DE4307968A1 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein System zum Laden von Batterien, insbesondere von Nickel-Cadmium-Batterien. Insbesondere be­ zieht sich die Erfindung auf sehr kleine, kompakte Batterie­ ladeschaltungen, die dazu geeignet sind, die Batterien von Informationsübertragungsgeräten zu laden, ohne elektrische Störsignale hervorzurufen, die die Funktion der Geräte stö­ ren könnten.

Der Volladezustand einer Nickel-Cadmium-Batterie wird da­ durch erreicht, daß das Laden gesteuert wird, wenn die Klem­ menspannung während des Starkstromladens von ihrem Spitzen­ wert in einem bestimmten Ausmaß (z. B. um 100 mV) abfällt. Es ist bekannt, daß Nickel-Cadmium-Batterien eine verhältnismä­ ßig hohe Ladegeschwindigkeit aushalten. Eine hohe Batterie­ ladegeschwindigkeit ist zum Verkürzen der Ladezeit und damit zum Verkürzen der Betriebsausfallzeit einer Batterie anzu­ streben. Bei einem typischen schnellen Laden wird der Bat­ terie für ungefähr eine Stunde ein Strom zugeführt, der in A zahlenmäßig der Batteriekapazität in Ah entspricht. Es ist bekannt, daß das Starkstromladen einer Nickel-Cadmium-Batte­ rie bald nach dem Beginn einer negativen Änderung bzw. eines Abfallens der Batteriespannung beendet werden sollte. Es sind Batterieladegeräte bekannt, in denem automatisch der Volladungszustand einer Batterie erfaßt wird und dann der von dem Ladegerät abgegebene Hauptladestrom abgeschaltet und durch einen Dauerladestrom bzw. Erhaltungsstrom ersetzt wird. Sobald die volle Ladung der Batterie erreicht ist, wird die Ladegeschwindigkeit auf eine Dauerladung verringert oder das Laden abgebrochen. Es ist wichtig, das Unterbrechen des Ladens derart zu steuern, daß das volle Laden der Batte­ rie sichergestellt ist, aber auch eine Überladung verhindert ist, durch die die Batteriezellen geschädigt werden könnten.

Es ist bekannt, daß mancherlei Fernmeldegeräte, wie tragbare Fernsprechgeräte bzw. schnurlose Telefone, gegen elektrische Störungen außerordentlich empfindlich sind. Batterielade­ geräte nach dem Stand der Technik rufen im allgemeinen an den an die Klemmen der zu ladenden Batterie angeschlossenen Leitern elektrische Störungen in einem beträchtlichen Ausmaß hervor. Ferner können abgestrahlte hochfrequente Störungen von Hochfrequenzverstärkern aufgenommen werden. Wenn ein In­ formationsübertragungsgerät, wie ein tragbares C-Funknetz- Telefon während des Ladens seiner Batterie verwendet wird, ist es wahrscheinlich, daß elektrische Störsignale das Funk­ tionsvermögen dieses Telefons nachteilig beeinflussen.

Es wäre sehr erwünscht, ein kompaktes störungsarmes Batte­ rieladegerät zu erhalten, das leicht in ein Fernmeldegerät oder in dessen Netzkabel eingebaut werden könnte, um Nickel- Cadmium-Batterien ständig zu laden, sobald das Netzkabel an eine Netzwechselstromquelle angeschlossen ist. Bei Bat­ terieladegeräten nach dem Stand der Technik, welche für die­ sen Zweck ausreichend preisgünstig sind, ist leider eine lange Ladezeit (von beispielsweise 12 Stunden) erforderlich. Kompliziertere "schnelle" Batterieladegeräte sind teuer und groß, verbrauchen zu viel Leistung und/oder erzeugen zu viel elektrische Störungen als daß sie gleichzeitig in den meis­ ten Fernmeldegeräten eingesetzt werden könnten.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Bat­ terieladegerät zu schaffen, das preisgünstig ist, wenig Stö­ rungen hervorruft, kompakt ist und einen hohen Wirkungsgrad hat.

Ferner sollen mit der Erfindung ein Batterieladegerät und ein Batterieladeverfahren geschaffen werden, welche ein sehr schnelles Laden einer Nickel-Cadmium-Batterie ohne Schädi­ gung durch Überladung ermöglichen.

Weiterhin soll mit der Erfindung ein sehr kompaktes Batte­ rieladegerät geschaffen werden, das in ein Netzkabel einge­ baut werden kann und das an seinen Ausgangsanschlüssen aus­ reichend geringe elektrische Störungen hervorruft bzw. ab­ strahlt, um störempfindliche Fernmeldegeräte oder dgl. wäh­ rend des Ladens ihrer nachladbaren Batterien benützen zu können.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel enthält ein erfindungsgemä­ ßes Batterieladegerät einen ersten Gleichrichter, der eine Netzspannung aufnimmt und eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung abgibt. Ein Transformator hat eine Primärwicklung, die die gleichgerichtete Sinusspannung aufnimmt, sowie eine erste und eine zweite Sekundärwicklung. Zwischen die An­ schlüsse der ersten Sekundärwicklung und die Anschlüsse einer zu ladenden Batterie ist ein zweiter Gleichrichter geschaltet. Zwischen einen Anschluß der Primärwicklung und ein Filter oder eine andere Schaltung, die ein Signal er­ zeugt, das den durch die Primärwicklung fließenden Strom anzeigt, ist ein Schalter eingefügt. An die Anschlüsse der zweiten Sekundärwicklung ist eine erste Schaltung zum Erzeu­ gen einer Batteriezustandsspannung angeschlossen, die zu der Spannung zwischen den Anschlüssen der gerade geladenen Bat­ terie proportional ist. Eine erste Schaltung erzeugt eine Batteriezustandsspannung, die proportional zur Spannung zwi­ schen den Anschlüssen der geladenen Batterie ist. Eine zwei­ te Schaltung erzeugt im Ansprechen auf die gleichgerichtete Sinusspannung ein Zeitsteuersignal. An den Ausgang eines Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzers ist eine dritte Schaltung angeschlossen, die die Ausgangsspannung des Sägezahn-Digi­ tal/Analog-Umsetzers mit einer zur Batteriezustandsspannung proportionalen Bezugsspannung vergleicht. Der Sägezahn-Di­ gital/Analog-Umsetzer führt eine Spitzenwert-Abtast/Halte- Funktion aus. Die dritte Schaltung erzeugt ein mit dem Zeit­ steuersignal synchronisiertes Aufstufungssignal, um den Sä­ gezahn-Digital/Analog-Umsetzer aufzustufen, bis dessen Aus­ gangsspannung die Bezugsspannung übersteigt. An den Ausgang des Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzers ist eine vierte Schal­ tung angeschlossen, die ein Schwachladesignal erzeugt, wenn die Batteriezustandsspannung um eine vorbestimmte Schwellen­ spannung unter die Umsetzerausgangsspannung abfällt, nachdem ein Spitzenwert der Batteriezustandsspannung erreicht worden ist. Eine fünfte Schaltung nimmt das Schwachladesignal und das den durch die Primärwicklung fließenden Strom anzeigende Signal auf, um ein Steuersignal zu erzeugen. Das Steuersi­ gnal wird an den Schalter angelegt, um den Stromfluß durch die Primärwicklung entsprechend der Batteriezustandsspannung zu steuern. Bei dem Schwachstromladebetrieb des Batterie­ ladegeräts ruft das an den Schalter angelegte Steuersignal ein sehr niedriges Tastverhältnis bzw. Einschaltverhältnis hervor. Bei dem Starkstrom-Ladebetrieb des Batterieladege­ räts wird die Einschaltzeit des Schalters kontinuierlich zwischen den Tälern und Spitzen der gleichgerichteten Sinus­ spannung derart moduliert, daß die Spannung an dem Schalter unter dessen Durchbruchspannung gehalten wird, während der maximale Ladestrom zur Batterie erhalten wird. Dies wird mittels einer Schaltungsanordnung bewerkstelligt, die kon­ stante Abschaltzeiten für den Schalter und dem Signal für den Primärwicklungsstrom entsprechend veränderbare Ein­ schaltzeiten für den Schalter hervorruft. Diese Technik be­ werkstelligt auch ein Umschalten des Schalters bei der Span­ nung Null und beim Strom Null, was die Umschaltstörsignale und den Energieverbrauch im Schalter minimiert. Die konstan­ te Abschaltzeit ist auf die Hälfte der Resonanzfrequenz der Primärwicklungsschaltung eingestellt, um das Umschalten bei der Spannung Null zu bewerkstelligen. Die Primärrücklauf­ spannung ist daher halbsinusförmig und kehrt auf Null zu­ rück, bevor der Schalter für den nächsten Zyklus einge­ schaltet wird. Der Energieverlust im Schalter wird mini­ miert, und das vom Rücklaufspannung-Signalverlauf erzeugte Störsignal wird auf die relativ hohe Resonanzfrequenz kon­ zentriert, mit weniger Energie bei höheren Vielfachen der Frequenz, als dies bei nichtsinusförmigem Signalverlauf der Fall wäre.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbei­ spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläu­ tert.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Batte­ rieladegeräts.

Fig. 2 ist ein Logikschaltbild eines Teils der Batterielade­ schaltung nach Fig. 1.

Fig. 3 ist ein ausführliches Logikschaltbild eines anderen Teils der Batterieladeschaltung nach Fig. 1.

Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm für die Erläuterung der Funktion der Schaltung nach den Fig. 1 bis 3.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungs­ beispiels eines Batterieladegeräts.

Fig. 6 ist ein Logikdiagramm eines ΔV-Detektors und einer LED-Treiberschaltung in Fig. 5.

Fig. 7 ist ein detaillierteres Blockdiagramm für eine Modu­ lations- und Steuerschaltung in Fig. 5.

Fig. 8 ist ein Zeitdiagramm, wie es zum Beschreiben des in den Fig. 5-7 dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfin­ dung von Nutzen ist.

