, han­ delt es sich um eine Überabtastung, bei der Abtastung 4c entsprechend um eine Unterabtastung, da die kleinste Struk­ tur nicht mehr aufgelöst wird. 4d zeigt eine minimale Ab­ tastung, da die kleinste Struktur der Signatur gerade ein­ mal abgetastet wird. Die dargestellte Signatur hat eine Länge von 7 Bit. Eine "Abtastung" impliziert eine digitale Realisierung. Diese soll im weiteren ausgeführt werden, wo­ bei jedoch auch eine analoge oder quais-analoge Realisie­ rung in bestimmten Fällen zu bevorzugen sein kann.

Die Verzögerungseinheit 2 gemäß Fig. 3 gibt das Signal mit der minimalen Abtastgeschwindigkeit (nach Fig. 4d) weiter. In Fig. 5 sind einige Signale im Vergleich mit dem Muster 4a bzw. 5a dargestellt. Fig. 5b bis 5f zeigen, wie ein Signal, das die Signatur enthält, durch die Verzögerungs­ einheit 2 an dem Muster 5a im Abtasttakt "vorbeigeschoben" wird. Nur bei exakter Übereinstimmung mit dem Muster im Fall 5e meldet der Vergleicher 4 Gleichheit (bei einer Rea­ lisierung mit einer Mehr-Bit-Amplitude oder bei einer ana­ logen Realisierung ist ein "weich" arbeitender Vergleicher vorteilhaft). 5g zeigt nun ein Meßsignal bzw. eine Signa­ tur, die exakt doppelt so lang ist wie das Muster, während bei 5h und 5i Signale mit gebrochenzahliger Signaturlänge vorliegen. Die Fälle 5b bis 5e beschreiben die Funktions­ weise eines Kreuzkorrelators, wie es Stand der Technik ist. Die Fälle 5f bis 5i beschreiben die durch zu geringe Auflö­ sung (5h und 5i) und zu geringe Länge (5g) bedingten Gren­ zen eines Kreuzkorrelators. Nach dem Stand der Technik wer­ den, insbesondere bei so kurzen Signaturen, wie sie im Bei­ spiel vorliegen, diese Grenzen dadurch aufgehoben, daß die Abtastung erhöht wird (Überabtastung), die Korrelatorlänge erweitert wird und, durch diese Maßnahme bedingt, der Ver­ gleicher und/oder das Muster angepaßt wird. Da der Aufwand hierfür bei einer Hardware-Realisierung schnell unpraktika­ bel groß wird, finden meist Software-Realisierungen Anwen­ dung. Damit ist bei schnellen Signalen keine Echtzeitverar­ beitung mehr möglich.

Wird das Signal 5g einer weiteren Verzögerungseinheit mit der doppelten Verzögerungszeit zugeführt, so kann ein gleich aufgebauter Vergleicher an dieser neuen Verzöge­ rungseinheit die Signatur bzw. das Meßsignal identifizie­ ren. Eine praktische Realisierung, die weiter unten vorge­ stellt wird, benutzt hier aufeinanderfolgende Einheiten, die aus gleichen Elementen aufgebaut sind und das Signal jeweils mit halbiertem Abtasttakt zugeführt bekommen. Mit beispielsweise 10 aufeinanderfolgenden Kreuzkorrelatorstu­ fen, die jeweils gleich aufgebaut sind und jeweils eine an­ dere, vorzugsweise eine verdoppelte Verzögerungszeit haben (die beispielsweise durch jeweiliges Teilen des Abtasttak­ tes realisiert ist), kann die Signatur über einen Fre­ quenzbereich von 2¹⁰=1.024 erkannt werden (also bei­ spielsweise von 10 kHz bis ca. 1 kHz). Dieser Korrelatorzug kann den Frequenzbereich noch nicht lückenlos abdecken, wie die Beispielssignale 5h und 5i zeigen. Erfindungsgemäß kön­ nen diese Lücken jedoch durch eine parallele Anordnung wei­ terer Korrelatorzüge mit entsprechend anderen, etwa unge­ radzahligen Verzögerungszeiten bzw. Abtastzeiten vollstän­ dig geschlossen werden. Die Zahl m der notwendigen paralle­ len Korrelatorzüge ergibt sich zu m = [int (n×4,99/7)]+1.

Für den beispielhaften Fall mit n = 7 ergibt sich m = 5,8. Mit 5 verschiedenen Abtastzeiten läßt sich also der Bereich zwischen verdoppelten Abtastzeiten überwachen, wobei die einzelnen Bereiche vorzugsweise leicht überlappend sind.

Fig. 6 verdeutlicht das, indem die 5 Abtastfrequenzen mit den zugehörigen Akzeptanzbereichen der Signale (mit 7 Bit Signatur) dargestellt sind. Dabei ist das größere Signal des 5. Akzeptanzbereiches doppelt so groß wie das kleinste Signal des 1. Akzeptanzbereiches und knüpft damit an den Akzeptanzbereich an, der durch die halbierte erste Abtast­ frequenz gebildet wird.

