JPH0614475A

JPH0614475A - デュアルモード電池充電器

Info

Publication number: JPH0614475A
Application number: JP5052453A
Authority: JP
Inventors: Thomas A Somerville; トーマス・エイ・サマーヴィル
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1992-03-12
Filing date: 1993-03-12
Publication date: 1994-01-21
Also published as: GB2265055A; DE4307968A1; GB9303866D0

Abstract

(57)【要約】【目的】廉価で、低ノイズで、コンパクトでしかも充
電効率の高い電池充電器を提供すること。【構成】トランス７の一次巻線７Ａに流れる電流を表
す信号Ｖ_ISENSEを抵抗器２６、フィルタ２０を介して発
生し、この発生した信号と充電モード信号ＩＬＯとに応
答するオンタイム変調器１５を設ける。この変調器によ
り、一定のオフタイムと信号Ｖ_ISENSEに応じて変化させ
るオンタイムとを定める制御信号ＧＡＴＥを発生して、
これを一次巻線７Ａに流れる電流の流れを制御するため
のスイッチ１９に印加する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電池、特にニッケル
−カドミウム電池を充電するための装置に関するもので
ある。より詳しくは、本発明は、通信機器製品の電池の
充電に適していて、その通信機器製品の動作に妨害を与
えるような電気的ノイズを誘起しない、非常に小さいコ
ンパクト型電池充電器回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ニッケル−カドミウム電池では、そのフ
ル充電状態は、高電流充電中、その端子電圧がピーク値
からある量（例えば、１００ｍＶ）降下又は“うなだれ
た”ときにその充電を抑制することで、実現することが
できる。このニッケル−カドミウム電池は、比較的高い
充電率に耐えられることが知られている。この高い電池
充電率は、その充電時間を短縮する上で、また電池が不
使用状態となっている時間を短縮する上でも望ましい。
ある代表的な急速充電法では、アンペア時で表した電池
容量にアンペア数の等しい電流を、その電池にほぼ１時
間供給するようになっている。知られているように、ニ
ッケル−カドミウム電池の高電流充電は、その電池電圧
のある負の変化率が生じ始めた後すぐに止めるべきであ
る。ある既知の電池充電器は、自動的に電池のフル充電
状態を検知してこの充電器が発生する主充電用電流を終
了させ、そして細電流（又は細流）に切り換えるように
なっている。その電池がフル充電状態に達すると、充電
率を低下させて細電流にするかあるいは充電を停止させ
るようにする。電池を確実にフル充電すると共に、その
電池セルを損傷する虞れのある過充電を防止するには、
充電の遮断について制御を行うことが重要である。

【０００３】電池式の携帯電話機などの多くの通信機器
製品は、電気的なノイズの存在に対して非常に敏感であ
ることが分かっている。一般に、従来の電池充電器は、
充電中の電池の端子に接続した導線に、相当強い電気的
なノイズを発生する。さらに、放射された高周波妨害
を、ＲＦ増幅器が拾ってしまうこともある。また、携帯
型の電池式電話機のような通信機器製品をこれの電池の
充電中に使用している時には、そのような電気的ノイズ
がその電池式電話機の性能に有害な影響を与える虞れが
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】コンパクトで、ノイズ
レベルが低く、通信機器製品又はその電源コード内に容
易に組み込むことができて、その電源コードをＡＣライ
ン電流源に接続することによりニッケル−カドミウム電
池を繰り返し充電することが出来るような電池充電器を
提供することが、非常に望ましいものとなっている。従
来の、そのような目的を満たすことができる程十分安価
な電池充電器は、残念ながら充電時間が非常に長いもの
である（例：１２時間）。また、これよりも精巧な“急
速”充電器は、価格が高くて、サイズも大きく、しかも
電力消費が大き過ぎ、またほとんどの通信機器製品で充
電中に使用するにはあまりにも大きな電気ノイズを発生
するものである。

【０００５】従って、本発明の目的は、廉価で、低ノイ
ズであり、またコンパクトでしかも高効率の電池充電用
の装置及び方法を提供することにある。本発明のもう一
つの目的は、非常に急速にニッケル−カドミウム電池を
充電でき、しかも過充電による損傷を起こさせない電池
充電用の装置及び方法を提供することにある。本発明の
さらにもう一つの目的は、極めてコンパクトで、電源コ
ードに内蔵させることができる電池充電器であって、出
力端子の両端間に加わるあるいはその中から放射するノ
イズのレベルが十分に低く、これにより、ノイズに敏感
な通信機器製品等の使用が、その再充電可能の電池を充
電している最中においても可能となるような電池充電器
を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】簡単に述べると、本発明
がその１実施例に従い提供する電池充電器は、ライン電
圧を受けそして整流した正弦波状電圧を発生する第１の
整流器を備えている。その整流正弦波状電圧を受けるよ
うに接続した一次巻線をもつトランスは、第１及び第２
の二次巻線を有している。その第１二次巻線の端子と充
電する電池の端子との間には、第２の整流器を結合す
る。前記一次巻線の１つの端子と、該一次巻線を流れる
電流を表す信号を発生するフィルタ又はその他の回路
と、の間には、スイッチを結合している。また、第１の
回路を設けて、充電中の前記電池の端子間電圧に比例し
た電池状態電圧を発生するようにする。また、第２の回
路を設けて、前記整流正弦波状電圧に応答してタイミン
グ信号を発生する。第３の回路は、ラチェットＤＡＣの
出力に接続して、そのラチェットＤＡＣの出力電圧を前
記電池状態電圧に比例した基準電圧と比較する。そのラ
チェットＤＡＣは、ピーク検出及びホールド機能を果た
すものである。前記第３回路は、ラチェットＤＡＣの出
力電圧が前記基準電圧を越えるまでそのラチェットＤＡ
Ｃを増分するため、タイミング信号に同期した増分用信
号を発生する。第４の回路は、ラチェットＤＡＣの出力
に接続して、前記電池状態電圧がピークになった後にそ
の電池状態電圧がＤＡＣ出力電圧から所定のスレッシュ
ホールド電圧分降下したときに、低充電モード信号を
発生する。第５の回路は、その低充電モード信号と前記
一次巻線を流れる電流を表す前記信号とを受けて、制御
信号を発生するようにする。この制御信号は、前記スイ
ッチに印加して、前記一次巻線の電流の流れを前記電池
検知電圧に従って制御する。前記スイッチに印加する前
記制御信号を制御することにより、本電池充電器がその
低充電電流モードにあるときには、非常に低いデューテ
ィーサイクルを生成するようにする。本電池充電器が高
充電電流モードとなっているときには、前記スイッチの
オンタイムは、前記整流正弦波状電圧の谷とピークの間
で連続的に変調することにより、電池への充電用電流を
最大にしながら、前記スイッチの両端の電圧がその降伏
電圧を越えないように保つ。これは、前記スイッチに対
し一定のターンオフタイムを与え、また前記スイッチの
ターンオンタイムを前記一次巻線の電流を表す信号に応
じて変化させる回路によって実現できる。この技法はま
た、前記スイッチの零電圧／零電流スイッチングを達成
して、前記スイッチにおけるスイッチングノイズ及び電
力消費を最小限にすることができる。前記の一定のター
ンオフタイムは、前記一次巻線の共振周波数の１／２に
設定して、上記零電圧スイッチングを実現する。従っ
て、前記一次フライバック電圧は、前記スイッチを次の
サイクルのためにオンにする迄零に戻る、半波正弦波形
を有する。これにより、前記スイッチにおける電力損失
を最小限とし、また前記フライバック電圧波形が発生す
るノイズを、比較的高い共振周波数に集中させ、しかも
非正弦波形とした場合と比べ、その共振周波数の倍数の
周波数でのエネルギを小さくする。

【０００７】

【実施例】図１を参照して説明すれば、電池充電器回路
１は、ＡＣライン電圧２を受けてこれを在来の全波整流
器３によって整流し、そしてこの整流した高電圧ＤＣ
（ＨＶＤＣ）をその出力導体４に発生するようになって
いる。その整流器３は、接地端子を有しており、この接
地端子は主接地導体２５に接続している。出力導体４
は、そのＨＶＤＣをΔＶ検出器／制御論理回路５の１つ
の入力とそしてインダクタンス６の一方の端子とへ供給
する。このインダクタンス６は、個別のインダクタとし
たり、あるいはトランス７の一次巻線７Ａの漏れインダ
クタンスとしたりすることができる。

