DE4238892A1 - Continuous reactive power compensation in AC lighting supplies - has bridge network with power transistors switched by PWM controller having phase variable control. - Google Patents

Description

Angaben zur Gattung

Zur ökonomischen Energieerzeugung und Verteilung im elektrischen Wechselstromlichtnetz müssen Blindströme kompensiert, und unstetige Wirkströme in harmonische Wirkströme umgewandelt werden. Dies kann mit dem Gerät nahe am Verbraucher geschehen.

Stand der Technik

Zur Kompensation von induktiven Blindströmen werden Wechselstrom MP-Kondensatoren verwendet. Die Kompensation von kapazitiven Blindströmen erfolgt mit Kompensationsdrosseln. Unstetige Wirkströme werden mit Blindleistungsmaschinen oder Parallelresonanzkreisen harmonisiert.

Kritik am Stand der Technik

Bei sich ändernden Blindlasten müssen die Kompensationsglieder gleichermaßen verändert werden. Drosseln müssen als Variometer ausgeführt werden. (Groß und teuer) Kondensatoren werden stufenweise an und abgeschaltet. (Kompensation oft zu groß oder zu klein). Der apparative Aufwand lohnt erst bei großen Blindlasten und wird daher gar nicht oder an Knotenpunkten im Verteilernetz aufgebracht. Unstetige Lasten wie z. B. Phasenanschnittsteuerungen, Gleichrichterschaltungen mit Ladekondensator, gesättigte Induktivitäten etc. deformieren den Netzsinus. Sie erzeugen Oberwellen. Diese erhöhen Wirbelstromverluste. Besonders gefährlich sind Einweggleichrichter, weil sie im Wechselstrom einen Gleichanteil hervorrufen. (Transformatoren werden vormagnetisiert und durch den entstehenden Sättigungsstrom bis zur Zerstörung überhitzt.) Die Eleminierung unstetiger Ströme erfolgt nicht bzw. teilweise beim EVU selbst mit Blindleistungsmaschinen oder Parallelresonanzkreisen hoher Güte.

Aufgabenstellung

Gefordert ist also ein kleines, wartungsfreies elektronisches Gerät mit dem eine stufenlose Blindleistungskompensation und eine Sinusformung erfolgen kann. Dieses Gerät soll eine Kondensatorbatterie in Blindleistungskompensatoren ersetzen, und so eine stufenlose, exakte Kompensation ermöglichen. Es soll die Anzahl der Schaltstufen verringern. Ferner soll es sowohl induktive als auch kapazitive Blindlasten gleicher Größenordnung kompensieren können. Der Eigenverbrauch an Wirkleistung soll dabei klein gegenüber der zu kompensierenden Blindleistung sein. Das Gerät soll lautlos arbeiten und in der Nähe des Drehstromzählers (bei Wohneinheiten) montiert werden können. Dort soll es eine Harmonisierung des Wirkstroms und eine Eliminierung des Blindstroms erzielen. Erfahrungsgemäß ist pro Wohneinheit eine Blindleistungskompensation von max. 1 Kvar und ein Wirkstrom zur Sinusformung von etwa 5 A pro Phase gefordert.

Lösung

Diese Aufgaben werden, von dem in folgenden beschriebenen Gerät, nach dem Oberbegriff der Patentanmeldung erfüllt.

Das Funktionsprinzip (Bild) (Zum besseren Verständnis erfolgt die Erläuterung am Prototyp für ein einphasiges TN-C-Netz.) Aus der Aufgabenstellung ergeben sich folgende Konstruktionsbedingungen: L_Σ und C_Σ sollen für die Schaltfrequenz des pulsweitenmodulierten Oszillators so dimensioniert werden, daß an C_Σ die Schaltfrequenz praktisch nicht erscheint.

L_Σ und C_Σ sollen keine Wirkung bei 50 Hz Netzfrequenz haben.

Daraus folgt:
Schaltfrequenz ca. 20 KHz,
L_Σ ca. 15 mH mit Luftspalt,
C_Σ ca. 1 uF 250 V AC.

