DE4125410A1 - Zweifachbetrieb-batterieladeschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Laden von Batterien, insbesondere von Nickel-Cadmium-Batterien. Im einzelnen bezieht sich die Erfindung auf Schaltungen von sehr kleinen kompakten Batterieladegeräten, die da­ zu geeignet sind, die Batterien von Fernmeldegeräten zu laden, ohne elektrische Störungen hervorzurufen, die die Funktion der Geräte stören könnten.

Der Volladezustand einer Nickel-Cadmium-Batterie wird dadurch erreicht, daß das Laden gesteuert wird, wenn die Klemmenspannung während des Starkstromladens von ihrem Spitzenwert in einem bestimmten Ausmaß (z. B. um 100 mV) abfällt. Es ist bekannt, daß Nickel-Cadmium- Batterien eine verhältnismäßig hohe Ladegeschwindigkeit aushalten. Eine hohe Satterieladegeschwindigkeit ist zum Verkürzen der Ladezeit und damit zum Verkürzen der Betriebsausfallzeit einer Batterie anzustreben. Bei ei­ nem typischen schnellen Laden wird der Batterie für un­ gefähr eine Stunde ein Strom zugeführt, der in A zah­ lenmäßig der Batteriekapazität in Ah entspricht. Es ist bekannt, daß das Starkstromladen einer Nickel-Cadmium- Batterie bald nach dem Beginn einer negativen Änderung bzw. eines Abfallens der Batteriespannung beendet wer­ den sollte. Es sind Batterieladegeräte bekannt, in de­ nen automatisch der Volladungszustand einer Batterie erfaßt wird und dann der von dem Ladegerät abgegebene Hauptladestrom abgeschaltet und durch einen Dauerlade­ strom bzw. Erhaltungsstrom ersetzt wird. Sobald die volle Ladung der Batterie erreicht ist, wird die Lade­ geschwindigkeit auf eine Dauerladung verringert oder das Laden abgebrochen. Es ist wichtig, das Unterbrechen des Ladens derart zu steuern, daß das volle Laden der Batterie sichergestellt ist, aber auch eine Überladung verhindert ist, durch die die Batteriezellen geschädigt werden könnten.

Es ist bekannt, daß mancherlei Fernmeldegeräte wie tragbare Fernsprechgeräte bzw. schnurlose Telefone ge­ gen elektrische Störungen außerordentlich empfindlich sind. Batterieladegeräte nach dem Stand der Technik ru­ fen im allgemeinen an den an die Klemmen der zu laden­ den Batterie angeschlossenen Leitern elektrische Stö­ rungen in einem beträchtlichen Ausmaß hervor. Ferner können abgestrahlte hochfrequente Störungen von Hoch­ frequenzverstärkern aufgenommen werden.

Es wäre sehr erwünscht, ein kompaktes störungsarmes Batterieladegerät zu erhalten, das leicht in ein Fern­ meldegerät oder in dessen Netzkabel eingebaut werden könnte, um Nickel-Cadmium-Batterien ständig zu laden, sobald das Netzkabel an eine Netzwechselstromquelle an­ geschlossen ist. Bei Batterieladegeräten nach dem Stand der Technik, welche für diesen Zweck ausreichend preis­ günstig sind, ist leider eine lange Ladezeit (von bei­ spielsweise 12 Stunden) erforderlich. Kompliziertere "schnelle" Batterieladegeräte sind teuer und groß, ver­ brauchen zu viel Leistung und/oder erzeugen zu viel elektrische Störungen als daß sie gleichzeitig in den meisten Fernmeldegeräten eingesetzt werden könnten.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Batterieladegerät zu schaffen, das preisgünstig ist, wenig Störungen hervorruft, kompakt ist und einen hohen Wirkungsgrad hat.

Ferner sollen mit der Erfindung ein Batterieladegerät und ein Batterieladeverfahren geschaffen werden, welche ein sehr schnelles Laden einer Nickel-Cadmium-Batterie ohne Schädigung durch Überladung ermöglichen.

Weiterhin soll mit der Erfindung ein sehr kompaktes Batterieladegerät geschaffen werden, das in ein Netzka­ bel eingebaut werden kann und das an seinen Ausgangsan­ schlüssen ausreichend geringe elektrische Störungen hervorruft bzw. abstrahlt, um störempfindliche Fernmel­ degeräte oder dgl. während des Ladens ihrer nachladba­ ren Batterien benützen zu können.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel enthält ein erfindungs­ gemäßes Batterieladegerät einen ersten Gleichrichter, der eine Netzspannung aufnimmt und eine gleichgerichte­ te sinusförmige Spannung abgibt. Ein Transformator hat eine Primärwicklung, die die gleichgerichtete Sinus­ spannung aufnimmt, sowie eine erste und eine zweite Se­ kundärwicklung. Zwischen die Anschlüsse der ersten Se­ kundärwicklung und die Anschlüsse einer zu ladenden Batterie ist ein zweiter Gleichrichter geschaltet. Zwi­ schen einen Anschluß der Primärwicklung und ein Filter oder eine andere Schaltung, die ein Signal erzeugt, das den durch die Primärwicklung fließenden Strom anzeigt, ist ein Schalter eingefügt. An die Anschlüsse der zwei­ ten Sekundärwicklung ist eine erste Schaltung zum Er­ zeugen einer Batteriezustandsspannung angeschlossen, die zu der Spannung zwischen den Anschlüssen der gerade geladenen Batterie proportional ist. Eine zweite Schal­ tung erzeugt im Ansprechen auf die gleichgerichtete Si­ nusspannung ein Zeitsteuersignal. An den Ausgang eines Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzers ist eine dritte Schaltung angeschlossen, die die Ausgangsspannung des Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzers mit einer zur Batte­ riezustandsspannung proportionalen Bezugsspannung ver­ gleicht. Die dritte Schaltung erzeugt ein mit dem Zeit­ steuersignal synchronisiertes Aufstufungssignal, um den Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzer aufzustufen, bis des­ sen Ausgangsspannung die Bezugsspannung übersteigt. An den Ausgang des Sägezahn-Digital/Analog-Umsetzers ist eine vierte Schaltung angeschlossen, die ein Schwachla­ designal erzeugt, wenn die Batteriezustandsspannung um eine vorbestimmte Schwellenspannung unter die Umsetzer­ ausgangsspannung abfällt, nachdem ein Spitzenwert der Batteriezustandsspannung erreicht worden ist. Eine fünfte Schaltung nimmt das Schwachladesignal und das den durch die Primärwicklung fließenden Strom anzeigen­ de Signal auf, um ein Steuersignal zu erzeugen. Das Steuersignal wird an den Schalter angelegt, um den Stromfluß durch die Primärwicklung entsprechend der Batteriezustandsspannung zu steuern. Bei dem Schwach­ stromladebetrieb des Batterieladegeräts ruft das an den Schalter angelegte Steuersignal ein sehr niedriges Tastverhältnis bzw. Einschaltverhältnis hervor. Bei dem Starkstrom-Ladebetrieb des Batterieladegeräts wird die Einschaltzeit des Schalters kontinuierlich zwischen den Tälern und Spitzen der gleichgerichteten Sinusspannung derart moduliert, daß die Spannung an dem Schalter un­ ter dessen Durchdruckspannung gehalten wird, während der maximale Ladestrom zur Batterie erhalten wird. Dies wird mittels einer Schaltungsanordnung bewerkstelligt, die konstante Abschaltzeiten für den Schalter und dem Signal für den Primärwicklungsstrom entsprechend verän­ derbare Einschaltzeiten für den Schalter hervorruft.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausfüh­ rungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen nä­ her erläutert.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild des erfindungsge­ mäßen Batterieladegeräts.

