EP0894361A1 - Elektronisches schaltnetzteil und dessen verwendung - Google Patents

Elektronisches schaltnetzteil und dessen verwendung

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EP0894361A1
EP0894361A1 EP97918105A EP97918105A EP0894361A1 EP 0894361 A1 EP0894361 A1 EP 0894361A1 EP 97918105 A EP97918105 A EP 97918105A EP 97918105 A EP97918105 A EP 97918105A EP 0894361 A1 EP0894361 A1 EP 0894361A1
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EP
European Patent Office
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transformer
secondary winding
capacitor
power supply
transistor
Prior art date
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Ceased
Application number
EP97918105A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Günther Bergk
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Braun GmbH
Original Assignee
Braun GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Braun GmbH filed Critical Braun GmbH
Publication of EP0894361A1 publication Critical patent/EP0894361A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/10—Arrangements incorporating converting means for enabling loads to be operated at will from different kinds of power supplies, e.g. from ac or dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter

Definitions

  • the present invention relates to an electronic switching power supply according to claim 1 and the use of such a switching power supply according to claim 7
  • the electronic switching power supply consists of a p ⁇ mar clocked flyback converter with a transformer 1, a transistor 2 and a diode 3 provided in the load circuit.
  • the flyback converter is fed via a rectifier bridge circuit 4 from a direct or alternating voltage network, the voltage of which is between 100V and 250V , but can also be 1 2V or 24V and its frequency can be almost arbitrary in the case of a supplying alternating current.
  • the output voltage is applied to the input of the flyback converter or the control and regulating electronics via a sieve and smoothing arrangement 5, which for the sake of simplicity is shown here only as a capacitor.
  • Such a flyback converter can be used, for example, in a small device such as a shaving apparatus.
  • This shaving apparatus can then be connected to voltage networks which can have different voltage values internationally. It is desirable to be able to supply such a shaving apparatus from the vehicle electrical system when camping or boating.
  • the applied voltages can then be 1 2V DC or 24V DC
  • the series connection of the primary winding 6 of the transformer 1 with the collector-emitter path of the transistor 2 and a capacitor 7 is connected in parallel with the DC voltage terminals.
  • a resistor 8 is connected to the base of transistor 2 and is connected to the positive pole of the input voltage source.
  • the base of transistor 2 is connected to the negative pole of the input voltage source via the collector-emitter path of a further transistor 9.
  • the emitter of transistor 2 is connected to the cathode of a zener diode 1 0, the anode of which is connected both to the base of transistor 9 and via a further resistor 1 1 to the negative pole of the input voltage source.
  • the emitter of transistor 2 is connected via a further resistor 1 2 to a first winding end of secondary winding 1 3 of transformer 1
  • the winding direction of the primary winding 6 and the secondary winding 1 3 of the transformer 1 is indicated by the points entered.
  • a feedback capacitor 14 is connected via a feedback resistor 15 on the one hand to the base of the transistor 2 and on the other hand to a second winding end of the secondary winding 1 3 of the transformer 1.
  • the electrical consumer is connected to the first winding end of the secondary winding 13 of the transformer 1.
  • the electrical consumer consists of an accumulator 16.
  • An accumulator 16 for example an electric motor, not shown here, can be connected to this accumulator 16 and is supplied by the accumulator via an on / off switch when the electronic switching power supply is not connected to a mains voltage is.
  • a diode 19 is provided which connects the first winding end of the secondary winding 1 3 of the transformer 1 to the connection point of the feedback capacitor 14 and the feedback resistor 1 5.
  • a circuit is provided in parallel to the primary winding 6 of the transformer 1, which consists of a series connection of a zener diode 17 and a further diode 18 which are connected to one another on the cathode side.
  • the operation of the circuit of FIG. 1 can be explained as follows.
  • the transistor 2, which operates as a switching transistor, is driven by the input voltage terminals via the resistor 8 with an initially low base current.
  • a positive feedback effect arises via the collector-emitter path of the transistor 2 and the primary winding 6 of the transformer 1 by the voltage induced by the increasing current in the primary winding 6 of the transformer 1.
  • the transistor 2 is additionally driven and switched to the conductive state.
  • the base of transistor 2 is connected directly to one terminal of the input voltage source, as a result of which the base current is withdrawn from transistor 2.