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm eines anderen Ausführungsbei­ spiels eines Batterieladegeräts.

Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das einen Teil der Schal­ tungsanordnung im Block 15B von Fig. 9 darstellt.

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm eines Teils der Schaltungsan­ ordnung im Block 5B von Fig. 9.

Gemäß Fig. 1 wird von einer Batterieladeschaltung 1 eine Netzwechselspannung 2 aufgenommen und mittels eines herkömm­ lichen Vollweggleichrichters 3 gleichgerichtet, um an dessen Ausgangsleiter 4 ein gleichgerichtetes Hochspannungssignal HVDC zu erzeugen. Ein Masseanschluß des Gleichrichters 3 ist mit einem Hauptmasseleiter 25 verbunden. Der Ausgangsleiter 4 führt das Signal HVDC einem Eingang einer logischen ΔV- Detektor/ Steuerschaltung 5 sowie einem Anschluß einer In­ duktivität 6 zu. Die Induktivität 6 kann eine gesonderte Induktionsspule oder die Streuinduktivität einer Primärwick­ lung 7A eines Transformators 7 sein.

Der Transformator 7 hat eine Sekundärwicklung 7B, an deren Anschlüsse ein Halbwellengleichrichter 10 angeschlossen ist. Der Masseanschluß des Gleichrichters 10 ist mit einem "iso­ lierten" Masseleiter 25A verbunden, während ein Ausgangsan­ schluß 10A des Gleichrichters mit dem positiven Anschluß einer zu ladenden Nickel-Cadmium-Batterie 11 verbunden ist.

Die Detektor/Steuerschaltung 5 nimmt an einem Leiter 14 eine Spannung V_SENSE auf, die auf genaue Weise die momentane Spannung der Batterie 11 angibt, und bewirkt eine Verringe­ rung der Ladegeschwindigkeit der Batterie 11 von einer Starkstrom-Ladegeschwindigkeit auf eine Schwachstrom-Lade­ geschwindigkeit bzw. Dauerladung oder Erhaltungsladung, wenn ein Absinken der Spannung V_SENSE um ΔV von einem Spitzenwert 97 weg erfaßt wird (Fig. 4). Ein von einem Einschaltzeit­ modulator 15 an einem Leiter 8 erzeugtes Signal RESET wird an einen Eingang der Detektor/Steuerschaltung 5 angelegt, die an einem Leiter 12 ein Signal und an einem Leiter 13 ein Schwachstrom-Ladebetrieb-Signal ILO abgibt. Die Leiter 12 und 13 sind mit Steuereingängen des Einschaltzeitmodula­ tors 15 verbunden. An einen Rückkopplungseingang des Ein­ schaltzeitmodulators 15 ist eine Spannung V_ISENSE angelegt, die von einer Filterschaltung 20 an einem Leiter 21 erzeugt wird.

Der Einschaltzeitmodulator 15 erzeugt an einem Leiter 16 ein Ausgangssignal, das die Einschaltzeit eines Schalters 19 steuert, um dadurch die Ladegeschwindigkeit der Batterie 11 zu bestimmen. Wenn der Schalter 19 geschlossen ist, wird der durch die Primärwicklung 7A fließende Strom über eine Lei­ tung 17 zum Eingang der Filterschaltung 20 und zu einem Widerstand 26 geleitet. Zwischen den Leiter 17 und den HVDC-Signal-Leiter 4 ist ein Kondensator 18 mit einer Kapa­ zität C_R geschaltet.

Der Transformator 7 hat einen Ferritkern 7D, der eine zu­ sätzliche Sekundärwicklung 7C mit der Primärwicklung 7A magnetisch koppelt. Ein Anschluß der Sekundärwicklung 7C ist mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden, während der andere Anschluß der Sekundärwicklung 7C mit dem Eingang eines Halb­ wellengleichrichters 28 verbunden ist. Der Gleichrichter 28 gibt an dem Leiter 14 die Spannung V_SENSE ab.

Die Fig. 2 zeigt Einzelheiten der Detektor/Steuerschaltung 5. Das Signal HVDC an dem Leiter 4 wird über einen Wider­ stands-Spannungsteiler 35, 36 und einen Kondensator 37 an den invertierenden Eingang eines Rechenverstärkers 38 ange­ legt, der an seinem Ausgang an einem Leiter 23 ein Zeit­ steuersignal SYNC abgibt. Der nichtinvertierende Eingang des Rechenverstärkers 38 ist an den Hauptmasseleiter 25 ange­ schlossen. Der Leiter 23 ist über einen Inverter 24 mit einem Endeingang eines Schieberegisters 42 verbunden. Das Schieberegister 41 ist durch sechs D-Flipflops gebildet. Der Q-Ausgang des rechts dargestellten Flipflops ist mit einem Eingang eines NOR-Glieds 43 und mit dem Eingang eines Tei­ lers 44 verbunden, der das Q-Ausgangssignal durch 2¹⁵ teilt. Der Q-Ausgang des rechts dargestellten Flipflops des Schie­ beregisters 42 ist mit einem der zwei Eingänge eines NOR- Glieds 45 verbunden, das ein Signal SYNC/11 erzeugt und es an den Eingang eines ODER-Glieds 46 anlegt. Der Q-Ausgang des angrenzenden Flipflops des Schieberegisters 42 ist mit dem anderen Eingang des NOR-Glieds 43 und mit dem anderen Eingang des NOR-Glieds 45 verbunden. Das Ausgangssignal des ODER-Glieds 46 ist das Signal an dem Leiter 12.

Das Batteriezustandssignal V_SENSE an dem Leiter 14 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 34, an einen Anschluß eines Widerstands 32 und an einen Anschluß eines Widerstands 47A angelegt. Der andere Anschluß des Widerstands 32 ist mit einem Anschluß des Widerstands 35 und mit der Kathode einer Zenerdiode 33 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode 33 ist auch mit der Basis des NPN-Transistors 34 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 33 ist mit dem Hauptmasseleiter 25 ver­ bunden. Der Emitter des Transistors 34 gibt an einem Leiter 22 eine konstante Bezugsspannung V_REF ab, die gleich der Durchbruchspannung der Zenerdiode 33 abzüglich der Basis- Emitter-Spannung V_BE des Transistors 34 ist. Dadurch kommt der Strom und damit die dem V_REF-Leiter 22 zugeführte Be­ triebsenergie, vom V_SENSE-Leiter 14 über den Kollektor und Emitter des Transistors 34 her. Der V_REF-Leiter 22 liefert Strom und damit Betriebsenergie an den DAC 50. Auch liefert der V_SENSE-Leiter 14 Betriebsenergie an die Schaltungsanord­ nung mit dem Widerstand 36 und dem Kondensator 37. Der V_REF- Leiter 22 ist an den Bezugseingang eines Digital/Analog- Umsetzers 50 angeschlossen. Der Digital/Analog-Umsetzer 50 kann ein Umsetzer DAC 7541 sein, obgleich bei diesem nur sieben von 12 Bit genutzt werden.

Der V_REF-Leiter 22 ist auch mit dem invertierenden Eingang eines Vergleichers 60 verbunden. Der nichtinvertierende Ein­ gang des Vergleichers 60 ist über einen Leiter 44 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 51, dem in­ vertierenden Eingang eines Vergleichers 52 und dem Verbin­ dungspunkt zwischen dem Widerstand 47A und einem Widerstand 47B verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 47B ist mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden.

Das Ausgangssignal des Digital/Analog-Umsetzers bzw. DAU 50 ist eine Spannung V₀ an einem Leiter 57, der mit dem inver­ tierenden Eingang des Vergleichers 51 und dem nichtinver­ tierenden Eingang des Vergleichers 52 verbunden ist. Der Vergleicher 52 hat eine Eingangsversetzungsspannung von 100 mV.

Die sieben Eingänge des DAU 50 sind mit den Ausgängen eines asynchronen 7-Bit-Zählers 55 verbunden. Der Zähler 55 wird durch das Signal RESET rückgesetzt, das von der Schaltung nach Fig. 3 erzeugt wird. Der Teiler 44 wird gleichfalls durch das Signal RESET rückgesetzt. Der Zähler 55 wird von einem UND-Glied 53 durch ein Signal RCHT an einem Leiter 53A weitergeschaltet. Ein Eingang des UND-Glieds 53 ist an den SYNC-Signal-Leiter 23 angeschlossen. Ein weiterer Eingang des UND-Glieds 53 nimmt vom Ausgang des Vergleichers 51 ein Signal UP auf, um die Ausgangsspannung V₀ des DAU 50 höher­ zustufen. Der restliche Eingang des UND-Glieds 53 nimmt ein Signal 110 an einem Leiter 13N auf, der mit dem -Ausgang eines D-Flipflops 56 verbunden ist. Das Signal an dem Leiter 13N ist auch an einen Eingang des ODER-Glieds 46 an­ gelegt. Wie es nachfolgend erkennbar wird, wenn der Betrieb der Erfindung erläutert wird, arbeiten der DAC 50, der Wel­ ligkeitszähler 55, das UND-Glied 53 sowie der Komparator 51 zusammen, um eine Spitzenwert-Abtast/Halte-Funktion zu rea­ lisieren.

Der Takteingang CK des Flipflops 56 ist mit dem SYNC-Leiter 23 verbunden. Der Rücksetzeingang R des Flipflops 56 ist mit dem RESET-Leiter 8 verbunden. Der Setzeingang S des Flip­ flops 56 erhält ein Auszeit-Signal TO, welches durch die Teilerschaltungen 42 und 44 an einem Leiter 48 erzeugt wird. Das Flipflop 56 gibt an dem Q-Ausgang an dem Leiter 13 das Signal ILO (für den Schwachstrom-Ladebetrieb) ab. Der D- Eingang des Flipflops 56 ist mit dem Ausgang eines ODER- Glieds 54 verbunden, das an einem Eingang aus dem Ausgang des Vergleichers 52 ein Signal FULL aufnimmt, welches an­ zeigt, daß die Batterie 11 voll geladen ist. An dem anderen Eingang nimmt das ODER-Glied 54 ein, an dem Ausgang des Ver­ gleichers 60 erzeugtes Signal VHI auf (das einen Hochspan­ nungszustand anzeigt, der auftritt, weil keine Batterie an die Batterieladeschaltung 1 angeschlossen ist).