Fig. 2 ist ein Logikschaltbild eines Teils der Batterieladeschaltung nach Fig. 1.

Fig. 3 ist ein ausführliches Logikschaltbild ei­ nes anderen Teils der Batterieladeschal­ tung nach Fig. 1.

Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm für die Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 1 bis 3.

Gemäß Fig. 1 wird von einer Batterieladeschaltung 1 eine Netzwechselspannung 2 aufgenommen und mittels ei­ nes herkömmlichen Vollweggleichrichters 3 gleichgerich­ tet, um an dessen Ausgangsleiter 4 ein gleichgerichte­ tes Hochspannungssignal HVDC zu erzeugen. Ein Massean­ schluß des Gleichrichters 3 ist mit einem Hauptmasse­ leiter 25 verbunden. Der Ausgangsleiter 4 führt das Si­ gnal HVDC einem Eingang einer logischen Δ V-Detektor/ Steuerschaltung 5 sowie einem Anschluß einer Induktivi­ tät 6 zu. Die Induktivität 6 kann eine gesonderte In­ duktionsspule oder die Streuinduktivität einer Primär­ wicklung 7A eines Transformators 7 sein.

Der Transformator hat eine Sekundärwicklung 7B, an de­ ren Anschlüsse ein Halbwellengleichrichter 10 ange­ schlossen ist. Der Masseanschluß des Gleichrichters 10 ist mit einem "isolierten" Masseleiter 25A verbunden, während ein Ausgangsanschluß 10A des Gleichrichters mit dem positiven Anschluß einer zu ladenden Nickel-Cad­ mium-Batterie 11 verbunden ist.

Die Detektor/Steuerschaltung 5 nimmt an einem Leiter 14 eine Spannung V_SENSE auf, die auf genaue Weise die mo­ mentane Spannung der Batterie 11 angibt, und bewirkt eine Verringerung der Ladegeschwindigkeit der Batterie 11 von einer Starkstrom-Ladegeschwindigkeit auf eine Schwachstrom-Ladegeschwindigkeit bzw. Dauerladung oder Erhaltungsladung, wenn ein Absinken der Spannung V_SENSE um ΔV von einem Spitzenwert 97 weg erfaßt wird (Fig. 4). Ein von einem Einschaltzeitmodulator 15 an einem Leiter 8 erzeugtes Signal RESET wird an einen Eingang der Detektor/Steuerschaltung 5 angelegt, die an einem Leiter 12 ein Signal und an einem Leiter 13 ein Schwachstrom-Ladebetrieb-Signal ILO abgibt. Die Leiter 12 und 13 sind mit Steuereingängen des Einschaltzeitmo­ dulators 15 verbunden. An einen Rückkopplungseingang des Einschaltzeitmodulators 15 ist eine Spannung V_ISENSE angelegt, die von einer Filterschaltung 20 an einem Leiter 21 erzeugt wird.

Der Einschaltzeitmodulator 15 erzeugt an einem Leiter 16 ein Ausgangssignal, das die Einschaltzeit eines Schalters 19 steuert, um dadurch die Ladegeschwindig­ keit der Batterie 11 zu bestimmen. Wenn der Schalter 19 geschlossen ist, wird der durch die Primärwicklung 7A fließende Strom über eine Leitung 17 zum Eingang der Filterschaltung 20 und zu einem Widerstand 26 geleitet. Zwischen den Leiter 17 und den HVDC-Signal-Leiter 4 ist ein Kondensator 18 mit einer Kapazität C_R geschaltet.

Der Transformator 7 hat einen Ferritkern 7D, der eine zusätzliche Sekundärwicklung 7C mit der Primärwicklung 7A magnetisch koppelt. Ein Anschluß der Sekundärwick­ lung 7C ist mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden, wäh­ rend der andere Anschluß der Sekundärwicklung 7C mit dem Eingang eines Halbwellengleichrichters 28 verbunden ist. Der Gleichrichter 28 gibt an dem Leiter 14 die Spannung V_SENSE ab.

Die Fig. 2 zeigt Einzelheiten der Detektor/Steuer­ schaltung 5. Das Signal HVDC an dem Leiter 4 wird über einen Widerstands-Spannungsteiler 35, 36 und einen Kon­ densator 37 an den invertierenden Eingang eines Rechen­ verstärkers 38 angelegt, der an seinem Ausgang an einem Leiter 23 ein Zeitsteuersignal SYNC abgibt. Der nicht­ invertierende Eingang des Rechenverstärkers 38 ist an den Hauptmasseleiter 25 angeschlossen. Der Leiter 23 ist über einen Inverter 24 mit einem Endeingang eines Schieberegisters 42 verbunden. Das Schieberegister 42 ist durch sechs D-Flipflops gebildet. Der Q-Ausgang des rechts dargestellten Flipflops ist mit einem Eingang eines NOR-Glieds 43 und mit dem Eingang eines Teilers 44 verbunden, der das Q-Ausgangssignal durch 2¹⁵ teilt. Der -Ausgang des rechts dargestellten Flipflops des Schieberegisters 42 ist mit einem der zwei Eingänge ei­ nes NOR-Glieds 45 verbunden, das ein Signal SYNC/11 er­ zeugt und es an den Eingang eines ODER-Glieds 46 an­ legt. Der Q-Ausgang des angrenzenden Flipflops des Schieberegisters 42 ist mit dem anderen Eingang des NOR-Glieds 43 und mit dem anderen Eingang des NOR- Glieds 45 verbunden. Das Ausgangssignal des ODER-Glieds 46 ist das Signal an dem Leiter 12.