  • the transistor 2 thereby blocks and the current through the primary winding 6 of the transformer 1 is switched off abruptly.
  • the diodes 17 and 18 limit the flashback peak parallel to the primary winding 6 of the transformer 1.
  • the capacitor 14 When the transistor 2 is in the conductive state, the capacitor 14 has been charged positively on the side designated “A” because of the voltage induced in the secondary winding 13 of the transformer 1. Correspondingly, a negative charge took place on the side of the capacitor 14 labeled "B".
  • the diode 1 9 is polarized in relation to the voltage induced in the conducting phase of the transistor 2 in the secondary winding 1 3 of the transformer 1.
  • Point B is connected to the positive voltage via the diode 19 which is polarized in the forward direction in this case, point A is connected to the negative voltage
  • the capacitor 14 After the transmitter 1 has thus released its stored energy, the capacitor 14 has a positive charge at point B and correspondingly a negative charge at point A. This voltage across the capacitor 14 supports the switching process in the subsequent switching of the transistor 2 to the conducting state, since the base emitter current is supported by the transistor 2 by the sign of the voltage across the capacitor 14. In particular at lower input voltages, such as a 12 V DC voltage, the sign-on of the voltage on the capacitor 14 supports the switching-on process of the transistor 2. The flyback converter operation is thus stabilized in particular at lower input voltages.
  • the capacitor is again charged, as described above, with a positive charge at point A and with a negative charge at point B.
  • the switched-mode power supply according to claim 1 it can be seen in the switched-mode power supply according to claim 1 that a comparatively little effort can achieve a higher voltage on a network of feedback capacitors, which has a supporting effect on the input terminal voltage when the switching transistor is switched through, which controls the current flow through the primary winding of the transmitter.
  • the switched-mode power supply is advantageously improved, in particular when using low mains voltages.
  • the measure according to claim 1 of the patent is particularly advantageous if the emitter potential of the switching transistor according to claim 2 or 3 is raised by an accumulator in the switching power supply.
  • Claim 4 describes a particularly advantageous embodiment of an electronic circuit. This advantageously takes advantage of the fact that the voltages induced in the secondary winding of the transformer are different in the charging and discharging phase.
  • Claim 5 and claim 6 describe an embodiment of how the parallel connection of further capacitors can be implemented in the discharge phase of the transformer if these capacitors are to be connected in series connection, in particular at the beginning of the transformer charging phase.
  • FIG. 2 shows an electronic switched-mode power supply, the identical components with identical function as in the circuit structure already known from the stated prior art are identified with identical reference numbers to FIG. 1
  • a component block which consists of a capacitor 20, a resistor 21, diodes 22 and 23 and a resistor 24.
  • a resistor 25 is also still present.
  • resistor 21 is connected, the other end of which is connected to one terminal of resistor 24.
  • the other connection of the resistor 24 is connected at point C to a connection of the capacitor 20.
  • the other connection of the capacitor 20 is connected via the resistor 25 to the base of the transistor 2 and the cathode of the diode 22.
  • the anode of the diode 22 is connected to a first connection of the secondary winding 13 of the transformer 1.
  • the anode of the diode 23 is connected between the resistors 21 and 24.
  • the cathode of the diode 23 is connected to the other connection of the secondary winding 1 3 of the transformer 1, to which the capacitor 14 at point A is also connected via the resistor 1 5.
  • the mode of operation with regard to the voltage conditions can thus be explained as follows.
  • the capacitor 14 has been charged positively on the side labeled “A” because of the voltage induced in the secondary winding 13 of the transformer 1.
  • a negative charge occurred on the side of the capacitor 14 labeled "B”.
  • the diode 1 9 is polarized in respect of the voltage induced in the conducting phase of the transistor 2 in the secondary winding 1 3 of the transformer 1.
  • the capacitor 20 is charged positively on the side labeled "C” and correspondingly negatively on the side labeled "D”.
  • the diodes 22 and 23 are also polarized in relation to the voltage induced at that time in the secondary winding 13 of the transformer 1.
  • the capacitors act as connected in series, because the branches that would cause the capacitors 14 and 20 to be connected in parallel are ineffective via the diodes 22 and 23 polarized in the reverse direction
  • Point B is connected to the positive voltage via the diode 19 which is polarized in the forward direction in this case, point A is connected to the negative voltage.