In der Fig. 3 sind Einzelheiten des Einschaltzeitmodu­ lators 15 und des Schalters 19 dargestellt. Die Span­ pung V_REF an dem Leiter 22 wird über einen Widerstand- Spannungsteiler 64B, 75B an den nichtinvertierenden Eingang eines Fehlerverstärkers 63 angelegt, dessen Ausgangssignal an dem invertierenden Eingang eines Ver­ gleichers 66 und auch an dem invertierenden Eingang ei­ nes Vergleichers 62 anliegt. Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 62 ist an einen Sägezahnsi­ gnalgenerator 64 angeschlossen, welcher ein Sägezahnsi­ gnal mit 500 kHz erzeugt. Der Sägezahnsignalgenerator 64 ist durch eine Schaltung gebildet, in der ein über einen Widerstand 64C fließender konstanter Strom einen Kondensator 64D auflädt. Wenn die Sägezahnspannung die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 63 übersteigt, wird eine monostabile Kippstufe 70 getriggert. Durch die monostabile Kippstufe wird die Sägezahnspannung auf "Null" zurückgestellt und ein als Schalter 19 dienender MOSFET ausgeschaltet. Wenn die Impulszeit der monosta­ bilen Kippstufe 70 abgelaufen ist, wird dadurch durch Ausschalten eines Transistors 64E wieder der Sägezahn­ signalgenerator 64 eingeschaltet.

Die an einem Leiter 22A auftretende heruntergeteilte Spannung V_REF ist an den nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 63 angelegt. Der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers 63 ist über einen Wider­ stand 76 mit dem Signal ILO an dem Leiter 13 beauf­ schlagt.

Der Ausgang des Vergleichers 62 ist mit dem Eingang der monostabilen Kippstufe 70 für 1 ms verbunden, deren Ausgangssignal an einen Eingang eines NOR-Glieds 71 an­ gelegt ist. Der andere Eingang des NOR-Glieds 71 nimmt über den Leiter 12 das Signal auf. An dem Ausgang des NOR-Glieds 71 wird ein Signal GATE erzeugt, das an das Gate des N-Kanal-MOSFET 19 angelegt wird, dessen Drain mit einem unteren Anschluß der Sekundärwicklung 7A und mit dem unteren Anschluß des Kondensators 18 verbunden ist. Die Source des MOSFET 19 ist über einen Widerstand 26 mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden. Ferner ist die Source des MOSFET 19 über einen Wider­ stand 20B mit dem V_ISENSE-Leiter 21 an dem invertieren­ den Eingang des Rechenverstärkers bzw. Fehlerverstär­ kers 63 verbunden. Der Widerstand 20B und ein Kondensa­ tor 20A bilden die Filterschaltung 20 gemäß Fig. 1.

Der V_SENSE-Leiter 14 ist an den D-Eingang eines D-Flip­ flops 80 angeschlossen. Der Takteingang des Flipflops 80 ist an den Ausgang des Vergleichers 66 angeschlos­ sen. Der Q-Ausgang des Flipflops 80 ist an den RESET- Leiter 8 und an einen Anschluß eines Widerstands 94 an­ geschlossen. Der andere Anschluß des Widerstands 94 ist an den Rücksetzeingang R des Flipflops 80 und an einen Anschluß eines Kondensators 95 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden ist.

Ein RESET-Impuls wird entweder bei einem Stromein­ schaltzustand oder bei einem Batterieladezustand er­ zeugt. Während der Stromeinschaltung bewirkt der Weich­ anlauf-Kondensator 20A anfänglich ein niedriges Aus­ gangssignal des Fehlerverstärkers 63, was eine anfäng­ lich kurze Einschaltzeit für den Schalter bzw. MOSFET 19 sowie eine Taktflanke für das Flipflop 80 aus dem Vergleicher 66 ergibt. Der Widerstand 94 und der Kon­ densator 95 bestimmen die Breite des RESET-Impulses.

Während eines Batterieladezustands steigt die Spannung V_ISENSE an, wodurch das Ausgangssignal des Rechenver­ stärkers bzw. Fehlerverstärkers 63 unter die herunter­ geteilte Bezugsspannung V_SENSE-D abfällt, so daß eine Taktflanke zum Einleiten des RESET-Impulses gemäß der Beschreibung für den Stromeinschaltzustand hervorgeru­ fen wird.

Die grundlegende Funktion der Batterieladeschaltung 1 besteht darin, daß eine Netzwechselspannung mit 120 V und 60 Hz durch den Vollweg-Gleichrichter 3 zu der in Fig. 4 dargestellten sinusförmigen Spannung HVDC gleichgerichtet wird. Diese Spannung wird in eine Dif­ ferenzierschaltung 40 (Fig. 2) eingegeben, die das in Fig. 4 dargestellte Signal SYNC abgibt. Die Vorder­ flanke eines jeden SYNC-Impulses tritt bei dem Maximal­ wert des Signals HVDC auf, nämlich an der Mitte einer jeden gleichgerichteten Halbwelle. Die Rückflanke eines jeden SYNC-Impulses tritt bei einem Minimalwert des Si­ gnals HVDC auf.

Das Signal SYNC ist an den Eingang des UND-Glieds 53 und des D-Flipflops 56 angelegt (Fig. 2). Der asyn­ chrone 7-Bit-Zähler 55 wird durch das Signal RESET zu­ rückgesetzt. Falls in der Batterieladeschaltung 1 die Starkstrom-Ladebetriebsart eingeschaltet ist, hat das Signal den Pegel "1", so daß durch das Signal SYNC das Signal RCHT an dem Leiter 53A hervorgerufen wird, wodurch gemäß der Darstellung bei 84 in Fig. 4 die Spannung V₀ schrittweise angehoben wird. Wenn die Span­ nung V₀ die Spannung an dem Leiter 44 über­ steigt, bringt der Vergleicher 51 das Signal UP auf "Null", wodurch das Erzeugen des Signals RCHT durch das Signal SYNC abgeschaltet wird. Wenn das Signal in­ folge eines durch den Vergleicher 52 an den Eingang des NOR-Glieds 54 angelegten FULL-Signals "1" auf "0" wech­ selt, wird das Signal SYNC gesperrt, so daß der asyn­ chrone Zähler 55 nicht weiterhin aufgestuft wird, wo­ durch das von dem DAU 50 abgegebene analoge Signal V₀ auf einem Pegel 83 gemäß Fig. 4 gehalten wird.

Erfindungsgemäß hält der Sägezahn-DAU 50 den Pegel 83 auf genaue Weise bis zum Rücksetzen fest. Daher wird das Signal RCHT nur während des Aufstufens des DAU 50 erzeugt und das Flipflop 56 zeigt dann dann, ob entwe­ der die Batterie voll geladen ist oder keine Batterie angeschlossen ist. In jedem Fall schaltet das Q-Aus­ gangssignal des Flipflops 56 auf die Schwachstrom-Lade­ betriebsart.

Falls die Batterieladeschaltung 1 nicht mit der Batte­ rie 11 verbunden ist, steigt offensichtlich die Span­ nung V_SENSE auf einen hohen Wert an, da der Ausgangs­ strom der Batterieladeschaltung 1 nirgendswohin abflie­ ßen kann. Dieser Zustand wird von dem Vergleicher 60 erfaßt, der das Signal VHI auf "1" schaltet, wodurch das Flipflop 56 zwangsweise die Schwachstrom-Ladebe­ triebsart bzw. Dauerstromladung einschaltet. (Der Grund dafür, daß das Umschalten der Batterieladeschaltung 1 auf den Schwachstrombetrieb erwünscht ist, falls keine Batterie angeschlossen ist, liegt darin, einen nutzlo­ sen Leistungsverbrauch in dem Transformator zu vermei­ den).

Wenn die Spannung V_SENSE-D um mehr als ungefähr 100 mV abgefallen ist, was in Fig. 4 bei 85 dargestellt ist, wobei an diesem Punkt die Spannung V₀ die Spannung V_SENSE-D um mehr als die 100 mV-Abweichung des Verglei­ chers 52 übersteigt, wechselt das Signal FULL auf "1", um anzuzeigen, daß die Batterie voll geladen ist.

Der invertierende Eingang des Vergleichers 60 erhält die Spannung V_REF an dem Leiter 22, die mit der Span­ nung V_SENSE-D verglichen wird. Ein hoher Wert der Span­ nung V_SENSE, der bei unbelastetem Zustand des Leiters 10A durch die Sekundärwicklung 7C und den Gleichrichter 28 hervorgerufen wird, ergibt einen Wechsel des Signals VHI von "0" auf "1", wodurch das Flipflop 56 gesetzt wird und der Schwachstrom-Ladebetrieb eingeschaltet wird.

Die von dem Gleichrichter 28 nach Fig. 1 erzeugte Spannung V_SENSE hat zwei Funktionen, von denen eine darin besteht, auf genaue Weise die Batteriespannung wiederzugeben, falls eine Batterie angeschlossen ist, und die andere darin besteht, der Detektor/Steuerschal­ tung und dem Modulator Strom zuzuführen.

Das Schieberegister 42 führt eine 1 : 11-Teilung aus.