Das Batteriezustandssignal V_SENSE an dem Leiter 14 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 34, an einen An­ schluß eines Widerstands 32 und an einen Anschluß eines Widerstands 47A angelegt. Der andere Anschluß des Wi­ derstands 32 ist mit einem Anschluß des Widerstands 35 und mit der Kathode einer Zenerdiode 33 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode 33 ist auch mit der Basis des NPN-Transistors 34 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 33 ist mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden. Der Emit­ ter des Transistors 34 gibt an einem Leiter 22 eine konstante Bezugsspannung V_REF ab, die gleich der Durch­ bruchspannung der Zenerdiode 33 abzüglich der Basis- Emitter-Spannung V_BE des Transistors 34 ist. Der V_REF- Leiter 22 ist an den Bezugseingang eines Digital/Ana­ log-Umsetzers 50 angeschlossen. Der Digital/Analog-Um­ setzer 50 kann ein Umsetzer DAC 7541 sein, obgleich bei diesem nur sieben von 12 Bit genutzt werden.

Der V_REF-Leiter 22 ist auch mit dem invertierenden Ein­ gang eines Vergleichers 60 verbunden. Der nichtinver­ tierende Eingang des Vergleichers 60 ist über einen Leiter 44 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 51, dem invertierenden Eingang eines Ver­ gleichers 52 und dem Verbindungspunkt zwischen dem Wi­ derstand 47A und einem Widerstand 47B verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 47B ist mit dem Haupt­ masseleiter 25 verbunden.

Das Ausgangssignal des Digital/Analog-Umsetzers bzw. DAU 50 ist eine Spannung V₀ an einem Leiter 57, der mit dem invertierenden Eingang des Vergleichers 51 und dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 52 verbun­ den ist. Der Vergleicher 52 hat eine Eingangsverset­ zungsspannung von 100 mV.

Die sieben Eingänge des DAU 50 sind mit den Ausgängen eines asynchronen 7-Bit-Zählers 55 verbunden. Der Zäh­ ler 55 wird durch das Signal RESET rückgesetzt, das von der Schaltung nach Fig. 3 erzeugt wird. Der Teiler 44 wird gleichfalls durch das Signal RESET rückgesetzt. Der Zähler 55 wird von einem UND-Glied 53 durch ein Si­ gnal RCHT an einem Leiter 53A weitergeschaltet. Ein Eingang des UND-Glieds 53 ist an den SYNC-Signal-Leiter 23 angeschlossen. Ein weiterer Eingang des UND-Glieds 53 nimmt vom Ausgang des Vergleichers 51 ein Signal UP auf, um die Ausgangsspannung V₀ des DAU 50 höherzustu­ fen. Der restliche Eingang des UND-Glieds 53 nimmt ein Signal an einem Leiter 13N auf, der mit dem Q-Aus­ gang eines D-Flipflops 56 verbunden ist. Das Signal an dem Leiter 13N ist auch an einen Eingang des ODER- Glieds 46 angelegt.

Der Takteingang CK des Flipflops 56 ist mit dem SYNC- Leiter 23 verbunden. Der Rücksetzeingang R des Flip­ flops 56 ist mit dem RESET-Leiter 8 verbunden. Der Setzeingang S des Flipflops 56 erhält ein Auszeit-Si­ gnal TO, welches durch die Teilerschaltungen 42 und 44 an einem Leiter 48 erzeugt wird. Das Flipflop 56 gibt an dem Q-Ausgang an dem Leiter 13 das Signal ILO (für den Schwachstrom-Ladebetrieb) ab. Der D-Eingang des Flipflops 56 ist mit dem Ausgang eines ODER-Glieds 54 verbunden, das an einem Eingang aus dem Ausgang des Vergleichers 52 ein Signal FULL aufnimmt, welches an­ zeigt, daß die Batterie 11 voll geladen ist. An dem an­ deren Eingang nimmt das ODER-Glied 54 ein an dem Aus­ gang des Vergleichers 60 erzeugtes Signal VHI auf (das einen Hochspannungszustand anzeigt, der auftritt, weil keine Batterie an die Batterieladeschaltung 1 ange­ schlossen ist).

In der Fig. 3 sind Einzelheiten des Einschaltzeitmodu­ lators 15 und des Schalters 19 dargestellt. Die Span­ nung V_REF an dem Leiter 22 wird über einen Widerstand- Spannungsteiler 64B, 75B an den nichtinvertierenden Eingang eines Fehlerverstärkers 63 angelegt, dessen Ausgangssignal an dem invertierenden Eingang eines Ver­ gleichers 66 und auch an dem invertierenden Eingang ei­ nes Vergleichers 62 anliegt. Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 62 ist an einen Sägezahnsi­ gnalgenerator 64 angeschlossen, welcher ein Sägezahnsi­ gnal mit 500 kHz erzeugt- Der Sägezahnsignalgenerator 64 ist durch eine Schaltung gebildet, in der ein über einen Widerstand 64C fließender konstanter Strom einen Kondensator 64D auflädt. Wenn die Sägezahnspannung die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 63 übersteigt, wird eine monostabile Kippstufe 70 getriggert. Durch die monostabile Kippstufe wird die Sägezahnspannung auf "Null" zurückgestellt und ein als Schalter 19 dienender MOSFET ausgeschaltet. Wenn die Impulszeit der monosta­ bilen Kippstufe 70 abgelaufen ist, wird dadurch durch Ausschalten eines Transistors 64E wieder der Sägezahn­ signalgenerator 64 eingeschaltet.