  • point D is connected to the positive voltage via the diode 22, which in this case is also polarized in the forward direction, point C is connected to the negative voltage via the diode 23, which is now also polarized in the forward direction.
  • the capacitor 14 After the transmitter 1 has thus released its stored energy, the capacitor 14 has a positive charge at point B and correspondingly a negative charge at point A. Likewise, the capacitor 20 has a positive charge at point D and a negative charge at point C.
  • the direct current flow through the diode 19 and the diode 23 "past the capacitor 14" is prevented by means of the resistor 21.
  • the resistors 15, 21 and 24 serve only the current limitation in the transhipment processes
  • the voltage across the capacitor 14 and the capacitor 20 support the switching process when the transistor 2 is switched back to the conducting state, since the signs of the capacitors 14 and 20 acting in series add the voltages of these capacitors and the base-emitter current through the transistor 2 is supported.
  • the capacitors 14 and 20 act in series connection because the branches which bring about the parallel connection are switched ineffective by the diodes 19, 22 and 23 which are in turn polarized in reverse.
  • the sign-on of the voltages at the capacitors 14 and 20 supports the switching-on process of the transistor 2.
  • the flyback converter operation is thus stabilized in particular at lower input voltages O 97/39518 PC17EP97 / 01679
  • capacitors 14 and 20 are again charged, as described above, with a positive charge at points A and C and with a negative charge at points B and D.
  • the circuit arrangement with a certain available voltage in the transmitter discharge phase at the beginning of the transmitter charging phase can generate a voltage to support the switch-on process, which supports this switch-on and is greater than this specific voltage. This is achieved by charging the capacitors acting in parallel and then discharging them in a series connection. By using the diodes in the branches of the circuit which effect the parallel circuit, this is easily achieved in terms of circuitry. It is advantageously used that the sign of the voltage induced in the secondary winding 13 of the transformer 1 is reversed during the discharging process compared to the charging process.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Schaltnetzteil zur Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers aus einer Wechsel- oder Gleichspannungsquelle unterschiedlicher Spannungshöhe mit einem primär getakteten Sperrwandler, der einen Übertrager enthält, dessen Sekundärwicklung in Reihe zum elektrischen Verbraucher und zu einer ersten Diode geschaltet ist und dessen Primärwicklung in Reihe zur Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors geschaltet ist, dessen Basis über einen Rückkopplungskondensator mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors weiterhin mit dem einem Pol der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, wobei mehrere Rückkopplungskondensatoren vorhanden sind, die in der Übertragerentladephase als parallelgeschaltet wirkend an der Sekundärwicklung des Übertragers anliegen und in der Übertragerladephase als Reihenschaltung wirkend an einem Zweig anliegen, der die Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors umfaßt. Die Erfindung eignet sich zum Einsatz in einem elektrischen Rasierapparat.

Description

Elektronisches Schaltnetzteil und dessen Verwendung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Schaltnetzteil nach Anspruch 1 und die Verwendung eines solchen Schaltnetzteiles nach Anspruch 7
Aus der DE-41 22 544 C1 ist bereits ein derartiges Schaltnetzteil bekannt, das in Fig. 1 vereinfacht dargestellt ist und im folgenden naher erläutert wird. Das elektronische Schaltnetzteil besteht aus einem pπmar getakteten Sperrwandler mit einem Übertrager 1 , einem Transistor 2 sowie einer im Lastkreis vorgesehenen Diode 3. Der Sperrwandler wird über eine Gleichπchter-Bruckenschaltung 4 aus einem Gleich- oder Wechselspan¬ nungsnetz gespeist, dessen Spannung zwischen 100V und 250V, aber auch 1 2V oder 24V betragen kann und dessen Frequenz im Falle eines speisenden Wechselstromes nahezu beliebig sein kann. Die Ausgangsspannung wird über eine Sieb-und Glattungs- anordnung 5, die hier der Einfachheit halber nur als Kondensator dargestellt ist, an den Eingang des Sperrwandlers bzw. der Steuer- und Regelelektronik gelegt.