Damit läßt sich mit 5 Korrelatorzügen, also 50 Korrelato­ ren, ein Frequenzbereich mit einer Dynamik von 1000 in Echtzeit auf eine 7-Bit-Signatur überwachen. Jeder Korrela­ tor liefert hierbei einen Zeitwert mit einem Fehler von ±7%.

Fig. 7 zeigt eine mögliche digitale Realisierung der mini­ malen Kreuzkorrelatoren mit Standardbauelementen. Das eben­ falls dargestellte Zeitdiagramm gemäß Fig. 7 zeigt in a) ein ankommendes Signal, das die gesuchte Signatur (fett dargestellt) enthält. Mit dem Abtasttakt b) des minimalen Kreuzkorrelators zeigt dieser nach dem Eingehen der Signa­ tur das Auffinden derselben mit c) an. Eine Realisierung in einem ASIC würde ca. 100 Gatter benötigen. Für den Dynamik­ bereich von 1000 würden demnach nur 100_*50=5000 Gatter eingesetzt. Bei 100 000 verfügbaren Gattern in einem moder­ nen ASIC können noch beliebige zusätzliche Verarbeitungs­ schritte integriert werden.

Es ist offensichtlich, daß das erfindungsgemäße Verfahren den Vorteil einer kurz darstellbaren Signatur nutzt. Be­ reits bei n = 14 Bit würden schon 50 000 Gatter benötigt werden. Auf die Auswahl der Signatur muß deshalb größter Wert gelegt werden.

Für LDA-Anwendungen wurde die Signatur 0101010 gewählt, die in der beispielhaften Realisierung der Fig. 7 in den Berei­ chen 210 fest verschaltet ist. Die Signatur entspricht 3 1/2 Dopplerschwingungen. Dies ist etwa eine übliche Min­ destanzahl für Messungen bei schrägem Teilcheneinfall in ein Meßvolumen 18 (siehe Fig. 1). Weiterhin stellen n = 7 Bit einen guten Kompromiß zwischen den Wahrscheinlichkeiten dar, daß unter der Anwesenheit von Rauschen ein richtiges Meßsignal falsch und ein falsches Meßsignal richtig erkannt wird. Aber auch Auslegungen mit 5, 9 oder 11 Bit scheinen noch sinnvoll zu sein. Ungeradzahlige Auslegungen werden gegenüber geradzahligen Auslegungen vorgezogen, da LDA- Signale sowohl mit logisch 0 anfangen als auch enden und somit eine ungeradzahlige Symmetrie aufweisen können.

Gemäß Fig. 7 kommt ein zu identifizierendes Meßsignal über eine Signalleitung 220 in ein Schieberegister 212 und wird durch das Schieberegister 212 mit einem vorgegebenen Takt hindurchgetaktet, der über die Taktleitung 222 an das Schieberegister 212 angelegt wird. Während das Meßsignal durch das Schieberegister 212 hindurchgetaktet wird, wird permanent das fest verdrahtete Korrelationsmuster 210 mit dem jeweils aktuellen Registerinhalt verglichen. Stimmt das Meßsignal im Schieberegister 212 mit dem fest verdrahteten Kreuzkorrelationsmuster 210 überein, so wird über die Ein­ heit 216 und die Ausgabeleitung 218 ein vorgegebenes Signal ausgegeben, das anzeigt, daß eine Signatur bzw. ein Meß­ signal erkannt worden ist. Die an dem ersten Schieberegi­ ster 212 anliegende Taktfrequenz wird auch über eine die Taktfrequenz verändernde Einheit 214, vorzugsweise ein ent­ sprechende Flip-Flop, an ein nachfolgendes Schieberegister 212 weitergegeben. Dabei kann die Taktfrequenz derart ver­ ändert werden, daß beispielsweise nur noch jedes zweite Bit der Signatur bzw. des Meßsignals identifiziert werden kann. Diese Anordnung von Kreuzkorrelatoren setzt sich bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 fort, wobei jeweils nachfol­ gende Kreuzkorrelatoren mit jeweils veränderten Abtastfre­ quenzen bzw. -takten angesteuert werden.

Für LDA-Anwendungen soll der Fehler bei der Messung der Durchlaufzeit bzw. der Dopplerfrequenz kleiner als 1% (bes­ ser 1%) sein. Mit der beispielhaften Auslegung nach Fig. 7 mit 7 Bit Signaturlänge ist nur eine Auflösung von 7% mög­ lich. Eine Erhöhung der Signaturlänge führt zu unverhält­ nismäßig hohem Aufwand. Der Einsatz des minimalen Kreuzkor­ relators würde auch schon bei den herkömmlichen LDA-Auswer­ tegeräten, die die notwendige Genauigkeit bieten, als Echt­ zeit-Validierer zum Ansteuern einer Filterbank (oder einer ähnlichen Funktion) erhebliche Vorteile bringen.