【０００８】トランス７は、二次巻線７Ｂを有してお
り、この二次巻線７Ｂの両端子は半波整流器１０に接続
している。この半波整流器１０は、接地端子をもってお
り、この接地端子は、“分離した”接地導体２５Ａに接
続している。その半波整流器１０の出力端子１０Ａは、
充電するあるニッケル−カドミウム電池１１の正端子に
接続するようになっている。

【０００９】検出器／制御論理回路５は、導体１４で、
電池１１の現在の電圧を正確に表す電圧Ｖ_SENSEを受け
るようになっており、そしてこの回路５は、そのＶ
_SENSE電圧のピーク値９７からのΔＶ降下（又は“うな
だれ”）（図４）を検出したときに、電池１１の充電率
を高電流充電率から低電流充電率（又は細流充電）へ低
下させるようにする。“オンタイム”変調器回路１５が
導体８に発生する信号ＲＥＳＥＴは、その検出器／制御
論理回路５の入力に印加し、そしてこの回路５は、導体
１２にＥＮ￣信号（注：記号￣は反転を示す）を発生
し、また導体１３に低電流充電モード（ＩＬＯ）信号を
発生する。これら導体１２及び１３は、変調器回路１５
の制御入力にそれぞれ接続している。フィルタ回路２０
が導体２１に発生する電圧Ｖ_ISENSEは、その変調器回路
１５のフィードバック入力に印加するようにしてある。

【００１０】変調器回路１５は、導体１６に出力信号を
発生するようになっており、そしてこの出力信号は、ス
イッチ１９の“オンタイム”を制御して、電池１１の充
電率を決める。そのスイッチ１９は、閉じた時には、一
次巻線７Ａを流れる電流を、導体１７を介してフィルタ
回路２０の入力と抵抗器２６とへ導き入れる。キャパシ
タンスＣRをもったコンデンサ１８は、その導体１７と
ＨＶＤＣ導体４との間に接続してある。

【００１１】トランス７は、フェライトコア７Ｄをもっ
ており、このフェライトコア７Ｄは、一次巻線７Ａに対
し付加二次巻線７Ｃを磁気的に結合している。この二次
巻線７Ｃの一方の端子は、主接地導体２５に接続してお
り、またその他方の端子は半波整流器２８の入力に接続
している。この整流器２８は、導体１４に上記の電圧Ｖ
_SENSEを発生するようにする。

【００１２】図２には、上記検出器／制御論理回路５の
詳細について示してある。導体４の信号ＨＶＤＣは、抵
抗型分圧器３５，３６及びコンデンサ３７を介して演算
増幅器３８の反転入力に接続しており、そしてこの演算
増幅器３８の出力は、導体２３に供給するタイミング信
号ＳＹＮＣを発生する。その演算増幅器３８の非反転入
力は、接地導体２５に接続している。また、その導体２
３は、インバータ２４を介してシフトレジスタ４２の一
端の入力に接続している。このシフトレジスタ４２は、
６つのＤ型フリップフロップから成る構成である。右手
のフリップフロップのＱ出力は、ＮＯＲゲート４３の一
方の入力と分周器回路４４の入力とに接続しており、そ
してこの分周器回路４４は、そのＱ出力信号を２¹⁵で分
周する。シフトレジスタ４２のその右手のフリップフロ
ップのＱ￣出力は、二入力のＮＯＲゲート４５の一方の
入力に接続しており、そしてこのＮＯＲゲート４５は、
信号ＳＹＮＣ／１１を発生しそしてこれをＯＲゲート４
６の一方の入力に印加するようになっている。シフトレ
ジスタ４２の上記のフリップフロップに隣接したフリッ
プフロップのＱ出力は、ＮＯＲゲート４３の他方の入力
に接続すると共に、ＮＯＲゲート４５の他方の入力にも
接続している。また、ＯＲゲート４６の出力は、導体１
２に信号ＥＮ￣を発生する。

【００１３】導体１４の電池状態信号Ｖ_SENSEは、ＮＰ
Ｎ型トランジスタ３４のコレクタと、抵抗器３２の一方
の端子とそして抵抗器４７Ａの一方の端子とに印加す
る。抵抗器３２の他方の端子は、抵抗器３５の一方の端
子と、ツェナーダイオード３３のカソードとに接続して
いる。このツェナーダイオード３３のカソードはまた、
トランジスタ３４のベースに接続している。一方、ツェ
ナーダイオード３３のアノードは、主接地導体２５に接
続している。トランジスタ３４のエミッタは、導体２２
にある一定の基準電圧Ｖ_REFを発生するが、この基準電
圧Ｖ_REFは、ツェナーダイオード３３の降伏電圧からト
ランジスタ３４の電圧Ｖ_BEを引いたものに等しい大きさ
である。従って、Ｖ_REF導体２２に供給される電流、即
ち作動電力は、Ｖ_SENSE導体１４から、トランジスタ３
４のコレクタ及びエミッタを介して、来る。Ｖ_REF導体
２２は、ＤＡＣ５０に電流即ち作動電力を供給する。ま
た、Ｖ_S _ENSE導体１４は、作動電力を、抵抗器３６及び
コンデンサ３７を含む回路に供給する。Ｖ_REF導体２２
は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）５０の基準入
力に接続している。デジタル／アナログ変換器５０は、
本願出願人が販売しているＤＡＣ７５４１とすること
ができるが、この場合１２ビットの内の７ビットのみを
使用する。

【００１４】Ｖ_REF導体２２はまた、比較器６０の反転
入力にも接続している。この比較器の非反転入力は、導
体４４を介して別の比較器５１の非反転入力と、比較器
５２の反転入力と、そして抵抗器４７Ａと抵抗器４７Ｂ
との間の接続点とに接続している。その抵抗器４７Ｂの
他の端子は、主接地導体２５に接続している。

【００１５】ＤＡＣ５０の出力は、導体５７に電圧Ｖ_O
を発生する。その導体５７は、比較器５１の反転入力
と、比較器５２の非反転入力とに接続している。比較器
５２は、１００ミリボルトの入力オフセット電圧を有し
ている。

【００１６】デジタル／アナログ変換器５０の７つの入
力は、７ビットのリップルカウンタ５５の出力に接続し
ている。このリップルカウンタ５５は、図３の回路が発
生する信号ＲＥＳＥＴによってリセットされる。２¹⁵分
周回路４４も、その信号ＲＥＳＥＴによってリセットさ
れる。リップルカウンタ５５は、ＡＮＤゲート５３によ
る導体５３Ａの信号ＲＣＨＴ（“ラチェット”）により
増分されるようになっている。そのＡＮＤゲート５３の
１つの入力は、ＳＹＮＣ信号導体２３に接続している。
ＡＮＤゲート５３の別の入力は、比較器５１からの信号
ＵＰを受けて、ＤＡＣ５０の出力電圧Ｖ_Oをより高く
“ラチェット”させる。ＡＮＤゲート５３の残りの入力
は、導体１３Ｎの信号ＩＬＯ￣を受けるようになってお
り、そしてこの導体１３Ｎは、Ｄ型フリップフロップ５
６のＱ￣出力に接続している。導体１３ＮのそのＩＬＯ
￣信号は、ＯＲゲート４６の一方の入力にも印加する。
本発明の動作を説明する際に以降で明らかとなるよう
に、ＤＡＣ５０、リップルカウンタ５５、ＡＮＤゲート
５３及び比較器５１は、共に動作して、ピーク検出／ホ
ールド機能を生み出すものである。

【００１７】フリップフロップ５６のクロック入力（Ｃ
Ｋ）は、ＳＹＮＣ導体２３に接続している。また、この
フリップフロップ５６のリセット（Ｒ）入力は、ＲＥＳ
ＥＴ導体８に接続している。フリップフロップ５６のセ
ット（Ｓ）導体は、分周器回路４２，４４が導体４８に
発生する信号ＴＯ（タイムアウト）を受ける。フリップ
フロップ５６のＱ出力は、導体１３にＩＬＯ信号（低電
流充電モード）を発生する。フリップフロップ５６のＤ
入力は、ＯＲゲート５４の出力に接続しており、そして
このＯＲゲート５４の一方の入力は、信号ＦＵＬＬ（電
池１１がフルに充電されたことを示す）を比較器５２の
出力から受ける。ＯＲゲート５４の他方の入力は、比較
器６０の出力に発生する信号ＶＨＩ（充電器回路１に電
池が接続していないという理由で高電圧状態が生じてい
ることを示す）を受けるようになっている。