Ein solcher Sperrwandler kann beispielsweise in einem Kleingerat wie einem Rasier¬ apparat verwendet werden. Dieser Rasierapparat kann dann an Spannungsnetze an¬ geschlossen werden, die international verschieden unterschiedliche Spannungswerte haben können Es ist dabei wünschenswert, einen solchen Rasierappart beim Campen oder beim Bootfahren auch aus dem Bordnetz versorgen zu können. Dabei können die anliegenden Spannungen dann 1 2V Gleichspannung oder 24V Gleichspannung betragen
Parallel zu den Gleichspannungsklemmen ist die Reihenschaltung der Primärwicklung 6 des Übertragers 1 mit der Kollektor-Emitter Strecke des Transistors 2 sowie eines Kondensators 7 geschaltet. An die Basis des Transistors 2 ist ein Widerstand 8 an¬ geschlossen, der mit dem positiven Pol der Eingangsspannungsquelle verbunden ist Darüber hinaus ist die Basis des Transistors 2 über die Kollektor-Emitter Strecke eines weiteren Transistors 9 mit dem negativen Pol der Eingangsspannungsquelle verbunden Der Emitter des Transistors 2 ist an die Kathode einer Zenerdiode 1 0 angeschlossen, deren Anode sowohl mit der Basis des Transistors 9 als auch über einen weiteren Widerstand 1 1 mit dem negativen Pol der Eingangsspannungsquelle verbunden ist. Darüber hinaus ist der Emitter des Transistors 2 über einen weiteren Widerstand 1 2 an ein erstes Wicklungsende der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 angeschlossen Der Wickelsinn der Primärwicklung 6 und der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 ist durch die eingetragenen Punkte angedeutet.
Ein Rückkopplungskondensator 14 ist über einen Ruckkopplungswiderstand 1 5 einer¬ seits mit der Basis des Transistors 2 und andererseits mit einem zweiten Wicklungsende der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 verbunden. An das erste Wicklungsende der Senkundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 ist der elektrische Verbraucher ange¬ schlossen. Im gezeigten Ausführungsbeispiel besteht der elektrische Verbraucher aus einem Akkumulator 16. Diesem Akkumulator 16 kann dabei beispielsweise ein hier nicht gezeigter Elektromotor aufgeschaltet werden, der über einen Ein-/Ausschalter von dem Akkumulator versorgt wird, wenn das elektronische Schaltnetzteil nicht an eine Netz¬ spannung angeschlossen ist. Ebenso ist eine Diode 19 vorgesehen, die das erste Wick¬ lungsende der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 mit dem Verbindungspunkt von Rückkopplungskondensator 14 und Rückkopplungswiderstand 1 5 verbindet.
Zur Begrenzung der Rückschlagspannung ist parallel zur Primärwicklung 6 des Über¬ tragers 1 eine Schaltung vorgesehen, die aus der Reihenschaltung einer Zenerdiode 17 sowie einer weiteren Diode 18 besteht, die kathodenseitig miteinander verbunden sind.
Die Funktionsweise der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich dabei wie folgt erklären. Von den Eingangsspannungsklemmen wird der als Schalttransistor arbeitende Transistor 2 über den Widerstand 8 mit einem zunächst geringen Basisstrom angesteuert. Infolge des einschaltenden Transistors 2 entsteht über die Kollektor-Emitter Strecke des Transistors 2 und die Primärwicklung 6 des Übertragers 1 ein Mitkopplungseffekt durch die durch den ansteigenden Strom in der Primärwicklung 6 des Übertragers 1 induzierte Spannung. Durch diesen Mitkopplungseffekt wird der Transistor 2 zusätzlich angesteuert und in den leitenden Zustand geschaltet.
Der Kollektorstrom des Transistors 2 steigt linear an. Über dem Widerstand 1 2 fällt eine dazu proportionale Spannung ab. Wenn aufgrund des steigenden Kollektorstromes die Spannung am Widerstand 1 2 zuzüglich der Spannung des Akkumulators 1 6 die Durch- bruchspannung der Zenerdiode 10 übersteigt, so wird der Transistor 9 in den leitenden Zustand geschaltet. O 97/39518 PC17EP97/01679
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Dadurch wird die Basis des Transistors 2 direkt mit dem einen Anschluß der Eingangs¬ spannungsquelle verbunden, wodurch dem Transistor 2 der Basisstrom entzogen wird. Der Transistor 2 sperrt dadurch und der Strom durch die Primärwicklung 6 des Über¬ tragers 1 wird abrupt abgeschaltet.