Aber es gibt auch Möglichkeiten, die Anordnung mit minima­ len Kreuzkorrelatoren für hohe Genauigkeiten zu erweitern. Erfindungsgemäß geschieht das durch Phasenabtastung. Hier­ bei wird mit einer Laufzeitstrecke (Verzögerungseinrich­ tung), die wesentlich kleinere Verzögerungszeiten aufweist als diejenige des ersten Kreuzkorrelators, die Phasenlage des Signals zum Abtastzeitpunkt des ersten Kreuzkorrelators bestimmt und gespeichert. Diese Phasenlage kann auch über eine zeitliche Integrationsmethode, wie sie Stand der Tech­ nik ist, bestimmt werden. Die Phasenlage wird für jede Si­ gnalflanke bestimmt und gespeichert. Der Speicher muß so groß sein, daß zu jeder Signalflanke, die durch den Korre­ latorzug wandert, während der kompletten Verweildauer der Flanke im Zug die Phaseninformation vorhanden ist. Konkret bedeutet dies, daß bei einer Korrelatorzuglänge von 10 mit 7 Bit Signaturlänge 70 Speicherplätze vorhanden sein müs­ sen. Deren jeweilige Breite richtet sich nach der Genauig­ keit der Phasenabtastung. Da bei dem Übergang von einem Korrelator zum nächsten der Abtasttakt halbiert wird, muß die Phaseninformation entsprechend korrigiert werden. Er­ kennt ein Korrelator die Signatur, so ergibt sich die ge­ naue zeitliche Länge des Signals aus der Laufzeit des je­ weiligen Korrelators und den Phaseninformationen die der ersten und der letzten Flanke entsprechen. Wurde der Spei­ cher vorteilhafterweise so ausgelegt, daß die Phaseninfor­ mation parallel zum Signal weitergeschoben wird (siehe Rea­ lisierung nach Fig. 9), so befindet sich die gesuchte In­ formation in den beiden Speichern, die dem ersten und dem letzten Bit des jeweiligen Kreuzkorrelators zugeordnet sind.

Die genaue Zeit der im jeweiligen Kreuzkorrelator befindli­ chen Signatur ergibt sich aus der Summe der Phaseninforma­ tionen, die zu den Signalflanken gehören, die zur Bestim­ mung dieser Burstzeit herangezogen werden sollen, sowie einem konstanten Term (Tc), der durch die bekannte Laufzeit des Signales durch die Verzögerungseinrichtung des minima­ len Kreuzkorrelators gegeben ist. Die Summenbildung kann jedem einzelnen minimalen Kreuzkorrelator zugeordnet sein, wie hier angedeutet. Es ist aber ebenso möglich, eine Summationseinrichtung für mehrere oder alle Korrelatoren verfügbar zu machen. Diese wird dann auf denjenigen Kreuz­ korrelator geschaltet, der gerade die Signatur bzw. das Meßsignal erkannt hat.

Eine andere Realisierung der Phasenabtastung ist ebenfalls möglich. Hierbei werden die Verzögerungseinrichtungen der jeweiligen Korrelatorzüge entsprechend der gewünschten Ge­ nauigkeit und nicht entsprechend der Signaturlänge gestuft. In den obigen Beispielen war die Signaturlänge 7 Bit. Bei 100 MHz Signalfrequenz ist die zeitliche Bitlänge 1/100 MHz=10 ns und die zeitliche Signaturlänge 10 ns_*7=70 ns. Die einzelnen Verzögerungselemente müssen demnach um 10 ns verzögern (bei entsprechender Realisierung der Verzöge­ rungseinrichtung durch ein Schieberegister muß der Inhalt alle 10 ns weitergeschoben werden). Der Meßfehler ergibt sich, wie schon gezeigt, aus der Signaturlänge von 70 ns und der Abtastunsicherheit von ±5 ns zu 5/70 = 0,07, also ±7%. Ist ein 1%iger Fehler erlaubt, so muß die Bitlänge ent­ sprechend kleiner 70 ns_*0,01=0,7 ns sein. Mit heutiger Technologie sind im CMOS-Prozeß bei integrierten Schalt­ kreisen Verzögerungselemente mit ca. 0,25 ns möglich. Dies gibt für den Beispielfall einen Meßfehler von 0,25/70=0,35%. Dieser Fehler könnte bei herkömmlichen realisierten Signalauswertungen nur mit einer Abtastfrequenz von 4 GHz erreicht werden. Zukünftige kürzere Verzögerungszeiten wer­ den einen Fehler kleiner 0,1% erlauben, wenn dies für diese hohe Signalfrequenz erforderlich sein sollte.