【００１８】次に図３について説明する。この図３に
は、オンタイム変調器回路１５とスイッチ１９の詳細を
示してある。導体２２のＶ_REF電圧は、抵抗型分圧器６
４Ｂ，７５Ｂを介して誤差増幅器６３の非反転入力に印
加し、そしてこの誤差増幅器６３の出力は、比較器６６
の反転入力並びに比較器６２の反転入力に印加するよう
になっている。その比較器６２の非反転入力は、ランプ
信号発生器６４に接続しており、そしてこのランプ信号
発生器６４は、５００キロヘルツのランプ信号を発生す
る。このランプ発生器６４の回路は、抵抗器６４Ｃをあ
る一定の電流が流れるようになった回路によって実現し
ており、この回路は、コンデンサ６４Ｄを充電してアッ
プさせて行く。ワンショット７０は、上記ランプ電圧が
誤差増幅器６３の出力電圧を越えたときにトリガされる
ようになっている。トリガされると、このワンショット
は、そのランプをゼロにリセットし、またＭＯＳＦＥＴ
１９をオフにする。ワンショット７０がタイムアウトす
ると、トランジスタ６４Ｅをオフにすることにより、ラ
ンプ信号発生器７０を再始動させる。

【００１９】導体２２Ａに現われるＶ_REFの“分圧して
降下させた”部分は、誤差増幅器６３の非反転入力に印
加する。この誤差増幅器６３の反転入力は、導体１３の
ＩＬＯ信号に抵抗器７６で接続している。

【００２０】比較器６２の出力は、上記１マイクロ秒の
ワンショット７０の入力に接続しており、そしてこのワ
ンショット７０の出力は、ＮＯＲゲート７１の一方の入
力に接続している。このＮＯＲゲート７１の他方の入力
は、導体１２で信号ＥＮ￣を受けるように接続していい
る。また、そのＮＯＲゲート７１の出力は、信号ＧＡＴ
Ｅを発生しそしてこれをＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ１
９のゲート電極に印加し、そしてこのＭＯＳＦＥＴ１９
のドレインは、二次巻線７Ａの下側端子とコンデンサ１
８の下側端子とに接続している。ＭＯＳＦＥＴ１９のソ
ースは、抵抗器２６により接地導体２５に接続してい
る。また、ＭＯＳＦＥＴ１９のソースは、さらに演算増
幅器６３の反転入力に接続したＶ_ISENSE導体２１へ抵抗
器２０Ｂによって接続している。抵抗器２０Ｂとコンデ
ンサ２０Ａとは、図１のフィルタ２０を構成するもので
ある。

【００２１】Ｖ_SENSE導体１４は、Ｄ型フリップフロッ
プ８０のＤ入力に接続している。このフリップフロップ
８０のクロック入力は、比較器６６の出力に接続してい
る。フリップフロップ８０のそのＱ出力は、ＲＥＳＥＴ
導体８により抵抗器９４の一方の端子に接続している。
この抵抗器９４の他方の端子は、フリップフロップ８０
のリセット入力とコンデンサ９５の一方の端子とに接続
しており、またそのコンデンサ９５の他方の端子は、主
接地導体２５に接続している。

【００２２】ＲＥＳＥＴパルスは、電源オン投入状態か
電池負荷状態かのいずれかにより発生するようになって
いる。電源オン投入時には、ソフトスタート・コンデン
サ２０Ａがまず、誤差増幅器の６３の出力をローにし、
この結果、スイッチ１９と比較器６６からフリップフロ
ップ８０へのクロックエッジとに初期の最小のオンタイ
ムを与える。抵抗器９４及びコンデンサ９５は、そのＲ
ＥＳＥＴパルスの幅を決めるものである。

【００２３】電池負荷状態の間は、Ｖ_ISENSEが立ち上が
り、これが演算増幅器６３の出力を分圧基準電圧Ｖ
_SENSE-Dよりも低くして、電源オン投入状態に関して述
べたのと同じようにクロックエッジでＲＥＳＥＴパルス
を開始させる。

【００２４】本電池充電器１の基本的な動作は、６０ヘ
ルツで１２０ボルトのＡＣライン電圧を全波整流器３に
より整流して、図４に示す正弦波状のＨＶＤＣ波形を発
生することである。この波形は、微分回路４０（図２）
に入力して、図４に示すようなＳＹＮＣ信号を発生させ
る。各ＳＹＮＣパルスの前縁は、ＨＶＤＣの最大値の
時、即ち各整流半波の中央で生じる。また、このＳＹＮ
Ｃパルスの後縁は、ＨＶＤＣの最小値の時に生じる。

【００２５】このＳＹＮＣ信号は、ＡＮＤゲート５３と
Ｄ型フリップフロップ５６（図２）とに印加する。７ビ
ットのリップルカウンタ５５は、信号ＲＥＳＥＴによっ
てリセットとなっている。本電池充電器１が高電流モー
ドにある場合には、ＩＬＯ￣信号は“１”であって、こ
れはＳＹＮＣをイネーブルして導体５３ＡにＲＣＨＴ信
号を発生させ、これは、図４に番号８４で示すようにＶ
_Oをステップ状に増分させる。このＶ_Oが導体４４のＶ
_SENSE-Dを越えると、比較器５１は、信号ＵＰをゼロに
して、ＳＹＮＣがＲＣＨＴ信号を発生させるのをディス
エーブルする。ＦＵＬＬ＝“１”の信号を比較器５２が
ＮＯＲゲート５４の入力に与えた結果としてＩＬＯ￣信
号が“０”に転じると、ＳＹＮＣ信号をディスエーブル
し、従ってリップルカウンタ５５はもはや増分されず、
また、ＤＡＣ５０が発生するアナログ信号Ｖ_Oは、図４
の８３のレベルで停止する。

【００２６】本発明によれば、ラチェットＤＡＣ５０
は、リセットされるまでの間、正確に８３のレベルを維
持するようにする。従って、ＲＣＨＴは、ＤＡＣ５０を
増分している最中の間のみ発生し、そしてこのとき、フ
リップフロップ５６は、電池がフルに充電されている状
態か電池が接続されていないかのいずれかを示す。いず
れの場合においても、フリップフロップ５６のそのＱ出
力は、本回路を強制的に低充電電流モードとする。

【００２７】本充電器１が電池１１に接続されていない
場合には、電池充電器１の出力電流の流れるところがな
いため、電圧Ｖ_SENSEは、明らかに高い値へ上昇するこ
とになる。比較器６０は、この状態を検出して、信号Ｖ
ＨＩ（高電圧）を“１”にし、これによりフリップフロ
ップ５６を強制的に低電流（又は細電流）充電モードと
する。（電池が接続されていない場合に電池充電器回路
１を低電流充電モードにすることが望ましい理由は、ト
ランスでの無駄な電力消費を避けることが好ましいため
である。）。

【００２８】電圧Ｖ_SENSE-Dが図４の８５で示すように
約１００ミリボルト以上“うなだれる”かあるいは降下
すると（この点で、Ｖ_Oは、Ｖ_SENSE-Dを、比較器５２の
１００ミリボルト・オフセット以上越える）、ＦＵＬＬ
信号は“１”となって、電池のフル充電が完了したこと
を示す。

【００２９】比較器６０の反転入力は、導体２２のＶ
_REF電圧を受け、そしてこれをＶ_SENSE _-Dと比較する。無
負荷状態で巻線７Ｃと整流器２８とが導体１０Ａに高い
値のＶ_SENSEを発生する結果、ＶＨＩが“０”から
“１”に立ち上がり、これはフリップフロップ５６をセ
ットして、低電流モード動作を開始させる。

【００３０】整流器２８（図１）が発生する電圧Ｖ
_SENSEは、二つの機能を有しており、一つは、電池が接
続されている場合にその電池電圧を正確に表す機能であ
り、もう一つは、検出器／制御器／変調器回路に給電す
る機能である。

【００３１】シフトレジスタ４２は、１１分周の機能を
行うものである。１１分周シフトレジスタ４２及びこれ
とは分離した２¹⁵分周回路４４は、タイムアウト信号
（ＴＯ）を導体４８に発生するが、これは、本電池充電
器を、高電流充電動作を１時間行った後、低電流充電モ
ードにセットする“フェイルセーフ”機能を行うもので
ある。それらの分周回路４２、４４は、６０ヘルツのラ
イン周波数を、１時間後に信号ＴＯが発生できるほど十
分に分周して下げる。シフトレジスタ４２とＮＯＲゲー
ト４３は、いわゆる”ウォーキング・リング(walking r
ing) ”カウンタとして構成しており、これは、ライン
周波数６０ヘルツを分周することによりその１時間遅延
を得るため、その２¹⁵分周機能と共に必要な１１分周機
能を実行する。