Für 1 Kvar

CL
100 uF 450 V DC Elko,
UH	ca. 400 V DC
RV	ca. 150 Ohm
RS	ca. 2 Ohm

Das Gerät besteht aus einer Hilfsgleichspannungsquelle U_H die den Ladekondensator C_L über den Vorwiderstand R_V aufläd. Durch R_V bricht die Spannung bei Gleichstrombelastung zusammen. Die sich daran anschließende Brückenschaltung ist mit Halbleiterschaltern (Power MOS FET's) versehen, welche mit Dioden überbrückt sind. Die Dioden fangen den Sperrimpuls der Speicherdrossel L_Σ auf, sind also keine Netzgleichrichter. An C_Σ wird die Schaltfrequenz integriert. Die Halbleiterschalter werden von dem PWM-Signal so gesteuert, daß C_L ständig zwischen PEN-Leiter und L_Σ umgepolt wird. Ist die Pulsbreite nicht moduliert, also Ausschaltzeit gleich Einschaltzeit der Impulsfolge, entsteht an C_Σ kein Spannungsabfall (C_Σ ist kurzgeschlossen). Vorausgesetzt es ist keine Netzwechselspannung angeschlossen. Wird nun der Oszillator netzsynchron und phasenrichtig mit einem 50 Hz Sinus moduliert, dann erscheint an C_Σ auch eine 50 Hz Sinusschwingung.

Die Amplitude dieser, noch unbelasteten, Wechselspannung hängt vom Modulationsgrad und der Hilfsspannung ab. Die Amplitude der so erzeugten Wechselspannung soll größer als die maximal zu erwartende Netzwechselspannung sein. Wenn man nun die Netzphase anklemmt, bricht die aus U_H gebildete Wechselspannung bis auf die Netzspannung zusammen. C_L entläd sich etwas, weil er über R_V nicht genügend nachgeladen werden kann. R_V wird so dimensioniert, daß die Schaltverluste ausgeglichen werden und im Leerlauf fast U_H an C_L abfällt. Ist der Netzsinus deformiert, dann fließt über den Schutzwiderstand R_S ein Strom, dessen Vorzeichen davon abhängt in welcher Richtung gerade die Deformation gegenüber dem Steuersinus liegt. Dieser Strom ist im zeitlichen Mittel gleich Null. Er wird (nach Umwandlung in einen HF-Strom) an C_L integriert, verändert die Ladegleichspannung also nicht. Der Effektivwert des Sinus an C_Σ entspricht dem der Netzwechselspannung. Der Strom durch R_S, welcher die Sinusformung bewirkt, enthält alle Oberwellen und Gleichanteile der Netzspannung und sucht sie zu kompensieren. Ohne R_S würde dieser Strom entweder die Schalter oder den Elko C_L zerstören. R_S begrenzt diesen Strom auf z. B. 5 A.

Damit ist die Sinusformung erklärt. Soll das Gerät als Blindlast arbeiten, dann wird der Steuersinus für den PWM etwas phasenverschoben. Eilt die Leerlaufspannung an C_Σ der Netzspannung vor, dann wirkt das Gerät induktiv. Eilt sie nach, dann wirkt es kapazitiv. Schon kleine Phasenverschiebungen rufen große Blindströme hervor. Aufgrund der Schaltwiderstände, sowie R_S und C_L, muß aber eine Spannungsdifferenz zwischen Steuersinus und Netzsinus bestehen, um einen Blindstrom zu erzeugen. Dadurch wird eine Blindstromsteuerung in Abhängigkeit von der Phaseneinstellung ermöglicht. Der Blindwiderstand kann also stufenlos von induktiv nach kapazitiv und umgekehrt an dem Gerät eingestellt werden.

Wie schon bei der Sinusformung erklärt, entsteht nach der Integration des Blindstromes durch R_S kein zusätzliche Gleichspannung am C_L. Im Vergleich zur Blindröhre verbraucht das Gerät dabei, außer im R_S und R_V theoretisch keine Wirkleistung. Praktisch liegt der Wirkungsgrad (Wirkleistung zu Blindleistung) über 90%. Meßtechnisch konnte ich erfreut feststellen, daß auch bei der Betriebsart als Blindlast das Gerät den Wirkstrom harmonisiert, also die sinusformende Wirkung voll erhalten bleibt. Man könnte nun dem Gedanken verfallen, daß das Gerät, als Induktivität geschaltet, nicht in der Lage ist Oberwellen kurzzuschließen. Dies ist deshalb möglich, weil die reaktive Wirkung des Gerätes sich nur auf die Netzfrequenz bezieht. Natürlich kann man durch verringern von R_V nicht die Netzspannung erhöhen wenn U_H eben aus dieser gewonnen wird. (U_H muß potentialfrei sein!) Das Gerät ist aufgrund der Ladung von C_L bestrebt Netzspannungsschwankungen auszugleichen.