Das 1 : 11-Schieberegister 42 und der gesonderte 1 : 2¹⁵-Teiler 44 erzeugen an dem Leiter 46 das Zeitab­ laufsignal TO, das eine Sicherheitsfunktion durch das Umschalten des Batterieladegeräts auf die Schwachstrom- Ladebetriebsart nach einer Stunde der Starkstromladung hat. Die Teilerschaltungen 42 und 44 teilen die 60 Hz- Netzfrequenz ausreichend zu dem Erzeugen des Signals TO nach einer Stunde herunter. Das Schieberegister 42 und das NOR-Glied 43 bilden einen sogenannten Umlaufring­ zähler, der die 1 : 11-Teilung ausführt, welche in Ver­ bindung mit der 1 : 2¹⁵-Teilung zum Erhalten der Verzö­ gerung um eine Stunde durch Teilen der 60 Hz-Netzfre­ quenz erforderlich ist.

Das 1 : 11-Schieberegister 42 hat eine zweite Funktion, die darin besteht, daß durch Erzeugen eines Freiga­ beimpulses an dem Leiter 12 bei jedem elften SYNC-Im­ puls die Schwachstrom-Betriebsart eingeschaltet wird. Das Signal an dem Leiter 12 wird durch das Signal an dem Leiter 13N geschaltet. Eine Anstiegsflanke 88 (Fig. 4) des Signals ILO ergibt eine entsprechende Abfallflanke des Signals , die über das ODER-Glied 46 das Signal SYNC/11 zum Erzeugen des Signals schaltet. Bei jedem elften SYNC-Impuls ist das SYNC/11- Signal "0", während es über die restliche Zeit "1" ist. Falls das Signal ILO positiv ist, hat daher während des SYNC/11-Impulses das Signal den Pegel "0" gemäß der Darstellung durch 90 in Fig. 4. Das Ausgangssignal der monostabilen Kippstufe 70 erzeugt Impulse, die durch das Signal EN gemäß Fig. 3 durch das NOR-Gied 71 ge­ schaltet werden, wodurch während jeden elften SYNC-Im­ pulses eine Folge von GATE-Impulsen gemäß der Darstel­ lung durch 91 erzeugt wird. Hierdurch wird der MOSFET- Schalter 19 in einem Takt von ungefähr 500 kHz ein- und ausgeschaltet, wodurch der Dauer- bzw. Erhaltungsla­ dungsstrom, d. h. die Schwachstromladung herbeigeführt wird.

Wenn gemäß der Darstellung durch 92 in Fig. 4 das Si­ gnal ILO "0" ist, entsprechen die Breiten der GATE-Im­ pulse der Starkstrom-Ladebetriebsart und sind durch den Schaltungsaufbau des in Fig. 3 ausführlich dargestell­ ten Einschaltzeitmodulators 15 bestimmt.

Die Spannung an dem V_ISENSE-Leiter 21 ist eine analoge Spannung, die durch die Source des MOSFET-Schalters 19 mit der Frequenz des Einschaltzeitmodulators 15 herbei­ geführt wird (die ungefähr 500 kHz beträgt). Durch die Filterschaltung 20 wird die hochfrequente Komponente ausgefiltert. Bei jedem Spitzenwert des Signals HVDC liegt ein Spitzenwert des Stroms und des Signals V_ISENSE vor, während bei jedem Minimum des Signals HVDC der Strom bzw. das Signal V_ISENSE minimal ist. Dies er­ gibt die in Fig. 4 dargestellte Welligkeit des Signals V_ISENSE.

Das Signal V_ISENSE ist zu dem Eingang des Einschalt­ zeitmodulators 15 zurückgeführt, um die Welligkeit des Signals V_ISENSE zwangsweise so klein wie möglich zu halten. Dies wird dadurch bewerkstelligt, daß während der Minima des Signals HVDC eine maximale Einschaltzeit des Schalters 19 und während der Maxima des Signals HVDC eine minimale Einschaltzeit des Schalters 19 ein­ gestellt wird. Ein maximales Tastverhältnis bzw. Ein­ schaltverhältnis von 50% ist für das GATE-Signal an den Minima des Signals HVDC in Fig. 4 als Abschnitt mit vergrößertem Zeitmaßstab dargestellt. Das weitaus kleinere Einschaltverhältnis entspricht den Spitzenwer­ ten bzw. Maxima des Signals bzw. der Spannung HVDC. Das Einschaltverhältnis des Signals GATE während des Stark­ strom-Ladebetriebs ändert sich kontinuierlich zwischen diesen Extremen über jeden Halbzyklus der Netzspannung. Dies hat zur Wirkung, daß die gesamte Leistungsabgabe der Batterieladeschaltung 1 maximal wird, während ver­ hindert wird, daß die Drain-Source-Durchbruchspannung des MOSFET-Schalters 19 überschritten wird.

Es ist ersichtlich, daß eine Rücklaufspannung V_CR an dem Leiter 17 (Fig. 1) ungefähr 1000V oder mehr er­ reichen kann, wenn der Schalter 19 ausgeschaltet wird, während in der Primärwicklung 7A ein starker Strom fließt. Im einzelnen würde die Drain-Source-Durchbruch­ spannung des MOSFET-Schalters 19, die typischerweise 1000V betragen kann, bei den Spitzenwerten des Signals bzw. der Spannung HVDC überstiegen werden, wenn zu die­ sem Zeitpunkt der MOSFET 19 ein Einschaltverhältnis von 50% hat. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Ein­ schaltzeit des MOSFET 19 auf eine konstante kürzere Zeit eingestellt wird, bei der vermieden ist, daß die Spannung V_CR 1000V übersteigt, eine geringere Leistung an die Sekundärwicklung 7B, den Gleichrichter 10 und die Batterie 11 während der "Täler" der Spannung HVDC abgegeben wird als in dem Fall, daß der MOSFET 19 über eine lange Zeit eingeschaltet ist.

Erfindungsgemäß wird die Einschaltzeit des MOSFET 19 fortgesetzt durch die Spannung V_ISENSE moduliert, um eine maximale Leistung über den Transformator 7 zu übertragen, ohne die Durchbruchspannung des MOSFET 19 zu übersteigen. Ferner ergibt das kontinuierliche Modu­ lieren der Einschaltzeit des MOSFET 19 einen Mechanis­ mus, der bei dem Anstieg der Batteriespannung und bei durch Umgebungstemperaturänderungen verursachten Ände­ rungen der Induktivität und/oder der Verluste des Transformators den Ausgangsstrom des Ladegeräts kon­ stant hält. Ferner ergibt die Stromsteuerung eine Maxi­ malstrombegrenzung zum Schutz des Ladegeräts vor feh­ lerhaften, beispielsweise kurzgeschlossenen Zellen in dem Batterieblock.

Der Fehlerverstärker 63 verstärkt die Differenzspannung zwischen der Spannung an dem V_ISENSE-Leiter 21 und der heruntergeteilten Bezugsspannung V_SENSE-D an dem Leiter 22A. Das Ausgangssignal gelangt an den Eingang des Ver­ gleichers 62 und schließt eine Rückführungsschleife in der Weise, daß die Differenzspannung zwischen den Lei­ tern 21 und 22A auf ein Mindestmaß herabgesetzt wird. Ein Anstieg dieser Differenzspannung ergibt ein Erhö­ hung der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 63, so daß die Sägezahngeneratorspannung längere Zeit ansteht, nämlich länger eingeschaltet ist, bevor der Vergleicher 62 geschaltet wird. Auf diese Weise wird durch die län­ gere Einschaltzeit des Schalters 19 gegenläufig zu der anfänglichen Differenzspannung der mittlere Primärstrom verstärkt.

Die Sägezahngeneratorschaltung 64 erzeugt ein Sägezahn­ signal in einem Takt von ungefähr 500 bis 1.000 kHz, um ein Modulationssignal zu bilden, das zum Umsetzen der von dem Fehlerverstärker 63 erzeugten Spannung zu einer Verzögerungszeit dient, gemäß der die monostabile Kipp­ stufe 70 geschaltet wird und die auch die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19 darstellt. Die monostabile Kippstufe 70 bestimmt die Breiten der Nullpegelab­ schnitte des Signals GATE und damit die Ausschaltzeit des MOSFET-Schalters 19. Die Ausschaltzeit des MOSFET- Schalters 19 ist unabhängig von der Einwirkung des Mo­ dulators 15 auf die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19 konstant. Der Zeitpunkt, an dem das an dem Leiter 64A erzeugte 500 kHz-Sägezahnsignal die Ausgangsspann­ ung des Fehlerverstärkers 63 übersteigt, bestimmt die Breite der "1"-Abschnitte des Signals GATE und damit die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19. Wenn die Schaltzeit der monostabilen Kippstufe 70 abläuft, wird auf die vorangehend erläuterte Weise durch das Signal an dem Leiter 70A das Ausgangssignal des Sägezahngene­ rators 64 rückgesetzt und das Sägezahnsignal wieder­ holt.

Die der Ausschaltzeit des MOSFET 19 entsprechende Im­ pulsdauer der monostabilen Kippstufe 70 wird derart festgelegt, daß sie gleich der Hälfte der Periode der Resonanzfrequenz ist, die durch die Primärwicklungsin­ duktivität L_R des Transformators und die Resonanzkapa­ zität C_R bestimmt ist. Die Primärwicklungs-Rücklauf­ spannung V_CR hat daher eine Halbsinus-Kurvenform, die auf "0" zurückkehrt, bevor der MOSFET 19 für den näch­ sten Zyklus eingeschaltet wird. Daher ist der Lei­ stungsverlust in dem MOSFET-Schalter 19 auf ein Min­ destmaß herabgesetzt und die durch die Rücklaufspannung V_CR erzeugten Störungen sind auf der Resonanzfrequenz von ungefähr 500 kHz konzentriert, wobei weniger Ener­ gie bei höheren Vielfachen der Frequenz enthalten ist als im Falle einer Rücklaufspannung mit nicht sinusför­ miger Kurvenform. Dies ergibt ein "Nullspannungsschal­ ten" des MOSFET 19, so daß dieser eingeschaltet wird, wenn daran eine Drain-Source-Spannung "0" anliegt.

Die Einschaltzeit des MOSFET 19 wird durch die Rückfüh­ rungsspannung V_ISENSE moduliert, die der Stärke des in der Primärwicklung 7A fließenden Stroms entspricht.