【００３２】１１分周するシフトレジスタ４２は、１１
個のＳＹＮＣパルス毎に１度導体１２にイネーブルパル
スを発生することにより、低電流モード動作を実現す
る、という第２の機能を行う。導体１２のそのＥＮ￣信
号は、導体１３ＮのＩＬＯ￣信号によってゲートされ
る。ＩＬＯの立ち上がりエッジ８８（図４）は、これに
対応したＩＬＯ￣信号の立ち下がりエッジをもたらし、
これは、ＳＹＮＣ／１１信号をＯＲゲート４６を通るよ
うにゲートしてＥＮ￣を発生させる。このＳＹＮＣ／１
１信号は、ＳＹＮＣパルス１１個毎に“０”となり、そ
してその他の期間は“１”となっている。従って、この
ＥＮ￣信号は、ＩＬＯ信号が正の場合のＳＹＮＣ／１１
パルスの間、図４の９０で示す“０”の値をもつことに
なる。ワンショット回路７０の出力は、パルスを発生
し、そしてこれらのパルスは、図３に示すようにＮＯＲ
ゲート７１を通るようにＥＮ￣によってゲートされ、こ
れにより、１１番目毎のＳＹＮＣパルスの期間中、番号
９１で示すＧＡＴＥパルスのバーストを発生する。これ
は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１９を約５００キロヘルツの
レートでオン／オフして、細電流即ち低電流の充電を起
こさせる。

【００３３】図４の９２で示すようにＩＬＯ信号が
“０”となっている高電流モードの間、ＧＡＴＥパルス
の幅は、図３に詳細に示したオンタイム変調器１５内の
回路が決めるようになっている。

【００３４】Ｖ_ISENSE導体２１の電圧は、アナログ電圧
であり、これは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１９のソース電
極がオンタイム変調器１５の周波数（約５００キロヘル
ツ）で開始させる。その高周波成分は、フィルタ２０が
フィルタして除くようになっている。ＨＶＤＣの各ピー
ク値のところに、電流とＶ_ISENSEとのピーク値があり、
そしてＨＶＤＣの各最小点又は谷において、電流及びＶ
_ISENSEは最小となる。この結果、図４のＶ_ISENSEは“リ
ップル（さざ波）”の波形となる。

【００３５】このＶ_ISENSEは、オンタイム変調器１５の
入力にフィードバックして、Ｖ_ISEN _SEのそのリップルが
可能な限り小さくなるようにしている。これは、ＨＶＤ
Ｃの谷においてスイッチ１９に最大のオンタイムを持た
せ、そしてＨＶＤＣのピークにおいてスイッチ１９に最
小のオンタイムを持たせることによって、実現すること
ができる。図４において、ＨＶＤＣの谷のところには、
ＧＡＴＥ信号の時間スケール拡大部分において、最大５
０％のデューティーサイクルを示してある。ＨＶＤＣの
ピーク部には、それよりもかなり小さいデューティーサ
イクルが対応している。高充電電流モード動作中のＧＡ
ＴＥのデューティーサイクルは、ライン電圧の各半サイ
クルにおいてそれら極限値の間で連続的に変化すること
になる。これは、ＭＯＳＦＥＴ１９のドレイン−ソース
間降伏電圧を越えることがないようにしながら、電池充
電器１の総合電力出力を最大にするという効果をもって
いる。

【００３６】ここで理解すべきことは、導体１７（図
１）の“フライバック”電圧Ｖ_CRは、一次巻線７Ａに大
電流が流れているときにスイッチをオフにした場合、凡
そ１０００ボルト以上となることがある、ということで
ある。詳しくは、ＨＶＤＣのピークにおいて、ＭＯＳＦ
ＥＴ１９のオンタイムがその時５０％のデューティーサ
イクルとなっている場合には、ＭＯＳＦＥＴ１９のドレ
イン−ソース間の降伏電圧（代表的には１０００ボルト
となる）を越えてしまう。また、ＭＯＳＦＥＴ１９のそ
のオンタイムを、Ｖ_CRが１０００ボルトを越えるという
条件を避ける小さな値で一定に設定した場合には、ＭＯ
ＳＦＥＴ１９がそれより長い時間オンとなっている場合
と比べ、ＨＶＤＣの“谷”の間に二次巻線７Ｂ、整流器
１０及び電池１１へ供給する電力は、より少なくなって
しまう。

【００３７】本発明に従い、ＭＯＳＦＥＴ１９のオンタ
イムは、ＭＯＳＦＥＴ１９の降伏電圧を越えることなく
トランス７で最大の電力結合を得るために、連続的にＶ
_ISEN _SEによって変調するようにしてある。さらに、ＭＯ
ＳＦＥＴ１９のオンタイムのこの連続変調は、電池電圧
が上昇する時、またトランスのインダクタンス及び損失
の一方又は双方が外気温度によって変化する時に、充電
器出力電流を一定に保つ機構を提供している。さらに、
その電流制御は、電池パック内のセルに欠陥（例えば短
絡）があった場合に、充電器を保護する最大電流抑制を
も与えるようになっている。

【００３８】誤差増幅器６３は、Ｖ_ISENSE導体２１と導
体２２Ａの分圧基準電圧Ｖ_SENSE-Dとの差電圧を増幅す
る。そして、その出力は、比較器６２の１つの入力に進
んで、それら導体２１及び２２Ａの電圧差を最小とする
ようにフィードバックループを完成する。この電圧差が
増すと、増幅器６３の出力電圧が増大し、これによっ
て、ランプ発生器の電圧は、比較器６２をスイッチさせ
る迄により長くかかる（即ち、スイッチオン時間が長く
なる）ことになる。従って、スイッチ１９のより長いオ
ンタイムにより、その初期の差電圧に対抗する平均一次
電流の増加が生ずる。

【００３９】ランプ発生器回路６４は、約５００キロヘ
ルツないし１０００キロヘルツのレートでランプ信号を
発生して、変調用信号を供給し、そしてこの変調用信号
は、誤差増幅器が発生した電圧を、ワンショット７０を
起動すると共にＭＯＳＦＥＴ１９のオンタイムを表す時
間遅れへ変換するのに使用する。ワンショット回路７０
は、ＧＡＴＥ波形の“０”レベル部分の幅を決め、従っ
てＭＯＳＦＥＴ１９のオフタイムを定める。ＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチ１９のこのオフタイムは、変調器回路１５が
ＭＯＳＦＥＴ１９のオンタイムに何を行ったかとは無関
係に、一定である。導体６４Ａに発生した５００キロヘ
ルツのランプ信号が誤差増幅器６３の発生した出力電圧
を越える点が、ＧＡＴＥ波形の“１”部分の幅、従って
ＭＯＳＦＥＴ１９の“オンタイム”を決める。ワンショ
ット７０がタイムアウトすると、導体７０Ａのその信号
は、前述したようにランプ発生器５４の出力をリセット
して、そしてランプ信号を繰り返させる。

【００４０】ＭＯＳＦＥＴ１９のオフ時間に一致するワ
ンショット７０のそのタイムアウト持続時間は、トラン
スの一次巻線のインダクタンスＬ_R及び共振コンデンサ
Ｃ_Rが定める共振周波数の周期の１／２に等しくなるよ
うに設計してある。従って、その一次側のフライバック
電圧Ｖ_CRは、ＭＯＳＦＥＴ１９が次のサイクルのためオ
ンとなる前にゼロに復帰する、半分の正弦波形となる。
かくして、ＭＯＳＦＥＴ１９の電力損失は最小限とな
り、またフライバック波形Ｖ_CRが発生するノイズは、約
５００キロヘルツのその共振周波数近傍に集中するとと
もに、非正弦波形のフライバック電圧の場合に比べてそ
の周波数の倍数のより高い周波数でのエネルギが小さい
ものとなる。この結果、ＭＯＳＦＥＴ１９のスイッチン
グが“ゼロボルト・スイッチング”となり、従って（ド
レインーソース間）電圧がゼロボルトとなっている時
に、そのＭＯＳＦＥＴをオンとする。

【００４１】ＭＯＳトランジスタ１９のオンタイムは、
一次巻線７Ａを流れる電流の量を表すフィードバック電
圧Ｖ_ISENSEによって変調するようにしてある。

【００４２】このフィードバック電圧Ｖ_ISENSE（一次巻
線７Ａの電流を表す）によって行うＭＯＳＦＥＴ１９の
オンタイムの変調は、結果として、ＭＯＳＦＥＴ１９に
おける電力消費を最小限にし、またスイッチング・トラ
ンジェント（これがもしある場合、電池１１の充電中、
その電池に接続したあるいはその電池近傍の通信機器の
動作を妨害する虞れのある好ましくない電気ノイズを発
生する）を実質上取り除くことができる。