Tips und Kniffe zum Aufbau des Gerätes

Den einstellbaren Phasenschieber realisiert man am einfachsten mit einem C-R; R-C-Glied, welches über ein Poti verbunden wird. Man kann nun die Phasenlage zwischen ±45 Grad am Schleifer einstellen. Zur Amplitudenkonstanthaltung wird ein geeigneter Widerstand vom Schleifer zum Eingang der Phasenschieber gelegt. Da der Hochpaß (C-R-Glied) den Klirrfaktor vergrößert, ordnet man vor und hinter dem einstellbaren Phasenschieber Wienbrücken an. Diese werden über Emitterfolger entkoppelt. Über die 1. Wienbrücke, die aus dem Netz- Trafo für U_H gespeist wird, kann eine Phasenkorrektur erfolgen. Der einstellbare Phasenhub ist zu groß und wird durch überbrücken des Potis, mit einem Widerstand, auf den erforderlichen Wert begrenzt.

Der PWM läßt sich leicht mit einem a-stabilen Multivibrator aus PNP-Transistoren aufbauen. Die Pulsweite kann nun mit einem Differenzverstärker aus NPN-Transistoren, über den Basisstrom der PNP-Transistoren, eingestellt werden. Nach einer Impulsformerstufe wird über einen R-C-Integrator eine Gegenkopplung des PWM durchgeführt. PWM und Integrator bilden einen digitalen Operationsverstärker. Der analoge Ausgang liegt hinter dem Integrator, der digitale Ausgang hinter dem PWM. Die beiden Eingänge sind am Differenzverstärker. Das Steuersignal und die Offsetgleichspannung werden auf den non inv Eingang gegeben. Auf den inv Eingang wird zur Offsetstabilisierung und Linealisierung das analoge Ausgangssignal gegengekoppelt. Der dig OP amp soll bei größter Netzspannung voll ausgesteuert sein um U_H klein zu halten. Hinter dem PWM, am digitalen Ausgang wird das Schaltsignal abgegriffen. Dieses Signal wird über eine Treiberstufe dem pentafilar gewickelten Ringkernimpulsübertrager zugeführt. Die Treibersstufe und der Übertrager müssen in der Lage sein das PWM-Signal unverzerrt zu übertragen. Die Ausgangsspannung des Übertragers ist im zeitlichen Mittel immer gleich Null. Mit Hilfe der klassischen Klemmung (Klemmdiode) werden die Steuerimpulse auf die Nullinie gezwungen. Gleichzeitig wird es mit einer Z-Diode auf die für die Ansteuerung des Power-FET (6,8 V für IRFP450) nötige Gatespannung begrenzt. Die gegenphasige Steuerung der Schalter erfolgt, über eine entsprechende Polung der Sekundärwicklungen, am Übertrager. Bei dieser Form der Ansteuerung tritt eine Überlappung der Einschaltphasen auf. Dies führt zum kurzzeitigen Kurzschließen von U_H. Zur Vermeidung dieses Kurzschlusses wird eine kleine Drossel (ca. 10 uH) zwischengeschaltet*). Diese begrenzt den Schaltbehinderungsstrom und entläd sich dann während der Schaltphase über die parallelliegende Diode.

Der Offset wird so eingestellt, daß an C im Leerlauf kein Gleichspannungsanteil meßbar ist. Anschlußreihenfolge: Erst PWM stabil arbeiten lassen und Phase auf Null stellen. Dann gleichzeitig U_H und Netzspannung über Vorwiderstand anschalten. Wenn die Wechselspannung an C_Σ etwa den Wert der Netzwechselspannung erreicht hat, den Vorwiderstand (ca. 100 Ohm) kurzschließen.

Claims (1)

1. Auf das Gerät, nach dem Oberbegriff, gekennzeichnet durch eine Hilfsspannungsquelle gebildet durch einen Ladekondensator, eine Brückenschaltung mit gesteuerten Halbleiterschaltern und einer Hochfrequenzspeicherdrossel mit Integrationskondensator. Wobei die Brücke mit einem pulsweitenmodulierten, hochfrequenten Signal gesteuert wird. Die Modulation erfolgt mit einem phasenvariablen, an das Lichtnetz gebundenen Signal, im Sinne der Aufgabenstellung.