Durch die Modulation der Einschaltzeit des MOSFET 19 mittels der den in der Primärwicklung 7A fließenden Strom darstellenden Rückführungsspannung V_ISENSE werden die Leistungsverluste in dem MOSFET 19 minimal, während Schalteinschwingvorgänge im wesentlichen unterdrückt werden, welche bei ihrem Auftreten unerwünschte elek­ trische Störungen hervorrufen würden, die die Funktion eines Fernmeldegeräts stören könnten, welches an die Batterie 11 angeschlossen ist oder während des Ladens derselben sich in deren Nähe befindet.

Die Kurvenform der Spannung V_ISENSE enthält verschiede­ nerlei Komponenten, zu denen eine Gleichspannungskompo­ nente, die dem mittleren Strom in der Primärwicklung 7A entspricht, sowie als Hüllkurve der Spannung eine Wech­ selspannungskomponente, die der Schaltfrequenz (von un­ gefähr 500 bis 1000 kHz) des MOSFET 19 entspricht, und eine weitere Wechselspannungskomponente mit der Netz­ frequenz 60 Hz zählen, die als Welligkeit auftritt. Dieses Hüllkurvensignal wird durch den Vergleicher 62 mit dem Sägezahnsignal an dem Leiter 64A nach Fig. 3 verglichen, um die Einschaltzeitmodulation des Signals GATE herbeizuführen.

Die Intervalle bzw. Zeitabstände, während denen der MOSFET-Schalter 19 ausgeschaltet ist, stehen mit der Primärwicklungsinduktivität L_R und der Resonanzkapazi­ tät C_R in folgender Beziehung:

(Obwohl während der Zeit, in der der MOSFET 19 ausgeschaltet ist, die Primärwicklungsschaltung für einen halben Zyklus mit der Resonanzfrequenz schwingt, schwingt sie, wenn der MOSFET 19 eingeschaltet ist, nicht, so daß die Zeit, in der der MOSFET 19 eingeschaltet ist, unabhängig von der Reso­ nanzfrequenz verändert werden kann).

Mit der Signalspannung HVDC wird die Primärwicklung des Transformators gespeist. Dem Modulator wird Strom aus der V_SENSE-Leitung zugeführt.

Das Signal RESET an der Leitung 8 dient zum Rücksetzen des Flipflops 56, des asynchronen Zählers für den Sägezahnstu­ fen-DAU und des Stundenzeitgebers, der das Zeitablaufsignal TO erzeugt. Der Schaltungsaufbau mit dem Sägezahnstufen-DAU 50 und der zugeordneten Schaltungsanordnung kann durch eine Spitzenwert-Abfrage/Halteschaltung in Verbindung mit einer Schaltungsanordnung ersetzt werden, die das Ausgangssignal der Abfrage/ Halteschaltung mit der momentanen Batteriespan­ nung vergleicht, um zu ermitteln, ob die bei dem Batterie­ volladezustand erreichte Abfallkennlinie aufgetreten ist. Die Vergleichsergebnisse können dann zum Einstellen einer Schwachstrom-Ladebetriebsart benutzt werden.

Die Spannung V_ISENSE kann alternativ mittels eines zusätzli­ chen Transformators erhalten werden, dessen Primärwicklung den auch in der Primärwicklung 7A fließenden Strom führt. Eine Sekundärwicklung des zusätzlichen Transformators würde ein Signal erzeugen, das den über die Primärwicklung 7A fließenden Strom anzeigt.

Ein alternatives Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Fig. 5-7 dargestellt. In vielerlei Hinsicht ist das störarme, hochwertige Batterieladegerät 1A von Fig. 5 dem in Fig. 1 dargestellten ähnlich. Jedoch wird bei der Schaltung von Fig. 5 die Batteriespannung durch eine Schaltung 5A er­ faßt, die, obwohl sie der ΔV-Detektorschaltung 5 von Fig. 1 ähnlich ist, auf der "Batterieseite" statt auf der "Lei­ tungsseite" des Trenntransformators 7 angeordnet ist. Die zweite Sekundärwicklung 26 und der Gleichrichter 28 werden in der Schaltung von Fig. 5 dazu verwendet, Energie für die Modulations- und Steuerschaltung 15 zu erzeugen, werden je­ doch nicht dazu verwendet, ein Signal zu erzeugen, das die Batteriespannung anzeigt. Ein vom Gleichrichter 28 erzeugtes Signal LVDC (analog zum Signal V_SENSE von Fig. 1) liefert einen Hinweis darauf, ob die Batterieanschlüsse 10A und 10B offen oder kurzgeschlossen sind.

In der Schaltung von Fig. 5 wird der Zustand der Batterie durch frequenzmodulierte Signale angezeigt, die über Trenn­ wandkondensatoren 104A und 104B gekoppelt sind und die dann an Eingänge der Modulations- und Steuerschaltung 15A ange­ legt werden. Ein Spannungs/Frequenz-Wandler 112 erzeugt zwei Signale F und verschiedener Frequenzen, die über die Trennwandkondensatoren 104A und 104B gekoppelt sind, um Si­ gnale P und auf Leitungen 114A und 114B zu erzeugen, die das Vorhandensein einer Spannungsänderung ΔV am Haltekonden­ sator von z. B. mindestens 100 mV anzeigen.

Die ΔV-Detektor/LED-Treiberschaltung erzeugt auch ein Aus­ gangssignal L/O (LED-Ausgangssignal) auf der mit der Kathode einer mit einer LED 101A verbundenen Leitung 103, die zum Aufleuchten gebracht wird, wenn sich das Ladegerät in einem Pufferlademodus befindet, und das auch der Anode einer LED 101B zugeführt wird, die zum Aufleuchten gebracht wird, wenn sich das Batterieladegerät in einem Schnellademodus befin­ det.

In Fig. 5 wird das LED-Treibersignal L/O auf der Leitung 103 so verwendet, daß dann, wenn es sich auf dem Pegel "0" be­ findet, was dem Pufferlademodus entspricht, die LED 101A in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist und daher leuchtet, und die LED 101B in Rückwärtsrichtung betrieben wird und daher aus­ geschaltet ist. Der entgegengesetzte Zustand herrscht, wenn L/O auf "1" steht und sich das Batterieladegerät im Schnell­ lademodus befindet. Diese Konfiguration erlaubt es, daß die Anzeige-LEDs 101A und 101B entweder am Batterieladegerät an­ gebracht sind oder an einer Stelle der Batterie zwischen deren Anschlüssen, und zwar einfach dadurch, daß die Leitung 103 zusammen mit den Batteriekabeln 10A und 10B zur Batterie geführt wird.

Der Gleichrichter 3 von Fig. 5 arbeitet im wesentlichen auf dieselbe Weise wie der Gleichrichter 3 in Fig. 1, um auf der Leitung 4 das vollweg-gleichgerichtete Signal HVDC zu erzeu­ gen. Das auf der Leitung 23 in Fig. 7 erzeugte Signal SYNC wird durch eine Differenzbildungsschaltung in der Synchroni­ sierschaltung 40A von Fig. 7 auf eine ganz ähnliche Weise erzielt, mit der die Schaltung 40 in Fig. 2 arbeitet. Die Modulations- und Steuerschaltung 15A in Fig. 7 spricht auf folgendes an: 1) auf das Vorhandensein oder Fehlen der Er­ fassung eines Spannungsabfalls ΔV von 100 mV am Haltekonden­ sator, wie von der ΔV-Detektorschaltung 5A über die Trenn­ wandkondensatoren 104A, B mitgeteilt, 2) auf eine offene oder kurzgeschlossene Schaltung zwischen den Ausgangsleitun­ gen 10A und 10B und 3) auf den mittleren quadratischen Feh­ ler RMS des Stroms in der Primärwicklung 7A, wie von der Spannung VI auf der Leitung 21A angezeigt, wie sie am Wider­ stand RS abfällt.

Erfindungsgemäß wird der durch die Primärwicklung 7A (Fig. 5) fließende Strom dadurch eingestellt, daß die Einschalt­ zeit des Schalters 19, abhängig von der Differenz zwischen V_REF und V_I moduliert wird, wobei die Ausschaltzeit konstant ist, wie bereits beschrieben. Dies regelt den in die Batte­ rie 11 geleiteten Ausgangsstrom genau. Die Batterielade­ schaltung 1A erscheint daher von der Batterie 11 aus gese­ hen als Stromquelle.

Gemäß hauptsächlicher Bezugnahme auf Fig. 7 arbeitet die Synchronisierschaltung 40A völlig ähnlich wie die entspre­ chende Schaltung in Fig. 2. Die Frequenzteilerschaltung 42 arbeitet völlig ähnlich wie die entsprechende Schaltung in Fig. 2, um die Zeitbegrenzung TO (Time Out) auf der Leitung 132 auf diejenige Zeitspanne zu begrenzen, in der die Batte­ rieladeschaltung 15A im Schnellademodus arbeiten kann, d. h. auf eine Stunde, um dadurch ein Überladen der Batterie 11 im Fall einer Fehlfunktion des ΔV-Detektors zu verhindern.

Die Frequenzteilerschaltung 42 erzeugt ein "anfängliches" Haltesignal HD auf der Leitung 131, das das Batterielade­ gerät 15A dazu veranlaßt, für mindestens die ersten zwei Minuten nach Beginn des Ladevorgangs durch das Batterielade­ gerät 15A im Schnellademodus zu arbeiten, da andernfalls die Batterieanschlußcharakteristik während der ersten zwei Lade­ minuten einen falschen Spannungsabfallzustand zeigen würde.