Die an einem Leiter 22A auftretende heruntergeteilte Spannung V_REF ist an den nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 63 angelegt- Der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers 63 ist über einen Wider­ stand 76 mit dem Signal ILO an dem Leiter 13 beauf­ schlagt.

Der Ausgang des Vergleichers 62 ist mit dem Eingang der monostabilen Kippstufe 70 für 1 ms verbunden, deren Ausgangssignal an einen Eingang eines NOR-Glieds 71 an­ gelegt ist. Der andere Eingang des NOR-Glieds 71 nimmt über den Leiter 12 das Signal auf. An dem Ausgang des NOR-Glieds 71 wird ein Signal GATE erzeugt, das an das Gate des N-Kanal-MOSFET 19 angelegt wird, dessen Drain mit einem unteren Anschluß der Sekundärwicklung 7A und mit dem unteren Anschluß des Kondensators 18 verbunden ist. Die Source des MOSFET 19 ist über einen Widerstand 26 mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden. Ferner ist die Source des MOSFET 19 über einen Wider­ stand 20B mit dem V_ISENSE-Leiter 21 an dem invertieren­ den Eingang des Rechenverstärkers bzw. Fehlerverstär­ kers 63 verbunden. Der Widerstand 20B und ein Kondensa­ tor 20A bilden die Filterschaltung 20 gemäß Fig. 1.

Der V_SENSE-Leiter 14 ist an den D-Eingang eines D-Flip­ flops 80 angeschlossen. Der Takteingang des Flipflops 80 ist an den Ausgang des Vergleichers 66 angeschlos­ sen. Der Q-Ausgang des Flipflops 80 ist an den RESET- Leiter 8 und an einen Anschluß eines Widerstands 94 an­ geschlossen. Der andere Anschluß des Widerstands 94 ist an den Rücksetzeingang R des Flipflops 80 und an einen Anschluß eines Kondensators 95 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit dem Hauptmasseleiter 25 verbunden ist.

Ein RESET-Impuls wird entweder bei einem Stromein­ schaltzustand oder bei einem Batterieladezustand er­ zeugt. Während der Stromeinschaltung bewirkt der Weich­ anlauf-Kondensator 20A anfänglich ein niedriges Aus­ gangssignal des Fehlerverstärkers 63, was eine anfäng­ lich kurze Einschaltzeit für den Schalter bzw. MOSFET 19 sowie eine Taktflanke für das Flipflop 80 aus dem Vergleicher 66 ergibt. Der Widerstand 94 und der Kon­ densator 95 bestimmen die Breite des RESET-Impulses.

Während eines Batterieladezustands steigt die Spannung V_ISENSE an, wodurch das Ausgangssignal des Rechenver­ stärkers bzw. Fehlerverstärkers 63 unter die herunter­ geteilte Bezugsspannung V_SENSE-D abfällt, so daß eine Taktflanke zum Einleiten des RESET-Impulses gemäß der Beschreibung für den Stromeinschaltzustand hervorgeru­ fen wird.

Die grundlegende Funktion der Batterieladeschaltung 1 besteht darin, daß eine Netzwechselspannung mit 120 V und 60 Hz durch den Vollweg-Gleichrichter 3 zu der in Fig. 4 dargestellten sinusförmigen Spannung HVDC gleichgerichtet wird. Diese Spannung wird in eine Dif­ ferenzierschaltung 40 (Fig. 2) eingegeben, die das in Fig. 4 dargestellte Signal SYNC abgibt. Die Vorder­ flanke eines jeden SYNC-Impulses tritt bei dem Maximal­ wert des Signals HVDC auf, nämlich an der Mitte einer jeden gleichgerichteten Halbwelle. Die Rückflanke eines jeden SYNC-Impulses tritt bei einem Minimalwert des Si­ gnals HVDC auf.

Das Signal SYNC ist an den Eingang des UND-Glieds 53 und des D-Flipflops 56 angelegt (Fig. 2). Der asyn­ chrone 7-Bit-Zähler 55 wird durch das Signal RESET zu­ rückgesetzt. Falls in der Batterieladeschaltung 1 die Starkstrom-Ladebetriebsart eingeschaltet ist, hat das Signal den Pegel "1", so daß durch das Signal SYNC das Signal RCHT an dem Leiter 53A hervorgerufen wird, wodurch gemäß der Darstellung bei 84 in Fig. 4 die Spannung V₀ schrittweise angehoben wird. Wenn die Span­ nung V₀ die Spannung V_SENSE-D an dem Leiter 44 über­ steigt, bringt der Vergleicher 51 das Signal UP auf "Null", wodurch das Erzeugen des Signals RCHT durch das Signal SYNC abgeschaltet wird. Wenn das Signal in­ folge eines durch den Vergleicher 52 an den Eingang des NOR-Glieds 54 angelegten FULL-Signals "1" auf "0" wech­ selt, wird das Signal SYNC gesperrt, so daß der asyn­ chrone Zähler 55 nicht weiterhin aufgestuft wird, wo­ durch das von dem DAU 50 abgegebene analoge Signal V₀ auf einem Pegel 83 gemäß Fig. 4 gehalten wird.

Erfindungsgemäß hält der Sägezahn-DAU 50 den Pegel 83 auf genaue Weise bis zum Rücksetzen fest. Daher wird das Signal RCHT nur während des Aufstufens des DAU 50 erzeugt und das Flipflop 56 zeigt dann dann, ob entwe­ der die Batterie voll geladen ist oder keine Batterie angeschlossen ist. In jedem Fall schaltet das Q-Aus­ gangssignal des Flipflops 56 auf die Schwachstrom-Lade­ betriebsart.

Falls die Batterieladeschaltung 1 nicht mit der Batte­ rie 11 verbunden ist, steigt offensichtlich die Span­ nung V_SENSE auf einen hohen Wert an, da der Ausgangs­ strom der Batterieladeschaltung 1 nirgendswohin abflie­ ßen kann. Dieser Zustand wird von dem Vergleicher 60 erfaßt, der das Signal VHI auf "1" schaltet, wodurch das Flipflop 56 zwangsweise die Schwachstrom-Ladebe­ triebsart bzw. Dauerstromladung einschaltet. (Der Grund dafür, daß das Umschalten der Batterieladeschaltung 1 auf den Schwachstrombetrieb erwünscht ist, falls keine Batterie angeschlossen ist, liegt darin, einen nutzlo­ sen Leistungsverbrauch in dem Transformator zu vermei­ den.)