Im übrigen verdoppeln sich die Verzögerungszeiten von einer zur nächsten Korrelatorstufe und es hängt von der verwende­ ten Technologie ab, ob und wann ein Übergang von dieser quasi-analogen Realisierung der Verzögerungseinrichtung zur digitalen Realisierung, etwa über getaktete Schieberegi­ ster, erfolgt.

In Fig. 8 ist eine Korrelatoranordnung dargestellt. Dabei ist "KKF min." jeweils ein minimaler Kreuzkorrelator gemäß Fig. 3 oder gemäß einer anderen erfindungsgemäßen Ausge­ staltung. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind nur 4 statt beispielsweise 10 Stufen, aber alle 5 Korrelatorzüge gezeigt. Die Korrelatorzeitkonstanten müssen nicht geordnet sein. Es sollten nur jeweils unterschiedliche Korrelator­ zeitkonstanten für jeden Kreuzkorrelator gewählt werden, wobei es prinzipiell auch nicht schädlich ist, wenn einer oder mehrere Kreuzkorrelatoren gleiche Korrelationszeitkon­ stanten aufweisen, wobei diese jedoch im wesentlichen un­ wirksam wären.

Der in Fig. 9 dargestellte erfindungsgemäß ausgebildet Ab­ schnitt einer Auswerteelektronik weist eine Einrichtung 312 zur Bestimmung der Phase eines über eine Leitung 332 einge­ henden Meßsignales auf. Die gemessene Abtastphase wird als Information über Register 314 parallel zu dem Meßsignal, die durch ein Schieberegister 320 hindurchgetaktet wird, durch die aufeinanderfolgenden Register 314 hindurchge­ führt. Das fest verdrahtete Korrelationsmuster 310 wird mit dem zu einem vorgegebenen Zeitpunkt an dem Schieberegister 320, z. B. vom Typ 74 HC164, anliegenden Meßsignal vergli­ chen. Jedes der Register 314 ist einem der 7 Bit des 7-Bit- Korrelationsmusters 310 zugeordnet. Das erste und das letz­ te Register 314, die von den dazwischen angeordneten fünf Registern abgesetzt dargestellt sind, sind dabei dem ersten und dem letzten Bit des 7-Bit-Korrelationsmusters zugeord­ net. Insofern das UND-Gatter 326 anspricht, wenn das Korre­ lationsmuster 310 mit dem in dem Schieberegister 320 anlie­ genden Meßsignal übereinstimmt, liegt an den jeweils zuge­ ordneten ersten und letzten Registern 314 die relevante Ab­ tastphase des erkannten Meßsignals an und kann zur weiteren Auswertung zusammen mit dem Erkennungssignal von dem UND- Gatter 326 in einer bereits oben erörterten Summationsein­ richtung 318 für eine gesteigerte Meßgenauigkeit weiter ausgewertet werden. Wird das Meßsignal in dem dargestellten Schieberegister 320 nicht erkannt, so wird das Meßsignal zusammen mit der Abtastphase an eine nächste Kreuzkorrela­ torstufe weitergeleitet, wie sie in Fig. 9 dargestellt ist, wobei die Abtastphase über den Ausgang 326 weitergeleitet werden kann. Über eine Block 324 kann abschließend eine Übernahmekorrektur durchgeführt werden, bevor die Phasenin­ formation über den Ausgang 326 weitergeleitet wird. Das weiterzuleitende Meßsignal kann über eine Filtereinrichtung 322 bearbeitet werden. Das gefilterte Meßsignal wird dann über den Ausgang 328 weitergeleitet.

Während die gesamte in Fig. 9 dargestellte Korrelatorstufe mit einem über die Taktleitung 330 vorgegebenen Takt be­ trieben wird, wird dieser Takt über die Einrichtung 316 verändert, vorzugsweise halbiert, und an die nachfolgende Kreuzkorrelatorstufe weitergeleitet, so daß diese mit einem gegenüber der dargestellten Kreuzkorrelatorstufe veränder­ ten bzw. halbierten Takt arbeitet.