【００４３】Ｖ_ISENSE波形は、種々の成分を含んでお
り、これには、一次巻線７Ａの平均電力を表すＤＣ成分
と、ＭＯＳＦＥＴ１９のスイッチング周波数（約５００
キロヘルツないし１０００キロヘルツ）を表すＡＣ成分
と、そしてＶ_ISENSEの包絡線のリップルとして現われる
６０ヘルツのライン周波数の別のＡＣ成分とがある。こ
の包絡線信号は、比較器６２が図３の導体６４Ａのラン
プ信号と比較することにより、ＧＡＴＥ波形の上記オン
タイム変調を生成する。

【００４４】ＭＯＳＦＥＴスイッチ１９がオフとなって
いるインターバルは、一次巻線のインダクタンスＬ_R及
び共振キャパシタンスＣ_Rとに対し、以下の式で表すよ
うに関係している。

【数１】Ｔ_off＝π√（Ｌ_RＣ_R）（ＭＯＳＦＥＴ１９のオフタイムの間、一次巻線回路は
その共振周波数において半サイクルの間発振するが、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１９がオンになると、一次巻線回路は共振し
なくなるので、共振周波数とは独立してＭＯＳＦＥＴ９
のオンタイムを変化させることができる。）ＨＶＤＣ
は、トランス７の一次巻線を励起するものである。変調
器回路への電力は、Ｖ_SENSEラインから供給するように
してある。

【００４５】ＲＥＳＥＴ信号８は、フリップフロップ５
６と、ラチェットＤＡＣのためのリップルカウンタと、
そしてタイムアウト信号ＴＯを発生する１時間タイマと
をリセットするのに使用している。

【００４６】ラチェットＤＡＣ５０及びこれに関連した
回路を用いる上記の技法の代わりとして、ピーク検出／
ホールド回路と、このピーク検出／ホールド回路の出力
電圧を瞬時電池電圧と比較して電池のフル充電状態を得
る上記の“うなだれ”特性が発生したかどうかを判定す
る回路と、を組み合わせて用いることも可能である（上
記の比較結果は、低電流充電モードを確立するのに使用
することができる）。

【００４７】また、上記のＶ_ISENSE電圧は、代わりの手
段として、追加のトランスによって実現するようにする
ことができ、この場合、この追加のトランスの一次巻線
は、一次巻線７Ａをも流れる電流を通すことになる。ま
た、この追加トランスの二次巻線は、一次巻線７Ａを流
れる電流を表す信号を発生することになる。

【００４８】図５−図７には、本発明の代替実施例を示
してある。多くの点において、図５の低ノイズ／高率電
池充電器１Ａは、図１に示したものと類似している。し
かしながら、図５の回路では、電池電圧を回路５Ａで検
出するようにしており、そしてこの回路５Ａは、図１の
ΔＶ検出回路５と類似したものである、分離トランス７
の“ライン側”ではなく“電池側”に配置している。ま
た、図５の回路においては第２二次巻線２６及び整流器
２８を用いて、変調／制御回路１５のための電力を生成
するようにしているが、しかし電池電圧を表す信号を発
生するのには用いていない。整流器２８が生成する信号
ＬＶＤＣ（図１のＶ_SENSEに類似）は、電池接続端子１
０Ａ及び１０Ｂが、開放となっているか、あるいは実効
上短絡となっているかにつての指示を与える。

【００４９】また、図５の回路では、電池の状態を示す
のは、各分離バリアコンデンサ１０４Ａ，１０４Ｂで結
合して変調／制御回路１５Ａの入力に印加する、各々の
周波数変調した信号である。電圧−周波数変換器（ＶＦ
Ｃ）１１２は、２つの異なる周波数信号Ｆ及びＦ￣を生
成し、そしてこれらを分離バリアコンデンサ１０４Ａ及
び１０４Ｂで結合して、導体１１４Ａ及び１１４Ｂ上に
信号Ｐ及びＰ￣を生成する。信号Ｐ及びＰ￣は、例えば
少なくとも１００ミリボルトのうなだれたΔＶの有無を
指示する。

【００５０】ΔＶ検出器／ＬＥＤドライバ回路５Ａは、
導体１０３上に出力信号Ｌ／Ｏ（ＬＥＤ出力）を生成す
る。導体１０３は、充電器が細流充電モードの時発光す
るようにした発光ダイオード１０１Ａのカソード、及び
電池充電器が急速充電モードの時発光するようにした発
光ダイオード１０１Ｂのアノードに接続してある。

【００５１】図５では、ＬＥＤドライバ信号Ｌ／Ｏが細
流充電モードに対応する“０”レベルの時はＬＥＤ１０
１Ａを順方向にバイアスして発光させ、そしてＬＥＤ１
０１Ｂを逆方向にバイアスしてオフとするように、導体
１０３上のそのＬＥＤドライバ信号Ｌ／Ｏを接続してあ
る。Ｌ／Ｏが“１”で電池充電器が急速充電モードの時
は、上記とは逆の状態となる。このような構成とするこ
とにより、単に導体１０３を電池ケーブルライン１０Ａ
及び１０Ｂと共に電池まで引くことによって、指示ＬＥ
Ｄ１０１Ａ及び１０１Ｂを、電池充電器の場所又は電池
の場所のいずれかのその端子間に、配置できるようにな
る。

【００５２】図５の整流器３は、図１の整流器３と本質
的に同一機能を行うものであり、導体４上に全波整流信
号ＨＶＤＣを生成する。図７において導体２３上に生成
される信号ＳＹＮＣは、図２における回路４０が行うの
と全く同じようにして、図７中の同期回路４０Ａ内の微
分回路が生成する。図７の変調／制御回路１５Ａは、
１） ΔＶ検出回路５Ａが、分離バリアコンデンサ１０
４Ａ，１０４Ｂを介して伝達してくる１００ミリボルト
のうなだれΔＶの検出の有無、２）出力ライン１０Ａ
及び１０Ｂ間の開放状態又は短絡状態、及び３）抵抗
器Ｒ_Sの両端間に発生する導体２１Ａ上の電圧Ｖ_Iが示
す、一次巻線７Ａ内の電流のＲＭＳ値（実効値）、に応
答する。

【００５３】本発明に従って、前述のように、Ｖ_REFと
Ｖ_Iとの間の差に応答して、スイッチ１９のオンタイム
を変調することにより（オフタイムを一定とする）、一
次巻線７Ａ（図５）を流れる電流を制御する。これは、
電池１１に送り込む出力電流を正確に調整することにな
る。従って、電池充電回路１Ａは、電池１１の方から見
たとき、見かけ上電流源となる。

【００５４】次に、図７を主に参照して説明する。同期
回路４０Ａは、図２の対応する回路と全く同じように機
能するものである。分周器回路４２は、図２の対応する
回路と本質的に同じように機能して、導体１３２上のＴ
Ｏ（タイムアウト）、即ち、電池充電回路１５Ａが急速
充電モードで動作することができる時間量、を１時間に
制限し、これによってΔＶ検出器の誤動作の際に電池の
過充電を防止する。

【００５５】分周器４２は、“初期”ホールド信号ＨＤ
も生成し、そしてこの信号で、電池充電器１５Ａの充電
動作開始後少なくとも最初の２分間は、電池充電器１５
Ａに急速充電モードで動作させるようにする。理由は、
このようにしないと、充電のその最初の２分間に、電池
端子特性が偽りのうなだれ状態を示すことがあるからで
ある。

【００５６】また、分周器４２は、ＳＹＮＣを４４（か
なり任意であるが）で分周した信号Ｆ／４４を導体１２
８に生成する。この回路を使うことにより、電池充電器
１５Ａがその急速充電モードからその低速充電モードへ
切り換わるのを許可する前に、少なくとも１００ミリボ
ルトのΔＶうなだれ信号の検出を、２２個の連続したＳ
ＹＮＣパルスの間を続けさせるようにする。これによっ
て、ノイズ状態をうなだれ状態と誤って検出して電池充
電器１５Ａを細流充電モードに切り換えてしまう、とい
う可能性を低くすることができる。