Dadurch wird in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 eine Spannung induziert, die eine Polarität aufweist, die der in der leitenden Phase des Transistors 2 entgegenge¬ setzt ist. Gegenüber einem durch diese induzierte Spannung verursachten Strom ist die Diode 3 in Durchlaßrichtung gepolt. Der Verbraucher (Akkumulator 1 6) wird also in der Sperrphase mit Strom versorgt bis die im Übertrager 1 gespeicherte Energie an den Verbraucher abgegeben ist.
Während des Umschwingvorganges des Übertragers 1 begrenzen die Dioden 17 und 1 8 parallel zur Primärwicklung 6 des Übertragers 1 die Ruckschlagspannungsspitze.
Im Leitzustand des Transistors 2 wurde der Kondensator 14 wegen der in der Se¬ kundärwicklung 13 des Übertragers 1 induzierten Spannung an der Mit "A" bezeichne¬ ten Seite positiv aufgeladen. Entsprechend erfolgte an der mit "B" bezeichneten Seite des Kondensators 14 eine negative Aufladung. Die Diode 1 9 ist bezogen auf die in der Leitphase des Transistors 2 in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 induzierte Spannung in Sperπchtung gepolt.
Im Sperrzustand des Transistors 2 wird in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 eine Spannung induziert, deren Vorzeichen gerade umgekehrt ist zu der in der Leitphase des Transistors 2 in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 induzierten Spannung.
Dadurch wird der Kondensator 14 während des Sperrzustandes des Transistors 2 umgeladen. Der Punkt B ist - über die in diesem Fall in Durchlaßrichtung gepolte Diode 19 - mit der positiven Spannung verbunden, der Punkt A ist mit der negativen Spannung verbunden
Nachdem der Übertrager 1 also seine gespeicherte Energie abgegeben hat, hat der Kondensator 14 am Punkt B eine positive Ladung und entsprechend am Punkt A eine negative Ladung Diese Spannung am Kondensator 14 unterstützt bei der nun wieder folgenden Schaltung des Transistors 2 in den Leitzustand den Schaltvorgang, da durch das Vorzeichen der Spannung am Kondensator 14 der Basis-Emitter Strom durch den Transistor 2 unter¬ stutzt wird. Insbesondere bei niedrigeren Eingangsspannungen wie beispielsweise einer 1 2V Gleichspannung wird also durch das Vorzeichen der Spannung am Kondensator 14 der Einschaltvorgang des Transistors 2 unterstutzt. Der Sperrwandlerbetrieb wird also insbesondere bei niedrigeren Eingangsspannungen stabilisiert.
In der dann folgenden leitenden Phase des Transistors 2 wird der Kondensator wieder - wie oben beschrieben - mit einer positiven Ladung am Punkt A und mit einer negativen Ladung am Punkt B aufgeladen.
Demgegenüber zeigt sich bei dem Schaltnetzteil nach Patentanspruch 1 , daß mit ver¬ gleichsweise geringem Aufwand eine höhere Spannung an einem Netzwerk aus Ruck¬ kopplungskondensatoren erzielbar ist, die unterstutzend wirkt für die Eingangssklem- menspannung bei der Durchschaltung des Schalttransistors, der den Stromfluß durch die Primärwicklung des Übertragers ermöglicht. Dadurch wird das Schaltnetzteil insbesonde¬ re bei Verwendung niedriger Netzspannungen vorteilhaft verbessert.
Besonders vorteilhaft ist die Maßnahme nach Anspruch 1 des Patentes, wenn das Emitterpotential des Schalttransistors gemäß Anspruch 2 bzw. 3 durch einen Akkumula¬ tor in dem Schaltnetzteil angehoben ist.
Anspruch 4 beschreibt eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung einer elektronischen Schaltung. Dabei wird vorteilhaft ausgenutzt, daß die in der Sekundärwicklung des Übertragers induzierten Spannungen in der Lade- und Entladephase unterschiedlich sind.
Anspruch 5 sowie Anspruch 6 beschreiben eine Ausgestaltung, wie die Parallelschaltung von weiteren Kondensatoren in der Entladephase des Übertragers realisiert werden kann, wenn diese Kondensatoren insbesondere zu Beginn der Ubertragerladephase in Reihen¬ schaltung wirkend geschaltet sein sollen.