Wenn die Spannung V_SENSE-D um mehr als ungefähr 100 mV abgefallen ist, was in Fig. 4 bei 85 dargestellt ist, wobei an diesem Punkt die Spannung V₀ die Spannung V_SENSE-D um mehr als die 100 mV-Abweichung des Verglei­ chers 52 übersteigt, wechselt das Signal FULL auf "1", um anzuzeigen, daß die Batterie voll geladen ist.

Der invertierende Eingang des Vergleichers 60 erhält die Spannung V_REF an dem Leiter 22, die mit der Span­ nung V_SENSE-D verglichen wird. Ein hoher Wert der Span­ nung V_SENSE, der bei unbelastetem Zustand des Leiters 10A durch die Sekundärwicklung 7C und den Gleichrichter 28 hervorgerufen wird, ergibt einen Wechsel des Signals VHI von "0" auf "1", wodurch das Flipflop 56 gesetzt wird und der Schwachstrom-Ladebetrieb eingeschaltet wird.

Die von dem Gleichrichter 28 nach Fig. 1 erzeugte Spannung V_SENSE hat zwei Funktionen, von denen eine darin besteht, auf genaue Weise die Batteriespannung wiederzugeben, falls eine Batterie angeschlossen ist, und die andere darin besteht, der Detektor/Steuerschal­ tung und dem Modulator Strom zuzuführen.

Das Schieberegister 42 führt eine 1 : 11-Teilung aus. Das 1 : 11-Schieberegister 42 und der gesonderte 1 : 2¹⁵-Teiler 44 erzeugen an dem Leiter 46 das Zeitab­ laufsignal TO, das eine Sicherheitsfunktion durch das Umschalten des Batterieladegeräts auf die Schwachstrom- Ladebetriebsart nach einer Stunde der Starkstromladung hat. Die Teilerschaltungen 42 und 44 teilen die 60 Hz- Netzfrequenz ausreichend zu dem Erzeugen des Signals TO nach einer Stunde herunter. Das Schieberegister 42 und das NOR-Glied 43 bilden einen sogenannten Umlaufring­ zähler, der die 1 : 11-Teilung ausführt, welche in Ver­ bindung mit der 1 : 2¹⁵-Teilung zum Erhalten der Verzö­ gerung um eine Stunde durch Teilen der 60 Hz-Netzfre­ quenz erforderlich ist.

Das 1 : 11-Schieberegister 42 hat eine zweite Funktion, die darin besteht, daß durch Erzeugen eines Freiga­ beimpulses an dem Leiter 12 bei jedem elften SYNC-Im­ puls die Schwachstrom-Betriebsart eingeschaltet wird. Das Signal an dem Leiter 12 wird durch das Signal an dem Leiter 13N geschaltet. Eine Anstiegsflanke 88 (Fig. 4) des Signals ILO ergibt eine entsprechende Abfallflanke des Signals , die über das ODER-Glied 46 das Signal SYNC/11 zum Erzeugen des Signals schaltet. Bei jedem elften SYNC-Impuls ist das SYNC/11- Signal "0", während es über die restliche Zeit "1" ist. Falls das Signal ILO positiv ist, hat daher während des SYNC/11-Impulses das Signal den Pegel "0" gemäß der Darstellung durch 90 in Fig. 4. Das Ausgangssignal der monostabilen Kippstufe 70 erzeugt Impulse, die durch das Signal gemäß Fig. 3 durch das NOR-Gied 71 ge­ schaltet werden, wodurch während jeden elften SYNC-Im­ pulses eine Folge von GATE-Impulsen gemäß der Darstel­ lung durch 91 erzeugt wird. Hierdurch wird der MOSFET- Schalter 19 in einem Takt von ungefähr 500 kHz ein- und ausgeschaltet, wodurch der Dauer- bzw. Erhaltungsla­ dungsstrom, d. h. die Schwachstromladung herbeigeführt wird.

Wenn gemäß der Darstellung durch 92 in Fig. 4 das Si­ gnal ILO "0" ist, entsprechen die Breiten der GATE-Im­ pulse der Starkstrom-Ladebetriebsart und sind durch den Schaltungsaufbau des in Fig. 3 ausführlich dargestell­ ten Einschaltzeitmodulators 15 bestimmt.

Die Spannung an dem V_ISENSE-Leiter 21 ist eine analoge Spannung, die durch die Source des MOSFET-Schalters 19 mit der Frequenz des Einschaltzeitmodulators 15 herbei­ geführt wird (die ungefähr 500 kHz beträgt). Durch die Filterschaltung 20 wird die hochfrequente Komponente ausgefiltert. Bei jedem Spitzenwert des Signals HVDC liegt ein Spitzenwert des Stroms und des Signals V_ISENSE vor, während bei jedem Minimum des Signals HVDC der Strom bzw. das Signal V_ISENSE minimal ist. Dies er­ gibt die in Fig. 4 dargestellte Welligkeit des Signals V_ISENSE.

Das Signal V_ISENSE ist zu dem Eingang des Einschalt­ zeitmodulators 15 zurückgeführt, um die Welligkeit des Signals V_ISENSE zwangsweise so klein wie möglich zu halten. Dies wird dadurch bewerkstelligt, daß während der Minima des Signals HVDC eine maximale Einschaltzeit des Schalters 19 und während der Maxima des Signals HVDC eine minimale Einschaltzeit des Schalters 19 ein­ gestellt wird. Ein maximales Tastverhältnis bzw. Ein­ schaltverhältnis von 50% ist für das GATE-Signal an den Minima des Signals HVDC in Fig. 4 als Abschnitt mit vergrößertem Zeitmaßstab dargestellt. Das weitaus kleinere Einschaltverhältnis entspricht den Spitzenwer­ ten bzw. Maxima des Signals bzw. der Spannung HVDC. Das Einschaltverhältnis des Signals GATE während des Stark­ strom-Ladebetriebs ändert sich kontinuierlich zwischen diesen Extremen über jeden Halbzyklus der Netzspannung. Dies hat zur Wirkung, daß die gesamte Leistungsabgabe der Batterieladeschaltung 1 maximal wird, während ver­ hindert wird, daß die Drain-Source-Durchbruchspannung des MOSFET-Schalters 19 überschritten wird.