Ein Vorteil des minimalen Kreuzkorrelators war die Korrela­ tion über ein Muster mit niedriger Bitzahl. Dieser Vorteil bleibt bestehen, wenn das Meßsignal gemäß Fig. 10 korre­ liert wird. Jeweils nach einer entsprechenden Anzahl von Verzögerungselementen 412, beispielsweise Gattern, wird ein Korrelationsabgriff vorgenommen. Dabei wird das Eingangssi­ gnal vom Eingang 414 vor der Verzögerungseinrichtung tief­ paßgefiltert. Wie auch schon bei der Realisierungsmöglich­ keit nach Fig. 9 erfolgt der Übergang zur nächsten Stufe ebenfalls über einen Tiefpaßfilter 416. In Fig. 10 sind zur besseren Übersicht nicht alle Verzögerungsglieder 412 für das oben genannte Beispiel mit 0,25 ns Auflösung einge­ zeichnet. Während ein Abgriff alle 2 Verzögerungsglieder 412 gezeichnet ist, erfolgt nach dem Beispiel ein Abgriff alle 40 Verzögerungsglieder (10 ns/ 0,25 ns). Gegenüber der Realisierung von Fig. 6 ist keine Phasenabtastung zur Stei­ gerung der Genauigkeit notwendig. Die Dauer des Korrela­ tionssignales (KKF out) ergibt mit der Korrelator-Zeitkon­ stanten das genaue Zeitergebnis, nach obigem Beispiel auf 0,35% genau. Der gezeichnete Zeitmesser 418 und die Summa­ tionsstufe 420 können entweder jedem Kreuzkorrelator ein­ zeln oder allen Korrelatoren gemeinsam zugeordnet sein. Im letzteren Fall werden Zeitmesser und Summationsstufe natür­ lich nur auf den Kreuzkorrelator geschaltet, der gerade ein gültiges Ergebnis liefert.

An dieselben Verzögerungsglieder 412 können auch weitere Kreuzkorrelatoren mit anderen Korrelationsmustern ange­ schlossen werden, wobei die jeweiligen Abgriffe 424 dann alle 3, 4 oder sonstige Anzahlen von Verzögerungsgliedern vorgenommen werden.

Eine Realisierung der Korrelatoren über die beschriebenen Verzögerungselemente 412 ist beim momentanen Stand der Technik noch nicht wirtschaftlich, unter anderem deswegen, weil die einzelnen Verzögerungselemente 412 in der notwen­ digen großen Zahl zu große Toleranzen aufweisen. Zukünftige Integrationstechnologien werden aber eine solche Realisie­ rung ermöglichen.

Der Vorteil dieser Realisierung gegenüber derjenigen von Fig. 9 ist, daß keine unterschiedlichen Referenztakte benö­ tigt werden. Diese entspricht der unterschiedlichen Länge der Verzögerungsketten der einzelnen Korrelatoren. Verein­ fachend kommt hinzu, daß die Korrelatoren einer Stufe (vergl. Fig. 5) an einer einzigen Korrelatorkette das Meß­ signal abgreifen können. Die unterschiedlichen Abgriffszei­ ten entsprechen hierbei den unterschiedlichen Referenztak­ ten.

Die Ausführungsformen nach den Fig. 8 und 9 funktionieren für viele Anwendungen befriedigend, jedoch gewährleisten sie nicht eine kontinuierliche Entdeckungswahrscheinlich­ keit. Fig. 11 verdeutlicht dieses Problem wieder an dem 7- Bit Beispielkorrelationsmuster.

Eine Signatur ist in Fig. 11 ai) im Verhältnis zur Abta­ stung 11aii) (dies ist die Abtastfrequenz der vorlaufenden Korrelatorstufe) gezeigt. Die Signatur ist genau doppelt so lang, wie jene, die eigentlich zur Abtastung 11aii) passen würde, nämlich 14 Bit, also 00110011001100. Der Korrelator spricht nicht an, und das Signal wird mit der halben Fre­ quenz abgetastet für die nächste Korrelatorstufe. Hierbei gibt es zwei mögliche Abtastungen 11aiii) und 11aiv), die sich durch die Phase unterscheiden. Die Signatur 11ai) er­ zeugt bei beiden Abtastungen 11aiii) und 11aiv) in korrek­ ter Weise eine Signatur 0101010, die den zugehörigen Korre­ lator ansprechen läßt.

Anders verhält es sich jedoch bei den Signaturen 11bi) und 11ci). Hierbei handelt es sich um Signaturen, die im Ver­ hältnis zur vorgehenden Korrelatorstufe mit der Abtastung 11bii) eine Länge von 15 Bit bei 11b) bzw. 13 Bit bei 11c) haben. Diese Signaturlängen müssen noch von dem vorliegen­ den Korrelatorzug erkannt werden. Wie zu sehen ist, trifft dies auch zu. Die Signatur mit 15 Bit Länge wird mit dem Takt nach 11biv) mit 7 Bit und der korrekten Folge 0101010 abgetastet. Die Signatur mit 13 Bit Länge wird mit dem Takt nach 11ciii) mit 7 Bit und der korrekten Folge 0101010 ab­ getastet. Der zugehörige Korrelator würde in korrekter Wei­ se ansprechen.