【００５７】制御論理回路１１５は、ドライバタイマ回
路１２２と共に働いて、信号ＳＹＮＣ，ＨＤ，ＴＯ，Ｆ
／４４，ＶＤＣ，ＮＬ（無負荷），ＳＣ（短絡），及び
ＤＲＯＯＰ１に応答して、スイッチ１９のオンタイム
が、各動作サイクルの間急速充電モードに対応する最
大値となるべきか、又は各動作サイクルの間細流充電
モードに対応する最小オンタイムとなるべきか、につい
て判定する。制御論理回路１１５は、本質的には単なる
状態マシンであって、これは、１）ＨＤのハイレベル
に応答して、その他の入力のいずれの状態にも無関係
に、２分間急速充電モードを生成し、２）その他の
入力のいずれにも独立して、急速充電モードの開始後１
時間の間生じるＴＯのハイ状態に応答し、３）急速充
電モードから細流充電モードに切り換えさせる前に、２
２個の連続した同期パルスの間導体１２３上のＤＲＯＯ
Ｐ１信号の存在に応答し、そしてまた、ＮＬ又はＳＣ信
号のハイ状態に応答して、ＨＤ信号が経過した後、急速
充電モードから細流充電モードに切り換えさせる。これ
によって、ＮＬが“１”の時の電力の浪費を回避し、ま
たＳＣが“１”の時に起こり得る電池充電器出力回路の
損傷も回避するようにする。

【００５８】高電流充電モードの間は、ＩＨＩは“１”
であり、従ってドライバタイマ回路１２２は、ＴＧＡＴ
Ｅ、従ってＶＦＣ（電圧−周波数変換器）回路１２１が
生成する信号ＧＡＴＥをＨＶＤＣと同期させ、これによ
って、スイッチ１９のターンオン動作、従って一次巻線
７Ａ内の電流の流れを、ＨＶＤＣと同期させる。（ＶＦ
Ｃ回路１２１は、種々の方法で実現することができ、例
えば、図３の回路と本質的に同じ方法で実現することも
できる。）この同期の結果、その一次巻線電流は、Ａ
Ｃライン電流の零交差点附近でオフにスイッチする。こ
れは、ライン電圧の整流器３に小さなフィルタコンデン
サを設けた場合と同等となり、そしてその時間中スイ
ッチ１９を駆動する回路における電力消費をなくするの
で、急速充電モードにおける電池充電動作の効率が最大
となる。電池電圧うなだれ電圧ΔＶも、この零電池充電
電流の期間中に検知するようにして、電池充電器ケーブ
ル間及び接続端子間の抵抗性電圧降下に起因する不正確
さを除去する。

【００５９】制御論理回路１１５は、各ＴＧＡＴＥパル
スの立ち下がりエッジ後の時間の間を除いて、ＤＲＯＯ
Ｐ１を無視する。ＩＨＩがその状態を変化させるのは、
ＴＧＡＴＥがロー状態の間にＤＲＯＯＰ１が“１”であ
り、しかもスイッチ１９がオフとなっている時のみであ
る。この細流充電モードでは、電池には殆ど電力を送ら
ないので、電池充電の効率はそれほど重大ではない。細
流出力電流の強度を検出する際のピーク検出器１０６Ａ
の動作を向上させるために、細流充電モード中、ＴＧＡ
ＴＥのデューティサイクルを高める。

【００６０】電池充電器１Ａの急速充電モード中、各ラ
イン電圧サイクルの約５０パーセントの間、ＨＶＤＣが
そのピーク値となっている時間中、ＧＡＴＥの０.５な
いし１.０メガヘルツのバーストをＴＧＡＴＥによって
イネーブルする。一次巻線電流、従って二次巻線電流及
び充電電池１１に供給する電流は、ＨＶＤＣの強度及び
トランス７の巻数比の関数となる。これを実現するた
め、ドライバタイマ１２２は、ＨＶＤＣの絶対値に応答
して、いつ電池１１に充電電流を供給すべきかを判定す
る。図８のＴＧＡＴＥ波形は、この関係を明確に示して
いる。

【００６１】図５の電池充電器１Ａは、ＡＣライン電圧
周波数の２倍に等しいパルス率（pulsed rate）で電池
１１を充電し、そして電池充電器に接続する電池式電話
機回路などの外部回路を妨害し得るノイズの発生を回避
する。図１の電池充電器１は、１１個のライン電圧サイ
クル毎にその１つのみの間ＧＡＴＥパルスを生成するこ
とによって、細流モードの充電を実現している。これは
結果として、それに関係するノイズが約１２ヘルツの非
常に低い周波数をもつことになる。これは、非常に低い
ので、充電中のその電池が電力を供給する電池式電話機
等内のフィルタ回路では、取除くのが難しいこともあ
る。しかし、図５の電池充電器１Ａ内で生成されるそれ
と同様なノイズは、１２ヘルツのノイズではなく、１２
０ヘルツのものを発生し、そしてこれは、フィルタによ
り取除くのは遥かに簡単となる。

【００６２】図７において、ＩＨＩと導体１２４との間
に接続してある抵抗器９６は、導体１２０上の電圧Ｖ_ON
を変化させ、そしてこの電圧Ｖ_ONは、ＧＡＴＥが生成す
るスイッチ１９のオンタイムを変調するが、ＧＡＴＥの
周波数は０.５ないし１.０メガヘルツであり、６０ヘル
ツのライン周波数の２倍の周波数でパルス化する。ここ
で注意されたいことは、ＴＧＡＴＥのデューティサイク
ルを、急速充電モードと細流充電モードとで変更するこ
とにより、図６のピーク検出器１０６がより簡単に細流
充電モードを検出できるようにしそしてそれにより導体
１０３上のＬ／Ｏ信号を変化させることができるように
している、という点である。

【００６３】次に、図８を参照すると、導体１２８上の
Ｆ／４４信号の各パルス１３７は、ＨＶＤＣ信号の２２
個のサイクルの期間中、“１”である。このようなパル
スが、Ｖ_BATT（電池１１の電圧を表わす信号）の内の、
サンプルしホールドした電圧Ｖ_OよりΔＶ以上低い部分
１３８と同時に生じた時には、電池充電器１Ａは、細流
充電モードに切り換わって、ＴＧＡＴＥのデューティサ
イクルを変更する、即ち番号１４１で示すように増加さ
せ、これにより細流充電モードを示す。また、番号１４
０及び１４３で示すように、これと同時にＩＨＩ及びＬ
／Ｏが状態を変化させる。

【００６４】導体１２０上のＶ_ON電圧は、スイッチ１９
のオンタイムに変換する。信号ＧＡＴＥは、０.５ない
し１メガヘルツの周波数を有し、そしてＴＧＡＴＥは、
ＡＣライン周波数でその高周波キャリアをゲート操作す
ることにより、図４を参照して先に説明したように、信
号ＧＡＴＥを構成する可変幅の高周波バーストを生成す
る。

【００６５】うなだれ復調器回路１１７は、周波数−電
圧変換器であって、これは、信号Ｐ及びＰ￣を構成する
パルスが、図８において番号１４２で示すように“低”
周波数又は“高”周波数のものであるかを検出し、そし
て少なくとも１００ミリボルトのうなだれ電圧ΔＶを検
出したかどうかを示す論理信号ＤＲＯＯＰ１を生成す
る。

【００６６】基準電圧発生器回路１１６は、制御論理回
路１１５及びドライバタイマ１２２が用いる基準電圧Ｖ
_REFを発生するものである。これのブロック１１６は、
比較器も含んでおり、この比較器は、ＬＶＤＣ（図１及
び図３のＶ_SENSEに類似したもの）のレベルから、電池
充電器出力ライン１０Ａ，１０Ｂ間に、無負荷（ＮＬ）
状態あるいは短絡（ＳＣ）状態が現われているかを判定
する。

【００６７】次に、特に図６を参照して説明する。ΔＶ
検出器／ＬＥＤドライバ回路５Ａは、図１の回路におけ
るのと本質的に同一態様で機能して出力Ｖ_Oを生成す
る、ラチェットＤＡＣ５０を備えている。出力Ｖ_Oは、
これが導体４４Ａ上の電圧Ｖ_BAT _T’と等しくなるまで、
ゲート５３がＲＣＨＴを生成し続けてリップルカウンタ
５５をクロックする間、増加する。電圧Ｖ_BATT’は、電
池電圧について縮小して表示するものであり、これは、
分圧器８６Ａ，８６Ｂが生成する。ＤＡＣ５０はサンプ
ル／ホールド回路として機能するので、電圧Ｖ_BATT’が
ΔＶだけ低下即ち“うなだれる”時、これをウィンドウ
比較器１１０で検出して、導体１１１上に信号ＤＲＯＯ
Ｐ２を生成し、そしてこれで、“うなだれ”ΔＶが少な
くとも１００ミリボルトであるかどうかを示す。ＤＲＯ
ＯＰ２が“１”の場合、これによって、ＶＦＣ（電圧−
周波数変換器）ドライバ回路１１２は、導体１１３Ａ及
び１１３Ｂ上に相補的な高周波信号又は低周波信号Ｆ及
びＦ￣を生成し、そしてこれらの信号を、分離バリアコ
ンデンサ１０４Ａ及び１０４Ｂを介して、変調／制御回
路１５Ａに結合させる。