Es ist ersichtlich, daß eine Rücklaufspannung V_CR an dem Leiter 17 (Fig. 1) ungefähr 1000 V oder mehr er­ reichen kann, wenn der Schalter 19 ausgeschaltet wird, während in der Primärwicklung 7A ein starker Strom fließt. Im einzelnen würde die Drain-Source-Durchbruch­ spannung des MOSFET-Schalters 19, die typischerweise 1000 V betragen kann, bei den Spitzenwerten des Signals bzw. der Spannung HVDC überstiegen werden, wenn zu die­ sem Zeitpunkt der MOSFET 19 ein Einschaltverhältnis von 50% hat. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Ein­ schaltzeit des MOSFET 19 auf eine konstante kürzere Zeit eingestellt wird, bei der vermieden ist, daß die Spannung V_CR 1000 V übersteigt, eine geringere Leistung an die Sekundärwicklung 7B, den Gleichrichter 10 und die Batterie 11 während der "Täler" der Spannung HVDC abgegeben wird als in dem Fall, daß der MOSFET 19 über eine lange Zeit eingeschaltet ist.

Erfindungsgemäß wird die Einschaltzeit des MOSFET 19 fortgesetzt durch die Spannung V_ISENSE moduliert, um eine maximale Leistung über den Transformator 7 zu übertragen, ohne die Durchbruchspannung des MOSFET 19 zu übersteigen. Ferner ergibt das kontinuierliche Modu­ lieren der Einschaltzeit des MOSFET 19 einen Mechanis­ mus, der bei dem Anstieg der Batteriespannung und bei durch Umgebungstemperaturänderungen verursachten Ände­ rungen der Induktivität und/oder der Verluste des Transformators den Ausgangsstrom des Ladegeräts kon­ stant hält. Ferner ergibt die Stromsteuerung eine Maxi­ malstrombegrenzung zum Schutz des Ladegeräts vor feh­ lerhaften, beispielsweise kurzgeschlossenen Zellen in dem Batterieblock.

Der Fehlerverstärker 63 verstärkt die Differenzspannung zwischen der Spannung an dem V_ISENSE-Leiter 21 und der heruntergeteilten Bezugsspannung V_SENSE-D an dem Leiter 22A. Das Ausgangssignal gelangt an den Eingang des Ver­ gleichers 62 und schließt eine Rückführungsschleife in der Weise, daß die Differenzspannung zwischen den Lei­ tern 21 und 22A auf ein Mindestmaß herabgesetzt wird. Ein Anstieg dieser Differenzspannung ergibt eine Erhö­ hung der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 63, so daß die Sägezahngeneratorspannung längere Zeit ansteht, nämlich länger eingeschaltet ist, bevor der Vergleicher 62 geschaltet wird. Auf diese Weise wird durch die län­ gere Einschaltzeit des Schalters 19 gegenläufig zu der anfänglichen Differenzspannung der mittlere Primärstrom verstärkt.

Die Sägezahngeneratorschaltung 64 erzeugt ein Sägezahn­ signal in einem Takt von ungefähr 500 bis 1000 kHz, um ein Modulationssignal zu bilden, das zum Umsetzen der von dem Fehlerverstärker 63 erzeugten Spannung zu einer Verzögerungszeit dient, gemäß der die monostabile Kipp­ stufe 70 geschaltet wird und die auch die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19 darstellt. Die monostabile Kippstufe 70 bestimmt die Breiten der Nullpegelab­ schnitte des Signals GATE und damit die Ausschaltzeit des MOSFET-Schalters 19. Die Ausschaltzeit des MOSFET- Schalters 19 ist unabhängig von der Einwirkung des Mo­ dulators 15 auf die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19 konstant. Der Zeitpunkt, an dem das an dem Leiter 64A erzeugte 500 kHz-Sägezahnsignal die Ausgangsspann­ ung des Fehlerverstärkers 63 übersteigt, bestimmt die Breite der "1"-Abschnitte des Signals GATE und damit die Einschaltzeit des MOSFET-Schalters 19. Wenn die Schaltzeit der monostabilen Kippstufe 70 abläuft, wird auf die vorangehend erläuterte Weise durch das Signal an dem Leiter 70A das Ausgangssignal des Sägezahngene­ rators 64 rückgesetzt und das Sägezahnsignal wieder­ holt.

Die der Ausschaltzeit des MOSFET 19 entsprechende Im­ pulsdauer der monostabilen Kippstufe 70 wird derart festgelegt, daß sie gleich der Hälfte der Periode der Resonanzfrequenz ist, die durch die Primärwicklungsin­ duktivität L_R des Transformators und die Resonanzkapa­ zität C_R bestimmt ist. Die Primärwicklungs-Rücklauf­ spannung V_CR hat daher eine Halbsinus-Kurvenform, die auf "0" zurückkehrt, bevor der MOSFET 19 für den näch­ sten Zyklus eingeschaltet wird. Daher ist der Lei­ stungsverlust in dem MOSFET-Schalter 19 auf ein Min­ destmaß herabgesetzt und die durch die Rücklaufspannung V_CR erzeugten Störungen sind auf der Resonanzfrequenz von ungefähr 500 kHz konzentriert, wobei weniger Ener­ gie bei höheren Vielfachen der Frequenz enthalten ist als im Falle einer Rücklaufspannung mit nicht sinusför­ miger Kurvenform. Dies ergibt ein "Nullspannungsschal­ ten" des MOSFET 19, so daß dieser eingeschaltet wird, wenn daran eine Drain-Source-Spannung "0" anliegt.

Die Einschaltzeit des MOSFET 19 wird durch die Rückfüh­ rungsspannung V_ISENSE moduliert, die der Stärke des in der Primärwicklung 7A fließenden Stroms entspricht.