Die Verwendung eines solchen Schaltnetzteiles ist besonders vorteilhaft bei einem elektrischen Rasierapparat, da dessen Gebrauchsvielfalt insbesondere bei Verwendung von Netzspannungen niedriger Große wie beispielsweise beim Camping oder auf Booten verbessert wird
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung naher dargestellt. Es zeigt dabei die Fig. 2 ein elektronisches Schaltnetzteil, dessen identische Bauteile mit identi¬ scher Funktion wie bei dem bereits aus dem angegebenen Stand der Technik heraus bekannten Schaltungsaufbau mit identischen Bezugsziffern zur Fig. 1 bezeichnet sind
Bei dem Schaltbild nach Fig 2 ist ein Bauteileblock ergänzt, der aus einem Kondensator 20, einem Widerstand 21 , Dioden 22 und 23 sowie einem Widerstand 24 besteht. Weiterhin ist noch ein Widerstand 25 vorhanden.
An dem Punkt B ist dabei das eine Ende des Widerstandes 21 angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem einen Anschluß des Widerstandes 24 verbunden ist. Der andere Anschluß des Widerstandes 24 ist dabei an dem Punkt C mit einem Anschluß des Kondensators 20 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 20 ist dabei über den Widerstand 25 mit der Basis des Transistors 2 sowie der Kathode der Diode 22 verbunden. Die Anode der Diode 22 ist mit einem ersten Anschluß der Sekundärwick¬ lung 13 des Übertragers 1 verbunden. Die Anode der Diode 23 ist zwischen den Wider¬ standen 21 und 24 angeschlossen. Die Kathode der Diode 23 ist mit dem anderen Anschluß der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 verbunden, mit dem auch über den Widerstnad 1 5 der Kondensator 14 an dem Punkt A verbunden ist.
Die Funktionsweise hinsichtlich der Spannungsverhaltnisse laßt sich also wie folgt erklaren. Im Leitzustand des Transistors 2 wurde der Kondensator 14 wegen der in der Sekundärwicklung 13 des Übertragers 1 induzierten Spannung an der mit "A" bezeich¬ neten Seite positiv aufgeladen. Entsprechend erfolgte an der mit "B" bezeichneten Seite des Kondensators 14 eine negative Aufladung Die Diode 1 9 ist bezogen auf die in der Leitphase des Transistors 2 in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 induzierte Spannung in Sperπchtung gepolt. Weiterhin wird der Kondensator 20 an der mit "C" bezeichneten Seite positiv aufgeladen und entsprechend an der mit "D" bezeichneten Seite negativ. Die Dioden 22 und 23 sind ebenfalls in Sperπchtung gepolt bezogen auf die zu diesem Zeitpunkt in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 induzierten Spannung. Die Kondensatoren wirken also zu diesem Zeitpunkt als in Reihe geschaltet, weil die Zweige, die eine Parallelschaltung der Kondensatoren 1 4 und 20 bewirken wurden, über die in Sperπchtung gepolten Dioden 22 und 23 unwirksam sind
Im Sperrzustand des Transistors 2 wird in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 eine Spannung induziert, deren Vorzeichen gerade umgekehrt ist zu der in der Leitphase des Transistors 2 in der Sekundärwicklung 1 3 des Übertragers 1 induzierten Spannung
Dadurch wird der Kondensator 14 wahrend des Sperrzustandes des Transistors 2 umgeladen. Der Punkt B ist - über die in diesem Fall in Durchlaßrichtung gepolte Diode 1 9 - mit der positiven Spannung verbunden, der Punkt A ist mit der negativen Spannung verbunden. Ebenso ist der Punkt D über die in diesem Fall ebenfalls in Durchlaßrichtung gepolte Diode 22 mit der positiven Spannung verbunden, der Punkt C ist über die jetzt ebenfalls in Durchlaßrichtung gepolte Diode 23 mit der negativen Spannung verbunden.