【００６８】ウィンドウ比較回路１１０は、うなだれ電
圧ΔＶが、例えば１００ミリボルトから２００ミリボル
トまでの上限と下限との間にある場合にのみ、ＤＲＯＯ
Ｐ２信号をハイレベルとなるようにする。

【００６９】図５の整流器１０が導体１０２上に生成す
る電圧リップル信号（ＶＲＩＰ）は、ＧＡＴＥ信号の５
００ｋＨｚないし１ＭＨｚの高周波スイッチングノイズ
を大量に含んでいる。インダクタ１０７は、このような
高周波ノイズの大部分をフィルタして除去する。ブロッ
ク１０６に備えてあるＳＹＮＣ２回路は、導体１０２上
のフィルタしていないＶＲＩＰ信号と導体１０Ａ上のフ
ィルタ後のＢ＋電圧との差を用いて、導体１３５上に信
号ＳＹＮＣ２を生成する。（ＳＹＮＣ２信号を生成する
必要があるのは、ＨＶＤＣ信号と同期させた信号を、分
離トランス７の両側で必要とするからである。）ブロ
ック１０６内のこのＳＹＮＣ２回路は、１つの比較器か
ら成るもので、フィルタしていないＶＲＩＰ信号をフィ
ルタ後のＢ＋電圧と比較して、電池１１を充電する電流
のピークと谷とに一致したエッジを有するパルス信号を
発生する。

【００７０】ブロック１０６に備えてあるピーク検出器
回路は、導体１０３上にＬＥＤ出力制御信号Ｌ／Ｏを生
成する。ブロック１０６内のこのピーク検出器回路は、
単に整流器とコンデンサのみから成るものである。この
整流器及びコンデンサの両端の平均電圧は、電池１１の
充電が、急速充電モードあるいは細流充電モードのいず
れで行われているのかを示す。電池充電回路がその急速
充電モードである時、ＶＲＩＰの高周波ノイズ成分は、
細流充電モードより高い平均値を有する。このより高い
平均値がＬ／Ｏをハイレベルにする。

【００７１】比較器１０５は、信号ＲＥＳＥＴ２を発生
して、電池１１を端子１０Ａ及び１０Ｂから外した時、
リップルカウンタ５５をリセットし、これによってＤＡ
Ｃ５０のＶ_Oをその最低出力レベルにリセットする。

【００７２】ここで理解されたいことは、図５の電池充
電器１Ａが、ΔＶのうなだれ（電圧ＮｉＣｄ電池が完全
に充電されたことを示す）の有無のみを表す信号を、容
量性分離バリア１０４Ａ、１０４Ｂを介して変調／制御
回路に対し伝達するのであるが、分離バリアコンデンサ
１０４Ａ及び１０４Ｂを介して結合するその信号の周波
数を線形的に変化させることにより、現在の電池電圧を
線形的に表すようにすることも可能である。もしこうす
れば、図１−図３の電池充電器１におけるように、トラ
ンス７のＡＣライン電圧側で、ΔＶ検出を行うことがで
きる。この方法は、しかしながら、電池電圧を表す周波
数の非常に正確な変調及び復調を必要とする。図５−図
７の電池充電器１では、そのような正確な変調及び復調
は必要としない。

【００７３】図９には上記の方法を示す。ここで、電池
充電器１Ｂは、ΔＶ検出回路を図５のブロック５Ａの代
りに図９のブロック１５Ｂに含んでいることを除いて、
図５の電池充電器１Ａに非常に類似している。図１０
は、図６に示したΔＶ検出回路のどの構成要素を、分離
バリアコンデンサ１０４Ａ及び１０４Ｂの反対側に移し
たかを、より具体的に示すものである。文字“Ａ”が後
ろに付けた同一参照番号を、図５のブロック５Ａから図
９のブロック１５Ｂに移した構成要素を示すのに用い
た。

【００７４】この図９の電池充電器１Ｂ内で生成する電
池状態電圧は、図１１に示すような電圧−周波数ドライ
バ回路１１２Ａに入力として供給して、導体１１３Ａ及
び１１３Ｂ上に信号Ｆ及びＦ￣をそれぞれ生成させる。
図１０に示すように、ブロック１５Ｂ内のΔＶ検出回路
は、在来の電池電圧復調器回路１１７Ａを備えており、
これが、導体１１４Ａ及び１１４Ｂ上の容量性分離バリ
アを介して結合されてきた信号Ｐ及びＰ￣を受け取る。

【００７５】図５−図７の電池充電器１Ａが図１の実施
例に対して有する重要な利点は、電池充電器１Ａを急速
充電モードから細流充電モードに早まって切り換えてし
まう“虚偽うなだれ”状態を、ＡＣライン電圧の振幅の
大きな変化が生じさせるという可能性を、大幅に減少さ
せることである。これは、トランス７の“電池側”での
電池電圧状態の測定並びに図５−７の実施例における分
離バリアコンデンサ１０４Ａ，１０４Ｂを介してのその
転送の方が、図１の実施例における二次巻線７Ｃの出力
の整流よりも、正確だからである。

【００７６】図５の電池充電器１Ａ及び図９の電池充電
器１Ｂはまた、効率が高いという利点も有しており、過
度の温度上昇を受けることなく、電池１１へ生成する充
電電流の量を最大にすることができる。ある種の実施例
においては、電源コードの雄プラグ内のような非常に小
さなパッケージ内に、電池充電器を取り付けることがあ
るので、このことは重要である。

【００７７】平均ＡＣライン電圧振幅が大きな変動を受
けることは希であるが、ライン電圧周波数の互いに隣接
したサイクル間での振幅変動は非常に大きく、例えば、
１０ないし２０パーセントであることを発見した。導体
１３３上のＦ／４４信号をドライバタイマ回路１２２内
の回路と共働させて利用すると、導体１３４上のＴＧＡ
ＴＥ電圧を変更して急速充電モードから細流充電モード
に切り換える前に、２２回連続してΔＶのうなだれを検
出しなくてはならない。これは、ＡＣライン電圧の１つ
又はある少ない数のサイクルの振幅変動に起因する虚偽
の細流充電モード変化を、回避するためである。

【００７８】分離バリアコンデンサ１０４Ａ及び１０４
Ｂをを介して導くパルスは、スイッチ１９が開いており
かつ一次巻線を付勢していない時間インターバルの間の
み、復調するようにする。ＴＧＡＴＥ信号は、導体１６
上のスイッチ１９へのＧＡＴＥ信号を、ＡＣライン電圧
の各サイクル毎に、イネーブル又はディスエーブルす
る。これは、一次巻線から分離バリアコンデンサ１０４
Ａ及び１０４Ｂにノイズが結合されるという影響を回避
して、より正確な復調を行えるようにする。

【００７９】一次巻線７Ａに電流が流れていない間にΔ
Ｖ電圧うなだれ検出を行えば、電池ケーブル導体１０Ａ
及び１０Ｂ間の電圧降下の影響を回避し、より正確なΔ
Ｖ測定値が得られる。これは、電池と充電器との間に長
いケーブルが必要な用途においては、重要である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電池充電器のブロック図である。