Durch die Modulation der Einschaltzeit des MOSFET 19 mittels der den in der Primärwicklung 7A fließenden Strom darstellenden Rückführungsspannung V_ISENSE werden die Leistungsverluste in dem MOSFET 19 minimal, während Schalteinschwingvorgänge im wesentlichen unterdrückt werden, welche bei ihrem Auftreten unerwünschte elek­ trische Störungen hervorrufen würden, die die Funktion eines Fernmeldegeräts stören könnten, welches an die Batterie 11 angeschlossen ist oder während des Ladens derselben sich in deren Nähe befindet.

Die Kurvenform der Spannung V_ISENSE enthält verschiede­ nerlei Komponenten, zu denen eine Gleichspannungskompo­ nente, die dem mittleren Strom in der Primärwicklung 7A entspricht, sowie als Hüllkurve der Spannung eine Wech­ selspannungskomponente, die der Schaltfrequenz (von un­ gefähr 500 bis 1000 kHz) des MOSFET 19 entspricht, und eine weitere Wechselspannungskomponente mit der Netz­ frequenz 60 Hz zählen, die als Welligkeit auftritt. Dieses Hüllkurvensignal wird durch den Vergleicher 62 mit dem Sägezahnsignal an dem Leiter 64A nach Fig. 3 verglichen, um die Einschaltzeitmodulation des Signals GATE herbeizuführen.

Die Intervalle bzw. Zeitabstände, während denen der MOSFET-Schalter 19 ausgeschaltet ist, stehen mit der Primärwicklungsinduktivität L_R und der Resonanzkapazi­ tät C_R in folgender Beziehung:

Mit der Signalspannung HVDC wird die Primärwicklung des Transformators gespeist. Dem Modulator wird Strom aus der V_SENSE-Leitung zugeführt.

Das Signal RESET an der Leitung 8 dient zum Rücksetzen des Flipflops 56, des asynchronen Zählers für den Säge­ zahnstufen-DAU und des Stundenzeitgebers, der das Zeit­ ablaufsignal TO erzeugt. Der Schaltungsaufbau mit dem Sägezahnstufen-DAU 50 und der zugeordneten Schaltungs­ anordnung kann durch eine Spitzenwert-Abfrage/Halte­ schaltung in Verbindung mit einer Schaltungsanordnung ersetzt werden, die das Ausgangssignal der Abfrage/ Halteschaltung mit der momentanen Batteriespannung ver­ gleicht, um zu ermitteln, ob die bei dem Batterievoll­ ladezustand erreichte Abfallkennlinie aufgetreten ist. Die Vergleichsergebnisse können dann zum Einstellen ei­ ner Schwachstrom-Ladebetriebsart benutzt werden.

Die Spannung V_ISENSE kann alternativ mittels eines zu­ sätzlichen Transformators erhalten werden, dessen Pri­ märwicklung den auch in der Primärwicklung 7A fließen­ den Strom führt. Eine Sekundärwicklung des zusätzlichen Transformators würde ein Signal erzeugen, das den über die Primärwicklung 7A fließenden Strom anzeigt.

Ein störungsarmes Batterieladegerät enthält einen Gleichrichter zum Umsetzen einer Netzwechselspanung in eine gleichgerichtete Sinusspannung, die an eine Pri­ märwicklung eines Transformators angelegt wird. Über einen an eine erste Sekundärwicklung angeschlossenen weiteren Gleichrichter wird der Batterie Ladestrom zu­ geführt. Ein zu der Primärwicklung in Reihe geschalte­ ter Schalter steuert den Strom durch die Primärwic­ klung. Ein an eine weitere Sekundärwicklung angeschlos­ sener Gleichrichter erzeugt eine Batteriezustandsspan­ nung. Ein mit der gleichgerichteten Sinusspannung syn­ chrones Aufstufungssignal stuft einen Sägezahn-Digital/ Analog-Umsetzer hoch, bis dessen Ausgangsspannung die Batteriezustandsspannung übersteigt. Wenn die Batterie­ zustandsspannung um eine bestimmte Größe unter die Um­ setzerausgangsspannung abfällt, wird ein Schwachstrom­ ladesignal erzeugt. Der Stromfluß durch die Primärwick­ lung wird durch Betätigen des Schalters mit einer ver­ hältnismäßig hohen Frequenz, durch Einstellen konstan­ ter Ausschaltzeiten für den Schalter und ferner durch Modulieren von Einschaltzeiten des Schalters gemäß dem den Primärwicklungsstrom anzeigenden Signal gesteuert. Dadurch wird eine maximale Leistungsübertragung über den Transformator erreicht, ohne daß die Rücklaufspan­ nung des Transformators die Durchbruchspannung des Schalters übersteigt, und es wird ein Nullstromschalten erreicht.

Claims (10)

1. Batterieladeschaltung, gekennzeichnet durch

• a) einen ersten Gleichrichter (3), der eine Netzspannung (2) aufnimmt und eine gleichgerichtete Si­ nusspannung (HVDC) abgibt,
• b) einen Transformator (7) mit einer zur Auf­ nahme der gleichgerichteten Sinusspannung geschalteten Primärwicklung (7A) sowie einer ersten und einer zwei­ ten Sekundärwicklung (7B, 7C), wobei zwischen die An­ schlüsse der ersten Sekundärwicklung (7B) und die An­ schlüsse einer Batterie (11) ein zweiter Gleichrichter (10) geschaltet ist,
• c) einen Schalter (19), der zwischen einen An­ schluß der Primärwicklung und eine Einrichtung (26) zum Erzeugen eines Stromanzeigesignals (V_ISENSE) zur Anzei­ ge des über den Schalter und die Primärwicklung flie­ ßenden Stroms geschaltet ist,
• d) eine an die Anschlüsse der zweiten Sekun­ därwicklung (7C) angeschlossene erste Einrichtung (28) zum Erzeugen einer Batteriezustandsspannung (V_SENSE), die einer Spannung zwischen den Anschlüssen der Batte­ rie entspricht,
• e) eine Spitzenwert-Abfrage/Halteeinrichtung (50, 51, 53, 55), die eine zur Batteriezustandsspannung proportionale Bezugsspannung (V_SENSE-D) aufnimmt und deren Spitzenwert erfaßt und festhält,
• f) eine zweite Einrichtung (52, 54, 56), die die Ausgangsspannung der Abfrage/Halteeinrichtung mit der Bezugsspannung vergleicht, um ein Ladebetriebsart­ signal (ILO) zu erzeugen, wenn die Bezugsspannung um eine vorbestimmte Schwellenspannung unter die Ausgangs­ spannung der Abfrage/Halteeinrichtung abfällt, und
• g) eine dritte Einrichtung (15), die das Lade­ betriebsartsignal und das Stromanzeigesignal zum Erzeu­ gen eines an den Schalter angelegten Steuersignals (GATE) aufnimmt, um den Stromfluß über die Primärwick­ lung entsprechend der Batteriezustandsspannung zu steu­ ern, wobei die dritte Einrichtung eine Einrichtung (70) zum Erzeugen einer konstanten Ausschaltzeit für den Schalter und eine Einrichtung (62 bis 66) zum Verändern der Einschaltzeit für den Schalter gemäß dem Strom­ anzeigesignal enthält.