Die Frequenzteilerschaltung 42 erzeugt auch ein Signal F/44 auf der Leitung 128, das das Signal SYNC durch einen (ziem­ lich willkürlichen) Faktor 44 teilt. Diese Schaltung wird dazu verwendet, das Batterieladegerät 15A dazu zu veranlas­ sen, ein ΔV-Spannungsabfallsignal von mindestens 100 mV für 22 aufeinanderfolgende SYNC-Impulse zu ermitteln, bevor das Batterieladegerät 15A vom Schnellademodus in den Geringlade­ modus schalten darf. Dies verringert die Wahrscheinlichkeit, daß ein Störsignalzustand fehlerhaft als Spannungsabfallzu­ stand erfaßt wird, der das Batterieladegerät 15A in einen Pufferlademodus schaltet.

Eine Steuerlogik 115 bestimmt in Zusammenwirkung mit einer Treiberzeitsteuerschaltung 122 auf die Signale SYNC, HD, TO, F/44, VDC, NL (nicht laden), SC (short circuit = Kurzschluß) und DROOP1, ob die Einschaltzeit des Schalters 19 während jedes Betriebszyklus der Maximalwert sein sollte, wie er dem Schnellademodus entspricht, oder für jeden Betriebszyklus einer Minimalzeitspanne entsprechen sollte, entsprechend einem Pufferlademodus. Die Steuerlogik 115 ist im wesentli­ chen eine auf verschiedene Zustände ansprechende Einrich­ tung, die auf folgendes anspricht:
1) einen hohen Pegel des Signals HD, um den Schnellademodus unabhängig vom Zustand jeglicher anderer Eingangssignale für zwei Minuten einzu­ stellen,
2) einen hohen Pegel des Signals TO, der unabhängig von jeglichen anderen Eingangssignalen eine Stunde nach Be­ ginn des Schnellademodus eingenommen wird,
3) Vorhandensein des Signals DROOP1 auf der Leitung 123 für 22 aufeinander­ folgende Synchonisierimpulse, bevor das Umschalten vom Schnellademodus in einen Pufferlademodus zugelassen wird, und mit Ansprechen auf einen hohen Zustand der Signale NL oder SC, um von einem Schnellademodus in einen Pufferlade­ modus umzuschalten, nachdem das Signal HD verschwunden ist. Dies vermeidet es, daß Energie vergeudet wird, wenn NL auf dem Wert "1" steht, und es vermeidet eine mögliche Beschadi­ gung der Batterieladegerät-Ausgangsschaltung, wenn SC auf dem Wert "1" ist.

Während des Hochstromlademodus ist IHI "1", und der Treiber­ zeitsteuerkreis 122 synchronisiert das Signal TGATE und da­ mit das von der VFC(voltage to frequency converter = Span­ nungs/Frequenz-Wandler)-Schaltung 121 erzeugte Signal GATE mit dem Signal HVDC, wodurch das Einschalten des Schalters 12 und damit auch der Stromfluß in der Primärwicklung 7A mit dem Signal HVDC synchronisiert wird. (Die VFC-Schaltung 121 kann auf verschiedene Arten realisiert werden, z. B. im we­ sentlichen auf dieselbe Weise wie die Schaltungsanordnung von Fig. 3.) Diese Synchronisierung führt zu einem Ausschal­ ten des Primärwicklungsstroms nahe den Nulldurchgängen des Netzwechselstroms. Dies ist kompatibel zu einem kleinen Fil­ terkondensatornetzspannungsgleichrichter 3 und beseitigt die Verlustleistung im Schaltungstreiberschalter 19 während die­ ser Zeitspanne, was zu maximalem Wirkungsgrad des Batterie­ ladegerätbetriebs im Schnellademodus führt. Die Batterie­ spannung-Abfallspannung ΔV wird auch während dieser Periode des Batterieladestroms vom Wert Null erfaßt, was eine Unge­ nauigkeit beseitigt, wie sie durch widerstandsbedingte Span­ nungsabfälle an Batterieladegerätkabeln und Anschlüssen ver­ ursacht wird.

Die Steuerlogik 115 beachtet das Signal DROOP1 mit Ausnahme der auf die abfallende Flanke der Impulse TGATE folgenden Zeitspanne nicht. Das Signal IHI ändert seinen Zustand nur dann, wenn das Signal DROOP1 während des niedrigen Zustandes des Signals TGATE den Wert "1" hat, und der Schalter 19 wird ausgeschaltet. Im Pufferlademodus ist der Wirkungsgrad des Batterieladegeräts nicht kritisch, da der Batterie nur sehr wenig Energie zugeführt wird. Das Tastverhältnis des Signals TGATE wird während des Pufferlademodusbetriebs erhöht, um die Funktion des Spitzenwertdetektors 106A zum Ermitteln der Stärke des Pufferladeausgangsstroms zu verbessern.

Während des Schnellademodus des Batterieladegeräts 1A werden die Bündel des Signals GATE von 0,5 bis 1,0 Megahertz vom Signal TGATE von ungefähr 50% jedes Netzspannungszyklus während der Zeitspannen freigegeben, in denen das Signal HVDC seine Spitzenwerte einnimmt. Der Primärwicklungsstrom und damit der Sekundärwicklungsstrom und der zum Laden der Batterie 11 gelieferte Strom ist eine Funktion der Größe des Signals HVDC und des Windungsverhältnisses des Transforma­ tors 7. Um dies zu bewerkstelligen, spricht die Treiberzeit­ steuerung 122 auf den Absolutwert des Signals HVDC an, um zu ermitteln, wann sie der Batterie 11 den Ladestrom zuführen sollte; der Signalverlauf von TGATE in Fig. 8 zeigt diese Beziehung deutlich.

Das Batterieladegerät 1A von Fig. 5 lädt die Batterie 11 mit einer Impulsrate, die dem Doppelten der Netzwechselspan­ nungsfrequenz entspricht, und es verhindert es, daß Stör­ signale erzeugt werden, die eine externe Schaltung, wie eine C-Funknetz-Telefonschaltungsanordnung, die mit dem Batterie­ ladegerät verbunden ist, stören können. Das Batterieladege­ rät 1 von Fig. 1 führt einen Pufferlademodus dadurch aus, daß die Impulse GATE nur in einem von jeweils 11 Netzspan­ nungszyklen erzeugt werden. Dies führt zu zugeordneten Stör­ signalen mit sehr geringer Frequenz von etwa 12 Hertz, was so niedrig ist, daß Beseitigung mit einer Filterschaltung nur schwierig möglich ist, wie sie in einem Funknetztelefon oder dergleichen vorhanden ist, das von der Batterie betrie­ ben wird, die gerade geladen wird. Ahnliche vom Batterie­ ladegerät 1A von Fig. 5 erzeugte Störsignale haben 120 Hertz statt 12 Hertz, was viel leichter ausgefiltert werden kann.

Gemäß Fig. 7 ändert ein zwischen den Schaltkreis IHI und die Leitung 124 geschalteter Widerstand 93 die Spannung V_ON auf der Leitung 20, die die Einschaltzeit des Schalters 19 modu­ liert, wie sie vom Signal GATE vorgegeben wird, jedoch be­ trägt die Frequenz des Signals GATE 0,5 bis 1,0 Megahertz, mit einer Impulsrate, die das Doppelte der Leitungsfrequenz von 60 Hertz ist. Es ist zu beachten, daß das Tastverhältnis von TGATE für den Schnell- und den Pufferlademodus verschie­ den ist, damit der Spitzenwertdetektor 106 in Fig. 6 den Pufferlademodus einfacher erkennen und abhängig davon das L/O-Signal auf der Leitung 103 ändern kann.

Gemäß Fig. 8 weist jeder Impuls 137 des Signals F/44 auf der Leitung 128 für die Dauer von 22 Zyklen des Signals HVDC den Wert "1" auf. Wenn ein solcher Impuls mit demjenigen Teil 138 des Signals V_BATT (das Signal, das die Spannung der Bat­ terie 11 repräsentiert) zusammenfällt, der um mehr als ΔV Volt unter der abgetasteten und gehaltenen Spannung V₀ liegt, schaltet das Batterieladegerät 1A auf den Pufferlade­ modus um, und das Tastverhältnis des Signals TGATE wird modifiziert bzw. erhöht, wie dies durch das Bezugszeichen 141 angezeigt wird, um den Pufferlademodus zu kennzeichnen. Die Signale IHI und L/O ändern ihre Zustände gleichzeitig, wie dies durch Bezugszeichen 140 und 143 gekennzeichnet ist.

Die Spannung V_ON auf der Leitung 120 wird in eine Einschalt­ zeit des Schalters 19 gewandelt. Das Signal GATE weist eine Frequenz auf, die einem halben Megahertz entspricht, und das Signal TGATE läßt diesen Hochfrequenzträger mit der Netz­ wechselfrequenz durch, was Hochfrequenz-Signalbündel variab­ ler Breite erzeugt, die das Signal GATE bilden, wie dies oben unter Bezugnahme von Fig. 4 beschrieben wurde.

Die Spannungsabfall-Demodulatorschaltung 117 ist ein Fre­ quenz/Spannung-Wandler, der ermittelt, ob die die Signale P und bildenden Impulse "niedrige" oder "hohe" Frequenz auf­ weisen, wie dies in Fig. 8 durch das Bezugszeichen 142 ge­ kennzeichnet ist, und sie erzeugt das logische Signal DROOP1, das anzeigt, ob ein Spannungsabfall ΔV von minde­ stens 100 Millivolt festgestellt wurde.

Eine Bezugsspannung-Erzeugungsschaltung 116 erzeugt eine Be­ zugsspannung V_REF, die von der Steuerlogik 115 und der Trei­ berzeitsteuerung 122 verwendet wird. Der Block 116 beinhal­ tet auch Komparatoren, die aus dem Pegel des Signals LVDC (das zum Signal V_SENSE in den Fig. 1 und 3 analog ist) be­ stimmen, ob der Zustand "keine Last (NL = no load)" oder "Kurzschluß (SC = short circuit)" zwischen den Ausgangslei­ tungen 10A und 10B des Batterieladegeräts vorhanden ist.