【図２】図１の電池充電器の回路の一部分を示す論理回
路図である。

【図３】図１の電池充電器回路の別の部分を示す論理回
路図である。

【図４】図１ないし図３の回路の動作を説明するための
タイミング図である。

【図５】電池充電器の代替実施例のブロック図である。

【図６】図５のΔＶ検出器／ＬＥＤドライバの論理回路
図である。

【図７】図５の変調／制御回路のより詳細なブロック図
である。

【図８】図５ないし図７に示した本発明の実施例を説明
するのに有用なタイミング図である。

【図９】電池充電器の別の実施例のブロック図である。

【図１０】図９のブロック１５Ｂ内の回路の一部分を示
すブロック図である。

【図１１】図９のブロック５Ｂ内に含まれた回路の一部
分のブロック図である。

【符号の説明】

１，１Ａ，１Ｂ：電池充電器、７：トランス、７
Ａ：一次巻線、７Ｂ：二次巻線、７Ｃ：付加二次巻
線、１１：ニッケル−カドミウム電池、４０：微分
回路、５０：ラチェットＤＡＣ、４２：シフトレジ
スタ、４４：分周器、６３：誤差増幅器、６２、６
６：比較器、６４：ランプ発生器、ＨＶＤＣ：高電
圧ＤＣ、Ｖ_SENSE：電池状態信号、ＩＬＯ：充電モ
ード信号、Ｖ_REF：基準電圧、Ｖ_ISENSE：一次巻線
７Ａの電流量を表す電圧、ＳＹＮＣ：タイミング信
号、ＥＮ：イネーブル信号、ＦＵＬＬ：フル充電信
号、Ｖ_CR：フライバック電圧、ＲＣＨＴ：ラチェッ
ト信号、ＧＡＴＥ：ゲート信号、ＲＥＳＥＴ：リセ
ット信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電池充電器であって、ａ）ライン電圧を受け取って整流した正弦波電圧（HV
DC）を生成する第１整流器（3）と、ｂ）前記整流正弦波電圧を受け取るように結合した一
次巻線と、そして二次巻線とを有し、前記二次巻線の端
子と電池の端子との間に第２整流器（10）を結合してあ
る、トランス（7）と、ｃ）前記一次巻線の１つの端子に結合したスイッチ
（19）と、ｄ）該スイッチと前記一次巻線を流れる電流を表す信
号を生成するために、前記スイッチに結合した手段（2
6）と、ｅ）前記電池の端子間の電圧を表わす電池状態電圧を
生成するための電池状態手段（7C,28;86A,B;10A）と、ｆ）前記電池状態電圧に比例する電圧を受け取るよう
に結合してあり、そしてそのピーク値を検出しホールド
する、ピーク検出及びホールド手段（50,53,55）と、ｇ）該ピーク検出及びホールド手段の出力電圧を、前
記電池状態電圧に比例した前記電圧と比較して、前記電
池状態電圧に比例した前記電圧が、前記ピーク検出及び
ホールド手段の前記出力電圧より所定のスレッシュホー
ルド電圧分低下した時、電圧うなだれ信号（ΔV）を生
成する、電圧うなだれ測定手段（52;110;110A）と、及
びｈ）前記電圧うなだれ信号を表わす信号（FULL;DROOP
1;DROOP）と、前記一次巻線を通る電流を表す前記信号
とを受け取るように結合してあり、前記スイッチ（19）
に印加する制御信号（GATE）を生成して、前記電池状態
電圧に従って前記一次巻線を通る電流の流れを制御する
変調手段（15）であって、前記スイッチ（19）に一定の
ターンオフタイムを生成する手段（70）と、前記一次巻
線を通る電流を表す前記信号に応答して、前記スイッチ
のターンオンタイムを変化させる手段（26,63,64,62）
と、を備えた、前記変調手段（15）と、から成る電池充電器。
【請求項２】請求項１の電池充電器であって、前記電
池状態手段は、前記電池の前記端子間に結合してあり、
前記電池状態電圧（V_SENSE）を生成するため前記電池か
ら直流分離した出力（V_SENSE）を有する分離バリア手段
（7,7C）、を備えていること、を特徴とする電池充電
器。
【請求項３】請求項１の電池充電器であって、前記電
池状態手段（86A,B）は、前記電池の前記端子間に結合
してあり、前記電池充電器は更に、前記電圧うなだれ測
定手段からの前記電圧うなだれ信号を前記変調手段に結
合する分離バリア手段（104A,B）、を備えていること、
を特徴とする電池充電器。
【請求項４】請求項３の電池充電器であって、前記分
離バリア手段の一方のポートに結合してあり、前記電圧
うなだれ信号（DROOP2）を、前記電圧うなだれ信号があ
る場合には第１周波数、そして前記電圧うなだれ信号が
ない場合には第２周波数を有するデジタル信号に変換す
る手段（112）と、前記分離バリア手段の他方のポート
に結合してあり、前記デジタル信号を復調して前記電圧
うなだれ信号を表わす信号（DROOP1）を生成する手段
（117）と、を備えていること、を特徴とする電池充電
器。
【請求項５】請求項１の電池充電器であって、前記電
池状態手段（10A）は、前記電池の前記端子間に結合し
てあり、前記電池充電器は更に、前記電池状態手段から
の前記電池状態電圧を前記ピーク検出及びホールド手段
に結合する分離バリア手段、を備えていること、を特徴
とする電池充電器。
【請求項６】請求項５の電池充電器であって、前記電
池状態手段は、周波数が前記電池の電圧を表わすデジタ
ル信号（F）を生成する電圧−周波数変換手段（112A）
を備えており、前記分離バリア手段は、前記電圧−周波
数変換手段（112A）からの前記デジタル信号（F）を、
前記ピーク検出及びホールド手段に結合すること、を特
徴とする電池充電器。
【請求項７】請求項６の電池充電器であって、前記ピ
ーク検出及びホールド手段は、前記分離バリア手段が結
合してきた前記デジタル信号を受け取り、そしてそれを
前記電池電圧を表わすアナログ信号（V_BATT）に変換す
る手段（117A）、を備えていること、を特徴とする電池
充電器。
【請求項８】請求項１の電池充電器であって、前記整
流正弦波電圧に応答してタイミング信号（SYNC）を生成
する手段（40）を備えており、前記ピーク検出及びホー
ルド手段は、出力が比較器（51）の第１入力に結合した
ＤＡＣ（50）と、複数の出力が前記ＤＡＣの複数のデジ
タル入力に結合したリップルカウンタ（55）と、出力が
前記リップルカウンタのトグル入力に結合したゲート回
路（53）と、を備えており、前記比較器（51）の出力
は、前記ゲート回路（53）の第１入力に結合し、前記ゲ
ート回路（53）の第２入力は前記タイミング信号（SYN
C）を受け取るように結合したこと、を特徴とする電池
充電器。
【請求項９】請求項１の電池充電器であって、前記タ
ーンオンタイムを変化させる前記手段は、前記ライン電
圧の各半サイクルの間、前記ターンオンタイムを、前記
整流正弦波電圧の谷の間の最大ターンオンタイムと、前
記整流正弦波電圧のピークの間の最小ターンオンタイム
との間で、連続的に変化させ、これにより前記電池に送
る電力を最大にすること、を特徴とする電池充電器。
【請求項１０】請求項９の電池充電器であって、前記
ターンオンタイムを変化させる前記手段は、前記一次巻
線を流れる電流を前記整流正弦波電圧と同期させるため
に、前記制御信号（GATE）を前記整流正弦波電圧（HVD
C）と同期させる手段（122）、を備えていること、を特
徴とする電池充電器。
【請求項１１】請求項１０の電池充電器であって、前
記充電状態手段は、前記一次巻線を流れる電流が本質的
に零に等しい時、前記電池状態電圧を生成し、前記電池
を前記二次巻線に結合する接続部における抵抗性電圧降
下に起因した電圧うなだれ信号の不正確さを回避する手
段、を備えていること、を特徴とする電池充電器。
【請求項１２】電池充電器を用いて電池を充電する方
法であって、ａ）ＡＣライン電圧を整流して正弦波整流電圧を生成
し、そしてこれをトランスの一次巻線に印加し、整流器
（10）を前記トランスの二次巻線の端子と、前記電池の
端子との間に結合して、整流した充電電流を前記電池に
供給するステップと、ｂ）前記一次巻線の１つの端子との間に結合したスイ
ッチ（19）を作動させて、前記一次巻線を通る電流を制
御するステップと、ｃ）一次巻線電流を表す信号（V_ISENSE;LVDC）を生成
するステップと、ｄ）前記電池の前記端子間の電圧を表わす電池状態電
圧（V_BATT）を生成するステップと、ｅ）前記電池状態電圧に比例した基準電圧のピーク値
を検出し記憶するステップと、ｆ）前記記憶したピーク値を前記電池状態電圧に比例
した前記電圧と比較して、該電圧が前記ピーク値より所
定のスレッシュホールド電圧分低下した時、低充電モ
ード状態を有する充電モード信号（ILO=“1";IHI=
“0"）を生成するステップと、及びｇ）前記スイッチを一定時間の間オフにし、そして前
記一次巻線電流を表す前記信号に応答して変動する時間
の間、前記スイッチをオンにすることによって、前記ス
イッチを通る電流の流れを制御するステップと、とから成る電池充電方法。