Bei einer phasenverschobenen Abtastung ist dies jedoch nicht der Fall. Die Signatur mit 15 Bit Länge wird mit dem Takt nach 11biii) mit 8 Bit und der Folge 01011010 abgeta­ stet bzw. korreliert. Die Signatur mit 13 Bit Länge wird mit dem Takt nach 11civ) mit 6 Bit und der Folge 010010 korreliert. Beide Folgen werden von den zugehörigen Korre­ latoren verworfen, obwohl sie von einer gültigen Signatur abgeleitet sind. Bei statistisch unabhängig eintreffenden Signaturen werden 50% der Signaturen nach 11bi) und 11ci) erkannt, während 100% der Signaturen nach 11ai) erkannt werden. Die Erkennungswahrscheinlichkeit ist somit nicht gleich verteilt. Für Applikationen, bei denen dies nicht akzeptabel ist, müssen beide Abtastphasen berücksichtigt werden. Damit ist sichergestellt, daß die Signatur zu 100% erkannt wird.

Fig. 12 zeigt eine weitere erfindungsgemäße Ausführungs­ form. Sie ist ergänzend zu der Ausführungsform gemäß Fig. 8 dargestellt. Neben der Verdopplung der Korrelatoren, um die beiden Abtastphasen abzudecken, ist die Struktur zur Wei­ tergabe der Daten geändert. Insbesondere ist eine digitale Filterung vorgesehen. Diese kann als einfacher Mehrheits­ entscheider (1 aus 3) arbeiten, etwa wie das Filter, das in Fig. 9 gezeigt ist. Hierbei soll die Weitergabe einer ein­ zelnen 1 oder 0, wie sei beispielsweise durch Störungen er­ zeugt werden können, durch die komplette Korrelatorkette verhindert werden. So würde beispielsweise die mittlere 1 in 11cii) durch die zweiphasige Abtastung bis in eine be­ liebige Abtastungstiefe vorhanden bleiben. Stellte diese 1 eine Störung dar, so wird sie zu einem Signalbit "aufge­ bläht". Eine alleine auftretende 1 oder 0 darf nur bis zur folgenden Korrelatorstufe bearbeitet werden, denn hier ist noch nicht unterscheidbar, ob es sich um ein Signal- oder ein Störbit handelt.

Die Weitergabe und Korrektur der Abtastphase erfolgt ent­ sprechend.

Eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt Fig. 13 als Erweiterung der Ausführungsform nach Fig. 9. Dabei sind gleiche bzw. in ihrer Funktion entsprechende Bestand­ teile mit den gleichen Bezugszeichen benannt wie in Fig. 9. Sie hat den Vorteil, daß zwar das Schieberegister 320 wei­ terhin (fast) verdoppelt werden muß, der eigentliche Korre­ latorteil (Inverter 310 und UND-Gatter 326) aber nur ein­ fach vorhanden ist. Es wird effektiv nur ein Abtasttakt benötigt, da der Kreuzkorrelator mit der doppelten Schiebe­ frequenz arbeitet. Um das Ergebnis bilden zu können, müssen jetzt in Abhängigkeit der ersten und letzten beiden Bits die zugehörigen Register der Abtastphase ausgewählt werden.

Es ist nicht sinnvoll, diese Ausführungsform als erste Stu­ fe innerhalb eines erfindungsgemäßen Korrelatorzuges zu verwenden, da hier eine doppelte Schiebefrequenz eine dop­ pelte Abtastfrequenz am Signaleingang der gesamten Auswer­ tung bedeuten würde. Deshalb wird auch bei der Ausführungs­ form aller Folgestufen nach Fig. 13 die erste Korrelator­ stufe nach Fig. 9 zum Einsatz gelangen.

In Fig. 14 ist dargestellt, welche Anzahl von Taktfrequen­ zen erforderlich sind, um eine Überdeckung der zu verarbei­ tenden Bit- bzw. Meßsignallängen zu ermöglichen. Für eine Bitlänge von 7 Bit ergeben sich beispielsweise 5 Taktfre­ quenzen.

Claims (30)

1. Verfahren zur Verarbeitung von Meßsignalen, insbeson­ dere bei der Laser-Doppler-Anemometrie (LDA), wobei Meßsi­ gnale mit vorzugsweise vorbekannter Form aufgenommen werden und insbesondere zur Auswertung von deren zeitlicher Er­ streckung weiterverarbeitet werden, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