Wie insbesondere aus Fig. 6 erkennbar, weist die ΔV-Detek­ tor/LED-Treiberschaltung 5A einen Sägezahn-DAC 50 auf, der im wesentlichen auf dieselbe Weise wie in der Schaltung von Fig. 1 arbeitet, um ein Ausgangssignal V₀ zu erzeugen, das zunimmt, wenn das Signal RCHT dauernd vom Gatter 53 an den Taktwelligkeitszähler 55 ausgegeben wird, bis das Signal V₀ der Spannung V_BAT′ auf der Leitung 44A entspricht, was eine proportional verkleinerte Darstellung der Batteriespannung ist, wie sie vom Spannungsteiler 86A, 86B erzeugt wird. Da der DAC 50 als Abtast/Halte-Schaltung arbeitet, wird ein Spannungsabfall von V_BATT′ um ΔV durch den Fensterkomparator 110 festgestellt, der ein Signal DROOP2 auf der Leitung 111 erzeugt, das anzeigt, ob der Spannungsabfall ΔV mindestens 100 Millivolt beträgt. Wenn DROOP2 den Wert "1" aufweist, bewirkt dies, daß die VFC-Treiberschaltung 112 die komple­ mentären Signale F und für hohe Frequenz bzw. niedrige Frequenz auf den Leitungen 113A und 113B erzeugt, die über die Trennwandkondensatoren 104A und 104B gekoppelt werden und an die Modulations- und Steuerschaltung 15A gegeben wer­ den.

Die Fensterkomparatorschaltung 110 bewirkt, daß das Signal DROOP2 nur dann hohen Pegel aufweist, wenn der Spannungsab­ fall ΔV zwischen einer Obergrenze und einer Untergrenze von z. B. 100 Millivolt bis 200 Millivolt liegt.

Das Spannungs-Welligkeitssignal (V_RIP), wie es auf der Lei­ tung 102 durch den Gleichrichter 10 von Fig. 5 erzeugt wird, enthält einen großen Anteil hochfrequenter Schaltsignale mit der Frequenz des Gatesignals von 500 kHz bis 1 MHz. Die Drossel 107 filtert einen wesentlichen Anteil solcher hoch­ frequenter Störsignale aus. Die Schaltung SYNC2, wie sie im Block 106 vorhanden ist, verwendet die Differenz zwischen dem ungefilterten Signal VRIP auf der Leitung 102 und der gefilterten Spannung B+ auf der Leitung 10A, um auf der Lei­ tung 135 das Signal SYNC2 zu erzeugen. (Es ist erforderlich, das Signal SYNC2 zu erzeugen, da ein mit dem Signal HVDC synchronisiertes Signal auf beiden Seiten des Trenntransfor­ mators 7 erforderlich ist.) Die Schaltung SYNC2 im Block 106 besteht aus einem Komparator, der das ungefilterte Signal VRIP mit der gefilterten Spannung B+ vergleicht, um Impuls­ signale mit Kanten zu erzeugen, die mit den Spitzen und den Tälern des Stroms übereinstimmen, der die Batterie 11 lädt.

Die im Block 106 vorhandene Spitzenwertdetektorschaltung er­ zeugt das Signal L/O zum Steuern der Ausgangsleistung des LED auf der Leitung 103. Die Spitzenwertdetektorschaltung im Block 106 ist einfach ein Gleichrichter und ein Kondensator. Die mittlere Spannung an diesem Gleichrichter und Kondensa­ tor zeigt an, ob die Batterie 11 im Schnell- oder im Puffer­ lademodus geladen wird. Wenn sich die Batterieladeschaltung im Schnellademodus befindet, weisen die Hochfrequenz-Stör­ signalkomponenten des Signals VRIP einen höheren Mittelwert auf als im Pufferlademodus. Dieser höhere Mittelwert ruft den hohen Pegel des Signals L/O hervor.

Der Komparator 105 erzeugt ein Signal RESET2, um den Wellig­ keitszähler 55 rückzusetzen, wenn die Batterie 11 von den Anschlüssen 10A und 10B abgetrennt ist, um dadurch das Si­ gnal V₀ des DAC 50 auf den minimalen Ausgangspegel rückzu­ setzen.

Es ist zu beachten, daß, obwohl das Batterieladegerät 1A von Fig. 5 über die kapazitive Trennwand 104A, 104B an die Modu­ lations- und Steuerschaltung 15A ein Signal ausgibt, das nur das Vorhandensein oder Fehlen des Ermittelns eines Span­ nungsabfalls ΔV repräsentiert, was eine vollständig geladene Nickel-Cadmium-Batterie anzeigt, es möglich wäre, die Fre­ quenz des Signals, wie es über die Trennwandkondensatoren 104A und 104B gekoppelt ist, linear zu verandern, um die ak­ tuelle Batteriespannung linear zu repräsentieren. Die Erfas­ sung von ΔV könnte dann wie im Batterieladegerät 1 der Fig. 1-3 auf der Netzspannungsseite des Transformators 7 erfol­ gen. Diese Vorgehensweise erfordert jedoch sehr genaue Modu­ lation und Demodulation der die Batteriespannung repräsen­ tierenden Frequenz. Das Batterieladegerät 1 der Fig. 5-7 erfordert keine derartige genaue Modulation und Demodula­ tion.

Die vorstehend genannte Vorgehensweise wird durch Fig. 9 veranschaulicht, in der ein Batterieladegerät 1B sehr ähn­ nahme, daß die ΔV-Erfassungsschaltung im Block 5A von Fig. 5 nun stattdessen in einem Block 15B in Fig. 9 vorhanden ist. Fig. 10 zeigt spezieller, welche Komponenten in der in Fig. 6 dargestellten ΔV-Erfassungsschaltung zur entgegengesetzten Seite der Trennwandkondensatoren 104A und 104B verlegt wur­ den. Es wurden dieselben Bezugszeichen, gefolgt vom Buch­ staben "A", verwendet, um Komponenten zu kennzeichnen, die vom Block 5A in Fig. 5 zum Block 15B in Fig. 9 verschoben wurden.

Die vom Batterieladegerät 1B von Fig. 9 erzeugte Batterie­ zustandsspannung wird als Eingangssignal an eine Spannung/ Frequenz-Treiberschaltung 112A gegeben, wie sie in Fig. 11 dargestellt ist, um die Signale F und auf den Leitungen 113A bzw. 113B zu erzeugen. Wie in Fig. 10 dargestellt, weist die ΔV-Erfassungsschaltung im Block 15B eine herkömm­ liche Batteriespannung-Demodulatorschaltung 117A auf, die die Signale P und empfängt, wie sie über die kapazitiven Trennwände in die Leitungen 114A bzw. 114B gekoppelt werden.

Das Batterieladegerät 1A der Fig. 5-7 hat den wichtigen Vorteil gegenüber dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1, daß große Amplitudenänderungen der Netzwechselspannung mit viel geringerer Wahrscheinlichkeit zu einem Zustand mit "falschem Spannungsabfall" führen, der das Batterieladegerät 1A vor­ zeitig vom Schnell- in den Pufferlademodus umschaltet. Dies, weil die Messung des Batteriespannungszustands auf der "Netzseite" des Transformators 7 mit einem Übertragen der Messung über die Trennwandkondensatoren 104A, 104B beim Aus­ führungsbeispiel der Fig. 5-7 genauer ist als das Gleich­ richten des Ausgangssignals der Sekundärwicklung 7C beim Ausführungsbeispiel von Fig. 1.

Das Batterieladegerät 1A von Fig. 5 und das Batterieladege­ rät 1B von Fig. 9 haben auch den Vorteil eines hohen Wir­ kungsgrades, was zu maximalem Ladestrom an die Batterie 11 führt, ohne daß es zu übermäßigen Temperaturerhöhungen kommt. Dies ist wichtig, da die Batterieladeschaltung bei manchen Ausführungsbeispielen in einem sehr kleinen Gehäuse untergebracht ist, wie einem Stecker an einem Zuleitungs­ kabel.

Es hat sich herausgestellt, daß, obwohl die mittlere Netz­ wechselspannung nur selten größere Amplitudenänderungen er­ fährt, die Amplitudenänderung zwischen benachbarten Zyklen der Netzspannung häufig sehr groß ist und z. B. 10 bis 20 Prozent beträgt. Das Verwenden des Signals F/44 auf der Lei­ tung 133 in Zusammenwirkung mit der Schaltungsanordnung in der Treiberzeitsteuerschaltung 122 erfordert 22 aufeinander­ folgende Ermittlungen von Spannungsabfällen ΔV, bevor die Spannung TGATE auf der Leitung 134 verändert wird, um ein Umschalten vom Schnell- in den Pufferlademodus vorzunehmen. Dies verhindert fehlerhafte Änderungen in den Pufferlademo­ dus aufgrund von Spannungsänderungen in einem Zyklus der Netzwechselspannung oder bei einer kleinen Anzahl derselben.

Die Impulse, wie sie über die Trennwandkondensatoren 104A und 104B geführt werden, werden nur in Zeitintervallen demo­ duliert, in denen der Schalter 19 offen ist und die Primär­ wicklung nicht mit Spannung versorgt wird. Das Signal TGATE gibt das Signal GATE auf der Leitung 16 an den Schalter 19 mit jedem Zyklus der Netzwechselspannung frei oder sperrt es. Dies verhindert es, daß die Auswirkungen von Störsigna­ len von der Primärwicklung auf die Trennwandkondensatoren 104A und 104B gekoppelt werden, was eine genauere Demodula­ tion erlaubt.

Durch Ausführen des Erfassens des Spannungsabfalls ΔV in Zeitspannen, in denen kein Strom in den Primärwicklungen 7A fließt, wird vermieden, daß sich Spannungsabfälle an den Batteriekabelleitungen 10A und 10B auswirken, was zu genaue­ ren Messungen von ΔV führt. Dies ist bei Anwendungen wich­ tig, in denen ein langes Kabel zwischen der Batterie und dem Ladegerät erforderlich ist.