Nachdem der Übertrager 1 also seine gespeicherte Energie abgegeben hat, hat der Kondensator 14 am Punkt B eine positive Ladung und entsprechend am Punkt A eine negative Ladung. Ebenso hat der Kondensator 20 am Punkt D eine positive Ladung und am Punkt C eine negative Ladung Der direkte Stromfluß über die Diode 19 und die Diode 23 "am Kondensator 14 vorbei" wird mittels des Widerstandes 21 verhindert Die Widerstände 1 5, 21 und 24 dienen lediglich der Strombegrenzung bei den Umladungs- vorgangen
Die Spannung am Kondensator 14 sowie am Kondensator 20 unterstutzen bei der nun wieder folgenden Schaltung des Transistors 2 in den Leitzustand den Schaltvorgang, da durch das Vorzeichen der in Reihenschaltung wirkenden Kondensatoren 14 und 20 sich die Spannungen dieser Kondensatoren addieren und der Basis-Emitter Strom durch den Transistor 2 unterstutzt wird Die Kondensatoren 14 und 20 wirken deshalb in Reihen¬ schaltung, weil die die Parallelschaltung bewirkenden Zweige durch die nun wiederum in Sperπchtung gepolten Dioden 19, 22 und 23 unwirksam geschaltet sind. Insbesonde¬ re bei niedrigeren Eingangsspannungen wie beispielsweise einer 1 2V Gleichspannung wird also durch das Vorzeichen der Spannungen an den Kondensatoren 14 und 20 der Einschaltvorgang des Transistors 2 unterstutzt Der Sperrwandlerbetrieb wird also insbesondere bei niedrigeren Eingangsspannungen stabilisiert O 97/39518 PC17EP97/01679
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In der dann folgenden leitenden Phase des Transistors 2 werden die Kondensatoren 14 und 20 wieder - wie oben beschrieben - mit einer positiven Ladung an den Punkten A und C sowie mit einer negativen Ladung an den Punkten B und D aufgeladen
Vorteilhaft kann also durch die Schaltungsanordnung mit einer bestimmten zur Verfu¬ gung stehenden Spannung in der Ubertragerentladephase zu Beginn der Ubertragerlade- phase eine Spannung zur Unterstützung des Einschaltvorganges erzeugt werden, die diese Einschaltung unterstutzt und großer ist als diese bestimmte Spannung. Dies wird erreicht, indem in Parallelschaltung wirkend die Kondensatoren aufgeladen werden und anschließend in einer Reihenschaltung wirkend entladen werden. Durch die Verwendung der Dioden in den Zweigen der Schaltung, die die Parllelschaltung bewirken, wird dies schaltungstechnisch einfach erreicht. Dabei wird vorteilhaft genutzt, daß sich das Vorzeichen der in der Sekundärwicklung 13 des Übertragers 1 induzierten Spannung beim Entladevorgang gegenüber dem Ladevorgang umkehrt.
Zur weiteren Erhöhung der Spannung zu Beginn der Einschaltphase ist es möglich, weitere Bauteileblocke entsprechend vorzusehen, d h. weitere Kondensatoren, die in der Ubertragerentladephase parallelgeschaltet wirken und in der Ubertragerladephase reihengeschaltet wirken

Claims

Patentansprüche
1 Elektronisches Schaltnetzteil zur Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers (1 6) aus einer Wechsel- oder Gleichspannungsquelle (4) unterschiedlicher Spannungs¬ hohe mit einem pπmar getakteten Sperrwandler, der einen Übertrager ( 1 ) enthalt, dessen Sekundärwicklung ( 1 3) in Reihe zum elektrischen Verbraucher ( 1 6) und zu einer ersten Diode (3) geschaltet ist und dessen Primärwicklung (6) in Reihe zur Kollektor- Emitter Strecke eines ersten Transistors (2) geschaltet ist, dessen Basis über einen Rückkopplungskondensator ( 14) mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 1 3) des Übertragers ( 1 ) verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors (2) weiterhin mit dem einen Pol der Eingangsspannungsquelle (4) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Ruckkopplungskondensatoren vorhanden sind, die in der Ubertragerent¬ ladephase als parallelgeschaltet wirkend an der Sekundärwicklung ( 1 3) des Übertragers ( 1 ) anliegen und in der Ubertragerladephase als Reihenschaltung wirkend an einem Zweig anliegen, der die Basis-Emitter Strecke des ersten Transistors (2) umfaßt.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der elektrische Verbraucher (16) aus einer Parallelschal¬ tung eines Akkumulators und einer elektrischen Last besteht.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der elektrische Verbraucher (16) mit dem Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 1 3) des Übertragers (1 ) verbunden ist, das nicht mit den Ruck¬ kopplungskondensatoren verbunden ist.