• a) ein jeweiliges aufgenommenes Meßsignal wird mindestens einem Kreuzkorrelator zugeleitet, der so ausgestaltet ist, daß er mindestens ein vorbekanntes Meßsignal er­ kennen kann, wobei das Meßsignal in dem Kreuzkorrela­ tor an einer vorzugsweise minimierten Anzahl von Stützpunkten mit einem Muster verglichen wird;
• b) das Meßsignal wird einem bzw. mindestens einem weite­ ren Kreuzkorrelator zugeleitet, der eine andere Ver­ schiebungszeit aufweist;
• d) der jeweilige Kreuzkorrelator das jeweilige Meßsignal erkennt, spricht an bzw. die Kreuzkorrelatoren, die das Meßsignal nicht erkennen, sprechen an.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste bzw. jeder Kreuzkorrelator mit einem vorbestimm­ ten Takt arbeitet, wobei mindestens ein dem ersten bzw. je­ dem nachgeordneter Kreuzkorrelator mit einem anderen Takt, vorzugsweise einem halbierten Takt, arbeitet.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal in Spalten von Kreuzkor­ relatoren verarbeitet wird, wobei zumindest ein erster Kreuzkorrelator in einer der Spalten mit einem anderen Takt betrieben wird, und zumindest einer zu einem jeweiligen er­ sten Kreuzkorrelator in einer Spalte folgender Kreuzkorre­ lator einen anderen Takt aufweist, wobei mindestens einer der jeweilig in einer Spalte folgenden Kreuzkorrelatoren mit jeweils gegenüber dem vorhergehenden Kreuzkorrelator anderem Takt, vorzugsweise halbiertem Takt, betrieben wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das dem einen Kreuzkorrelator zugeleitete Meßsignal in einer Verzögerungseinrichtung in ein parallel verfügbares Signal umgesetzt wird, um anschließend zumindest für den ersten Kreuzkorrelator verfügbar zu werden.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein den Kreuzkorrelatoren vorgeordneter Nachlaufvergleicher bzw. Nachlaufkomparator und/oder eine Filterbank, insbesondere mit anschließendem Null-Durch­ gangsdetektor, ein Meßsignal auf die relevante Größe re­ duziert, so daß vorzugsweise eine 1-Bit-Signalverarbeitung vorgenommen werden kann.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenlage zu einem beliebigen be­ kannten Referenztakt, insbesondere einem Kreuzkorrelator­ takt, eines Meßsignals durch eine Phasenbestimmungseinrich­ tung bestimmt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseninformation in einem einem jeweiligen Kreuzkorre­ lator zugeordneten Speicher, Register oder dergleichen pa­ rallel zu dem an dem Kreuzkorrelator anliegenden Meßsignal hindurchgetaktet wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseninformation für ein Meßsignal bei der Übergabe eines Meßsignals von einem Kreuzkorrelator zu einem nachfolgenden bzw. einer Phaseninformation von einer Speichereinrichtung an eine nachfolgende entsprechend den bei dem nachfolgenden verwendeten Abtasttakt modifi­ ziert wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filterung, vorzugsweise eine digi­ tale Filterung, vorzugsweise bevor das Meßsignal einem je­ weiligen Kreuzkorrelator zugeführt wird, erfolgt.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalflanke, die durch eine Pha­ senbestimmungseinrichtung bestimmt wird, derart gespeichert wird, daß sie beim Erkennen eines Meßsignals durch einen Korrelator verfügbar ist, insbesondere indem die Adresse des Speichers für eine Phasenlage weitergeleitet wird.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Kreuzkorrelator-Zeitkonstanten zu­ mindest zweier Kreuzkorrelatoren aneinander angrenzen, vorzugsweise einander überlappen, indem gegebenenfalls die jeweiligen Kreuzkorrelatoren mit unterschiedlichen Taktfre­ quenzen betrieben werden.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der dem ersten Kreuz­ korrelator folgenden Kreuzkorrelatoren eine Verzögerungs­ einrichtung zugeordnet wird, die gegenüber der Verzöge­ rungseinrichtung eines anderen bzw. des ersten Kreuzkorre­ lators eine andere Anzahl von Verzögerungselementen ent­ hält, die einem Stützpunkt zugeordnet werden.

13. Vorrichtung zur Verarbeitung von Meßsignalen, insbe­ sondere bei der Laser-Doppler-Anemometrie, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale:

• a) mindestens ein Kreuzkorrelator ist angeordnet, der ein eingegebenes Meßsignal mit einem vorgegebenen Muster vergleicht,
• b) mindestens eine Einrichtung mit einem Muster ist min­ destens einem Kreuzkorrelator zuordenbar, und
• c) mindestens ein weiterer Kreuzkorrelator ist dem minde­ stens einen Kreuzkorrelator zugeordnet, der eine ande­ re Verschiebungszeit aufweist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der erste bzw. jeder Kreuzkorrelator mit einem vorbe­ stimmten Takt arbeitet, wobei mindestens ein dem ersten bzw. jedem nachgeordneter Kreuzkorrelator mit einem anderen Takt, vorzugsweise einem halbierten Takt, betätigbar ist.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 oder 14, da­ durch gekennzeichnet, daß parallel zueinander angeschlosse­ ne Spalten von Kreuzkorrelatoren angeordnet sind, wobei in jeder Spalte mindestens zwei Kreuzkorrelatoren in Reihe an­ geordnet sind, wobei zumindest ein erster Kreuzkorrelator in einer Spalte einen anderen Takt aufweist, und zumindest ein zu einem jeweiligen ersten Kreuzkorrelator in einer Spalte folgender Kreuzkorrelator mit einem anderen Takt be­ treibbar ist, wobei die jeweiligen in einer Spalte folgen­ den Kreuzkorrelatoren mit jeweils gegenüber dem vorherge­ henden Kreuzkorrelator anderen, vorzugsweise halbierten Takten betreibbar sind.

16. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Verzögerungseinrichtung angeordnet ist, die ein zugeleitetes Meßsignal mindestens einem Kreuzkorre­ lator zugänglich macht.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Zusatzverzögerungseinrichtung angeord­ net ist, die das Meßsignal mit einer gegenüber der zuvor angeordneten Verzögerungs- bzw. Zusatzverzögerungseinrich­ tung anderen, vorzugsweise verdoppelten, Verzögerungszeit parallel mindestens einem Kreuzkorrelator verfügbar macht.

18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, da­ durch gekennzeichnet, daß an dem Eingang zumindest eines der Kreuzkorrelatoren ein Tiefpaß angeordnet ist.

19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 18, da­ durch gekennzeichnet, daß der Eingangsbereich einen Nach­ laufvergleicher bzw. Nachlaufkomparator und/oder eine Fil­ terbank, insbesondere mit anschließendem Null-Durchgangsde­ tektor, aufweist, die ein Meßsignal derart verarbeiten, daß es auf die relevante Größe reduziert ist, die vorzugsweise eine 1-Bit-Signalverarbeitung zuläßt.

20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 19, da­ durch gekennzeichnet, daß m Kreuzkorrelatoren bzw. m-1 Zusatzkreuzkorrelatoren mit unterschiedlichen Abtastzeiten angeordnet sind, wobei das Meßsignal eine Länge von n Bit aufweist und

• m - [int (n×4,85/7)]+1

ist.

21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 20, da­ durch gekennzeichnet, daß mindestens einem Kreuzkorrelator eine Phasenbestimmungseinrichtung zugeordnet ist, um die Phasenlage für eine Signalflanke zu einem beliebigen be­ kannten Referenztakt, insbesondere zu einem Kreuzkorrela­ tortakt, eines Meßsignals zu bestimmen, das an dem jeweili­ gen Kreuzkorrelator anliegt.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbestimmungseinrichtung eine Speichereinrich­ tung aufweist, mit der die durch die Phasenbestimmungsein­ richtung ermittelte Phasenlage des Meßsignals zumindest über die Korrelationsdauer des Meßsignals an dem zugeordne­ ten Kreuzkorrelator und gegebenenfalls Zusatzinformationen, wie etwa Durchlaufrichtung eines Teilchens, speicherbar sind.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 oder 22, da­ durch gekennzeichnet, daß die Phaseninformation bzw. -in­ formationen, gegebenenfalls Zusatzinformationen, derart speicherbar sind, daß diese verfügbar sind, wenn ein Meß­ signal durch einen Korrelator erkannt worden ist, insbeson­ dere, indem die Adresse des Speichers für eine Phasenlage, gegebenenfalls eine Zusatzinformation, weiterleitbar ist.

24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 oder 23, da­ durch gekennzeichnet, daß die Informationen in der Spei­ chereinrichtung im wesentlichen parallel mit dem Meßsignal im zugeordneten Kreuzkorrelator durch die Speichereinrich­ tung verschiebbar sind.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 bis 24, da­ durch gekennzeichnet, daß die Phaseninformation für ein Meßsignal bei der Übergabe des Meßsignals von einem Kreuz­ korrelator an einen nachfolgenden Kreuzkorrelator bzw. einer Phaseninformation von einer Speichereinrichtung an eine nachfolgende Speichereinrichtung entsprechend den bei dem nachfolgenden verwendeten Abtasttakt modifizierbar ist.

26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 25, da­ durch gekennzeichnet, daß zwei Abtastphasen und die zugehö­ rige Korrelatorzeitkonstante eines zugeordneten Kreuzkorre­ lators zu einem Ergebnis verarbeitet werden.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 26, da­ durch gekennzeichnet, daß die Kreuzkorrelatorzeitkonstanten zumindest zweier Kreuzkorrelatoren aneinander angrenzen, vorzugsweise einander überlappen, indem gegebenenfalls die jeweiligen Kreuzkorrelatoren mit unterschiedlichen Taktfre­ quenzen betreibbar sind.

28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 27, da­ durch gekennzeichnet, daß die Kreuzkorrelatorzeitkonstante die Summe der Bit-Längen der einzelnen Bits eines Kreuzkor­ relators bzw. der an den Kreuzkorrelator angeschlossenen Bits im wesentlichen entspricht.

29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 28, da­ durch gekennzeichnet, daß eine Echtzeit-Erkennungseinrich­ tung angeordnet ist, die die Ergebnisse in einer Verteilung wiedergibt, die ein Maß der Häufigkeit des Auftretens von Teilchen mit einer jeweiligen Geschwindigkeit darstellt, wobei die Ergebnisse vorzugsweise unmittelbar von den Aus­ gängen der Kreuzkorrelatoren stammen.