2. Batterieladeschaltung nach Anspruch 1, gekenn­ zeichnet durch eine auf die gleichgerichtete Sinusspan­ nung (HVDC) ansprechende vierte Einrichtung (35 bis 40) zum Erzeugen eines Zeitsteuersignals (SYNC), wobei die Spitzenwert-Abfrage/Halteeinrichtung (50, 51, 53, 55) einen Digital/Analog-Umsetzer (50), dessen Ausgang mit einem ersten Eingang eines ersten Vergleichers (51) verbunden ist, einen asynchronen Zähler (55), dessen Ausgänge mit den Digitaleingängen des Umsetzers verbun­ den sind, und ein Schaltglied (53) enthält, dessen Aus­ gang mit einem Kippeingang des Zählers verbunden ist, das an einem ersten Eingang mit dem Ausgang des ersten Vergleichers verbunden ist und das an einem zweiten Eingang das Zeitsteuersignal aufnimmt.

3. Batterieladeschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (52, 54, 56) einen zweiten Vergleicher (52) enthält, der an einem ersten Eingang mit dem Ausgang des Digital/Analog-Um­ setzers (50) verbunden ist, an einem zweiten Eingang die Bezugsspannung (V_SENSE-D) aufnimmt und an dem Aus­ gang mit einem Eingang eines durch das Zeitsteuersignal (SYNC) getakteten Flipflops verbunden ist, wobei der zweite Vergleicher eine Eingangsspannungsversetzung hat, die gleich der vorbestimmten Schwellenspannung ist, um an dem Ausgang des Flipflops das Ladebetriebs­ artsignal (ILO) zu erzeugen.

4. Batterieladeschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter ein MOSFET (19) ist und die Einrichtung zum Erzeugen des Stromanzeigesi­ gnals einen mit dem MOSFET in Reihe geschalteten Wider­ stand (26) umfaßt, um das den Strom durch den Wider­ stand anzeigende Signal zu erzeugen.

5. Batterieladeschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen einer konstanten Ausschaltzeit eine monostabile Kippschaltung (70) aufweist und daß die Einrichtung zum Verändern der Einschaltzeit einen Verstärker (63) mit einem zur Auf­ nahme des Stromanzeigesignals geschalteten Eingang und einen Vergleicher (62) enthält, der an einem Eingang ein Sägezahnsignal aufnimmt, an einem anderen Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist und an dem Ausgang zum Triggern der monostabilen Kippschaltung geschaltet ist, deren Ausgang zum Anlegen des Steuersi­ gnals (GATE) an eine Gate-Elektrode des MOSFET (19) an­ geschlossen ist.

6. Batterieladeschaltung nach Anspruch 5, gekenn­ zeichnet durch eine auf das Zeitsteuersignal (SYNC) an­ sprechende Teilereinrichtung (42), die bei jedem Auf­ treten einer vorbestimmten Anzahl von Impulsen des Zeitsteuersignals ein erstes Signal mit einer Dauer er­ zeugt, die gleich derjenigen eines Impulses des Zeit­ steuersignals ist, und eine erste Schaltgliedereinrich­ tung (45, 46, 71), die das erste Signal mit dem Ladebe­ triebsartsignal und dem Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung (70) zum Erzeugen des Steuersignals (GATE) schaltet, welches dadurch ein stark verringertes Einschaltverhältnis hat, wenn das Ladebetriebsartsignal ein Signal für einen Schwachstromladebetrieb ist.

7. Batterieladeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen einer konstanten Einschaltzeit eine mono­ stabile Kippschaltung (70) enthält und daß die Einrich­ tung zum Verändern der Einschaltzeit einen Verstärker (63) mit einem Eingang, der das Stromanzeigesignal (V_ISENSE) aufnimmt, einen Vergleicher (62) mit einem zur Aufnahme eines Sägezahnsignals geschalteten Ein­ gang, einem mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Eingang und einem zum Triggern der monostabilen Kipp­ schaltung geschalteten Ausgang und eine an den Ausgang der monostabilen Kippschaltung angeschlossene Einrich­ tung zum Anlegen des Steuersignals an eine Steuerelek­ trode des Schalters (19) enthält.

8. Batterieladeschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (7A) des Trans­ formators (7) mit einem Kondensator (18) zur Resonanz bei einer ersten Frequenz verbunden ist und daß die mo­ nostabile Kippschaltung (70) nach einer Zeitdauer aus­ schaltet, die ungefähr gleich der Hälfte der Periode der ersten Frequenz ist, um den Schalter (19) zu Zeit­ punkten einzuschalten, bei denen die Spannung an dem Schalter ungefähr "0" ist, wodurch das Erzeugen elek­ trischer Störungen verhindert wird.

9. Batterieladeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Batterie (11) zur Stromversorgung einer während des Ladens der Batte­ rie betriebenen störempfindlichen Schaltung angeschlos­ sen ist, wobei durch den störungsarmen Betrieb der Bat­ terieladeschaltung störungsbedingte Fehler bei dem Be­ trieb der störungsempfindlichen Schaltung vermieden sind.

10. Batterieladeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (15) zum Verändern der Einschaltzeit die Einschaltzeit des Schalters (19) derart verändert, daß der durch die Primärwicklung (7A) fließende Strom während der zeitli­ chen Änderung der gleichgerichteten Sinusspannung (HVDC) stabilisiert ist, wodurch eine maximale Lei­ stungsübertragung zu der Batterie (11) herbeigeführt wird, während die Rücklaufspannung (V_CR) der Primärwic­ klung begrenzt ist.