4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungsleitungen, die die Parallelschaltung der Kondensatoren ( 14, 20) darstellen, mit jeweils wenigstens einer Diode ( 1 9, 22, 23) versehen sind, die wahrend der Ubertragerentladephase bezogen auf die Spannung der Sekundärwicklung (13) des Übertragers (1 ) in der Ubertragerentladephase in Durchla߬ richtung gepolt sind
5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Kondensator ( 1 4) mit seiner einen Seite (A) an das erste Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 1 3) des Übertragers ( 1 ) angeschlossen ist, und mit seiner anderen Seite (B) über eine Diode ( 1 9) an das zweite Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 1 3) des Übertragers ( 1 ), wobei ein weiterer Bauteileblock (20, 21 , 22, 23, 24) angeschlossen ist, indem ein weiterer Kondensator (20) mit seiner einen Seite (C) über ein Widerstandselement (21 ) mit der anderen Seite (B) des ersten Konden¬ sators (14) verbunden ist, wobei die eine Seite (C) des weiteren Kondensators (20) über eine Diode (23) an das erste Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 13) des Übertragers (1 ) angeschlossen ist, wobei die andere Seite (D) des weiteren Kondensators (20) über eine Diode (22) an das zweite Wicklungsende der Sekundärwicklung ( 1 3) des Über¬ tragers ( 1 ) angeschlossen ist.
6. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein weiterer Bauteileblock angeschlossen ist, indem ein weiterer Kondensator des weiteren Bauteileblockes mit seiner einen Seite über ein Widerstandselement mit der anderen Seite des letzten Kondensators verbunden ist, wobei die eine Seite des weiteren Kondensators über eine Diode an das erste Wick¬ lungsende des Übertragers angeschlossen ist, wobei die andere Seite des weiteren Kondensators über eine Diode an das zweite Wicklungsende des Übertragers ange¬ schlossen ist.
7. Verwendung eines Schaltnetzteiles nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem elektrischen Rasierapparat
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5874841A (en) * 1997-07-28 1999-02-23 Philips Electronics North America Corporation Sample-and-hold circuit for a switched-mode power supply
AU710580B3 (en) * 1998-11-26 1999-09-23 Shih, Hung Ming Improved device of a micro mobile phone battery charger
DE10105138A1 (de) * 2001-02-01 2002-08-08 E G O Control Systems Gmbh & C Elektrische Schaltungsanordnung
TW201203823A (en) * 2010-07-09 2012-01-16 Chung Shan Inst Of Science A power converter with two input power sources
KR101255652B1 (ko) 2012-05-18 2013-04-17 이승철 수퍼콘덴서를 통한 전원공급장치
EP2720341B1 (de) * 2012-10-12 2021-04-07 Samsung Electronics Co., Ltd Drahtloser Stromempfänger zur drahtlosen Regulierung von Strom mithilfe eines Schalters
US8947894B2 (en) * 2013-04-05 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply including a flyback converter with primary side control
CN106945078A (zh) * 2017-03-23 2017-07-14 成都万家健康管理股份有限公司 一种安全可靠的电动式的剃须刀

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3218594A1 (de) * 1982-05-17 1983-12-22 Braun Ag, 6000 Frankfurt Elektronisches schaltnetzteil
DE3300285C2 (de) * 1983-01-07 1985-08-22 Braun Ag, 6000 Frankfurt Elektronisches Schaltnetzteil
JPS61207173A (ja) * 1985-03-07 1986-09-13 Sanken Electric Co Ltd トランジスタ直流変換器
NL8503479A (nl) * 1985-12-18 1987-07-16 Philips Nv Voedingsschakeling.
DE3618221C1 (de) * 1986-05-30 1993-02-11 Braun Ag Schaltnetzteil mit einem primaer getakteten Gleichspannungswandler
DE4122544C1 (de) * 1991-07-08 1992-07-16 Braun Ag, 6000 Frankfurt, De

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO9739518A1 *

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Publication number Publication date
JP2000508509A (ja) 2000-07-04
US6014321A (en) 2000-01-11
DE19614816C1 (de) 1997-06-19
WO1997039518A1 (de) 1997-10-23
CN1214811A (zh) 1999-04-21

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