Claims (12)

1. Batterieladegerät, gekennzeichnet durch:

• a) einen ersten Gleichrichter (3), dem Netzspannung zuge­ führt wird und der eine gleichgerichtete Sinusspannung (HVDC) erzeugt;
• b) einen Transformator (7) mit einer die gleichgerichtete Sinusspannung empfangenden Primärwicklung und einer Sekun­ därwicklung, wobei ein zweiter Gleichrichter (10) zwischen Anschlüsse der Sekundärwicklung und Anschlüsse einer Batte­ rie geschaltet ist;
• c) einen Schalter (19), der mit einem Anschluß der Primär­ wicklung verbunden ist;
• d) eine Einrichtung (26), die mit dem Schalter verbunden ist, um den durch den Schalter und die Primärwicklung flie­ ßenden Strom anzuzeigen;
• e) eine Batteriezustandserfassungseinrichtung (7C, 28 in Fig. 1; 86A, B in Fig. 6, 10A in Fig. 11) zum Erzeugen einer Batteriezustandsspannung, die für die Spannung zwischen den Anschlüssen der Batterie repräsentativ ist;
• f) eine Spitzenwert-Abtast/Halte-Einrichtung (50, 53, 55), die so angeschlossen ist, daß sie eine der Batteriezustands­ spannung proportionale Spannung empfängt und deren Spitzen­ wert erfaßt und hält;
• g) eine Spannungsabfall-Meßeinrichtung (52 in Fig. 1; 110 in Fig. 6; 110A in Fig. 11) zum Vergleichen der Ausgangs­ spannung der Spitzenwert-Abtast/Halte-Einrichtung mit der zur Batteriezustandsspannung proportionalen Spannung, um ein Spannungsabfallsignal (ΔV) zu erzeugen, wenn die zur Batte­ riezustandsspannung proportionale Spannung um eine vorgege­ bene Schwellenspannung unter die Ausgangsspannung der Spit­ zenwert-Abtast/Halte-Einrichtung fällt; und
• h) eine Moduliereinrichtung (15), die so angeschlossen ist, daß sie ein für das Spannungsabfallsignal repräsentatives Signal (FULL in Fig. 2; DROOP1 in Fig. 7; DROOP in Fig. 10) sowie das den durch die Primärwicklung fließenden Strom an­ zeigende Signal empfängt, um ein an den Schalter (19) zu le­ gendes Steuersignal (GATE) zu erzeugen, um den Stromfluß durch die Primärwicklung, abhängig von der Batteriezustands­ spannung, einzustellen, welche Moduliereinrichtung eine Ein­ richtung (70) in Fig. 3) zum Erzeugen einer konstanten Ab­ schaltzeitspanne für den Schalter (19) sowie eine Einrich­ tung (26, 63, 64, 62 in Fig. 3) aufweist, die dazu dient, die Einschaltzeitspanne für den Schalter abhängig von dem Signal zu verändern, das den durch die Primärwicklung flie­ ßenden Strom anzeigt.

2. Batterieladegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Batteriezustand-Erfassungseinrichtung eine zwi­ schen die Anschlüsse der Batterie geschaltete Trennwandein­ richtung (7, 7C) aufweist und ein Ausgangssignal (V_SENSE) erzeugt, das gleichspannungsmäßig von der Batterie getrennt ist, um die Batteriezustandsspannung (V_SENSE) zu erzeugen (Fig. 1).

3. Batterieladegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Batteriezustand-Erfassungseinrichtung (86A, B) von Fig. 6 zwischen die Anschlüsse der Batterie geschaltet ist und eine Trennwandeinrichtung (104A, B in Fig. 5) vor­ handen ist, um das Spannungsabfallsignal von der Spannungs­ abfall-Meßeinrichtung an die Moduliereinrichtung zu geben (Fig. 5).

4. Batterieladegerät nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (112 in Fig. 6), die mit einem Anschluß der Trennwandeinrichtung verbunden ist, um das Spannungsabfall­ signal (DROOP2) in ein digitales Signal (F) mit einer ersten Frequenz umzuwandeln, wenn das Spannungsabfallsignal vorhan­ den ist, und in ein solches einer zweiten Frequenz umzuwan­ deln, wenn das Spannungsabfallsignal nicht vorhanden ist, und eine Einrichtung (117 in Fig. 7), die mit dem anderen Eingang der Trennwandeinrichtung verbunden ist, um das digi­ tale Signal zu demodulieren, um ein das Spannungsabfallsi­ gnal repräsentierendes Signal (DROOP1) zu erzeugen (Fig. 5).

5. Batterieladegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Batteriezustand-Prüfeinrichtung (10A in Fig. 11) zwischen die Anschlüsse der Batterie geschaltet ist und es ferner eine Trennwandeinrichtung aufweist, um die Batte­ riezustandsspannung von der Batteriezustand-Prüfeinrichtung an die Spitzenwert-Abtast/Halte-Einrichtung zu liefern (Fig. 9).

6. Batterieladegerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich­ net, daß die Batteriezustand-Prüfeinrichtung eine Spannung/ Frequenz-Wandlereinrichtung (112A in Fig. 11) aufweist, um ein digitales Signal (F) zu erzeugen, dessen Frequenz die Batteriespannung repräsentiert, wobei die Trennwandeinrich­ tung das digitale Signal (F) von der Spannung/Frequenz-Wand­ lereinrichtung (112A) an die Spitzenwert-Abtast/Halte-Ein­ richtung liefert (Fig. 9).

7. Batterieladegerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich­ net, daß die Spitzenwert-Abtast/Halte-Einrichtung eine Ein­ richtung (117A in Fig. 10) zum Empfangen des uber die Trenn­ wandeinrichtung zugeführten digitalen Signals und zum Umwan­ deln desselben in ein die Batteriespannung repräsentierendes analoges Signal (V_BATT) aufweist (Fig. 9).

8. Batterieladegerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (40 in Fig. 2), die auf die gleichgerichte­ te Sinusspannung anspricht, um ein Zeitsteuersignal (SYNC) zu erzeugen, wobei die Spitzenwert-Abtast/Halte-Einrichtung einen D/A-Wandler (50), dessen Ausgang mit einem ersten Ein­ gang eines Komparators (51) verbunden ist, einen Wellig­ keitszähler (55), dessen Ausgänge mit digitalen Eingängen des D/A-Wandlers verbunden sind, und eine Torschaltung (53) aufweist, deren Ausgang mit dem Triggereingang des Wellig­ keitszählers verbunden ist, wobei der Ausgang des Kompara­ tors (51) mit einem ersten Eingang der Torschaltung (53) verbunden ist und ein zweiter Eingang der Torschaltung (53) so angeschlossen ist, daß er das Zeitsteuersignal (SYNC) em­ pfängt.

9. Batterieladegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Einrichtung zum Verändern der Einschaltzeit dieselbe kontinuierlich zwischen einer maximalen Einschalt­ zeit während eines Tals der gleichgerichteten Sinusspannung und einer minimalen Einschaltzeit während eines Spitzenwerts der gleichgerichteten Sinusspannung während jedes Halbzyklus der Netzspannung kontinuierlich variiert, um dadurch die an die Batterie gelieferte Energie zu maximieren.

10. Batterieladegerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich­ net, daß die Einrichtung zum Verändern der Zeitspanne eine Einrichtung (122 in Fig. 7) zum Synchronisieren des Steuer­ signals (GATE) mit der gleichgerichteten Sinusspannung (HVDC) aufweist, um den durch die Primärwicklung fließenden Strom mit der gleichgerichteten Sinusspannung zu synchroni­ sieren.

11. Batterieladegerät nach Anspruch 10, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Batteriezustand-Prüfeinrichtung eine Ein­ richtung zum Erzeugen der Batteriezustandsspannung dann, wenn der durch die Primärwicklung fließende Strom im wesent­ lichen Null ist, aufweist, um eine Ungenauigkeit des Span­ nungsabfallsignals aufgrund widerstandsbedingter Spannungs­ abfälle in Anschlüssen zu vermeiden, die die Batterie mit dem zweiten Gleichrichter verbinden.

12. Verfahren zum Laden einer Batterie unter Verwendung eines Batterieladegeräts, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

• a) Gleichrichten einer Netzwechselspannung, um eine gleich­ gerichtete Sinusspannung zu erzeugen, und Anlegen derselben an die Primärwicklung eines Transformators, wobei ein Gleichrichter (10) zwischen Anschlüsse einer Sekundärwick­ lung und des Transformators und Anschlüsse einer Batterie geschaltet ist, um der Batterie einen gleichgerichteten La­ destrom zuzuführen;
• b) Betreiben eines vor einen Anschluß der Primärwicklung geschalteten Schalters (19) zum Steuern des Stroms durch die Primärwicklung;
• c) Erzeugen eines Signals (V_ISENSE in Fig. 1; LVDC in den Fig. 5 und 9), das den Primarwicklungsstrom anzeigt,
• d) Erzeugen einer Batteriezustandsspannung (V_BATT), die für die Spannung zwischen den Anschlüssen der Batterie repräsen­ tativ ist;
• e) Erfassen und Speichern des Spitzenwertes (MAXIMALWERT von V₀) einer zur Batteriezustandsspannung proportionalen Bezugsspannung;
• f) Vergleichen des abgespeicherten Spitzenwertes mit der zur Batteriezustandsspannung proportionalen Spannung, um ein Lademodussignal (ILO = "1" in Fig. 1; IHI = "0" in Fig. 7) zu erzeugen, das einen Zustand für einen Schwachlademodus aufweist, wenn die Spannung um einen vorgegebenen Schwellen­ wert unter den Spitzenwert fällt; und
• g) Steuern des Stromflusses durch den Schalter (19) da­ durch, daß dieser für konstante Zeitspannen ausgeschaltet wird und für Zeitspannen eingeschaltet wird, die sich abhän­ gig von dem den Primärwicklungsstrom anzeigenden Signal ver­ ändern.