DE4238892C2 - Elektronisches Gerät zur stufenlosen Blindleistungskompensation, Impedanzsimulation und Sinusformung - Google Patents

Description

Zur ökonomischen Energieerzeugung und Verteilung im elektri­ schen Wechselstromnetz müssen Blindströme kompensiert und unstetige Wirkströme in harmonische Wirkströme umgewandelt werden. Dies kann mit dem Gerät nahe am Verbraucher gesche­ hen.

Zur Kompensation von induktiven Blindströmen werden dabei Wechselstrom-MP-Kondensatoren verwendet. Die Kompensation von kapazitiven Blindströmen erfolgt mit Kompensationsdros­ seln. Unstetige Wirkströme werden mit Blindleistungsmaschi­ nen oder Parallelresonanzkreisen harmonisiert. Bei sich än­ dernden Blindlasten müssen die Kompensationsglieder glei­ chermaßen verändert werden. Drosseln müssen als Variometer ausgeführt werden (groß und teuer), Kondensatoren werden stufenweise an und abgeschaltet (Kompensation oft zu groß oder zu klein). Der apparative Aufwand lohnt erst bei großen Blindlasten und wird daher gar nicht oder nur an Knotenpunk­ ten im Verteilernetz aufgebracht. Unstetige Lasten wie z. B. Phasenanschnittsteuerungen, Gleichrichterschaltungen mit La­ dekondensator, gesättigte Induktivitäten etc. deformieren den Netzsinus. Sie erzeugen Oberwellen. Diese erhöhen Wir­ belstromverluste. Besonders gefährlich sind Einweggleich­ richter, weil sie im Wechselstrom einen Gleichstromanteil hervorrufen (Transformatoren werden vormagnetisiert und durch den entstehenden Sättigungsstrom bis zur Zerstörung überhitzt). Die Eliminierung unstetiger Ströme erfolgt über­ haupt nicht bzw. nur teilweise beim EVU selbst mit Blindlei­ stungsmaschinen oder Parallelresonanzkreisen hoher Güte.

Aus der DE-OS 28 07 647 ist eine Einrichtung zur Kompensition der Blindleistung in einem Wechselspannungsnetz bekannt, an welches eine Reihenschaltung aus einem Wechselspannungskon­ densator und einer Drosselspule zuschaltbar ist. Parallel zu diesem Wechselspannungskondensator liegen ein Ladewiderstand und eine Brückenschaltung, an deren andererm Abgriff eine Gleichspannungsquelle angeschlossen ist. Eine Steuerschal­ tung, welche den kapazitiven Blindleistungsbedarf im Wech­ selspannungsnetz erfaßt, steuert einerseits die Zuschaltung des Wechselspannungskondensators und andererseits die Brüc­ kenelemente, wofür Thyristoren verwendbar sind. Diese be­ kannte Schaltungseinrichtung polt den Wechselspannungskon­ densator im Bereitschaftsbetrieb mit einer Frequenz um, die gleich dem Bruchteil der Netzfrequenz ist.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein kleines, möglichst wartungsfreies Gerät zur stufenlosen Blindleistungskompensation zu schaf­ fen, um in Blindleistungskompensatoren die Kondensatorbatte­ rie zu ersetzen.

Gefordert ist also ein kleines, wartungsfreies elektroni­ sches Gerät, mit dem eine stufenlose Blindleistungskompensa­ tion und eine Sinusformung erfolgen kann.

Dieses Gerät soll eine Kondensatorbatterie in Blindlei­ stungskompensatoren ersetzen und so eine stufenlose, exakte Kompensation ermöglichen. Es soll die Anzahl der Schaltstu­ fen verringern.

Ferner soll es sowohl induktive als auch kapazitive Blindla­ sten gleicher Größenordnung kompensieren können. Der Eigen­ verbrauch an Wirkleistung soll dabei klein gegenüber der zu kompensierenden Blindleistung sein. Das Gerät soll lautlos arbeiten und in der Nähe des Drehstromzählers (bei Wohnein­ heiten) montiert werden können. Dort soll es eine Harmoni­ sierung des Wirkstroms und eine Eliminierung des Blindstroms erzielen. Erfahrungsgemäß ist pro Wohneinheit eine Blindlei­ stungskompensation von max. 1 KVAr und Wirkstrom zur Sinus­ formung von etwa 5 A pro Phase gefordert.

Zum besseren Verständnis erfolgt die Erläuterung am Prototyp für ein einphasiges TN-C-Netz.

Aus der Aufgabenstellung ergeben sich folgende Konstruk­ tionsbedingungen:
L_Σ und C_Σ sollen für die Schaltfrequenz des pulsweitenmodu­ lierten Oszillators so dimensioniert werden, daß an C_Σ die Schaltfrequenz praktisch nicht erscheint.

L_Σ und C_Σ sollen keine Wirkung bei 50 Hz Netzfrequenz haben.

Daraus folgt: Schaltfrequenz ca. 20 KHz,
L_Σ ca. 15 mH mit Luftspalt,
C_Σ ca. 1 µF 250 V AC.

Für 1 KVAr C_L 100 µF 45 V DC Elko,
U_H ca. 400 V DC
R_V ca. 150 Ohm
R_S ca. 2 Ohm

Das Gerät besteht aus einer Hilfsgleichspannungsquelle U_H, die den Ladekondensator C_L über den Vorwiderstand R_V auflädt. Durch R_V bricht die Spannung bei Gleichstrombelastung zusam­ men. Die sich daran anschließende Brückenschaltung ist mit Halbleiterschaltern (z. B. Power MOSFETs) versehen, welche mit Dioden überbrückt sind. Die Dioden fangen den Sperrim­ puls der Speicherdrossel L_Σ auf, sind also keine Netzgleich­ richter. An C_Σ wird die Schaltfrequenz integriert. Die Halb­ leiterschalter werden vom dem PWM-Signal so gesteuert, daß C_L ständig zwischen PEN-Leiter und L_Σ umgepolt wird.

Ist die Pulsweite nicht moduliert, also Ausschaltzeit gleich Einschaltzeit der Impulsfolge, entsteht an C_Σ kein Span­ nungsabfall (C_Σ ist kurzgeschlossen). Voraussetzung ist, daß keine Netzwechselspannung angeschlossen ist. Wird nun der Oszillator netzsynchron und phasenrichtig mit einem 50 Hz Sinus moduliert, dann erscheint an C_Σ auch eine 50 Hz Sinusschwingung.

Die Amplitude dieser, noch unbelasteten, Wechselspannung hängt vom Modulationsgrad und der Hilfsspannung ab. Die Am­ plitude der so erzeugten Wechselspannung soll größer als die maximal zu erwartende Netzwechselspannung sein. Wenn man nun die Netzphase anklemmt, bricht die aus U_H gebildete Wechsel­ spannung bis auf die Netzspannung zusammen. C_L entlädt sich etwas, weil er über R_V nicht genügend nachgeladen werden kann. R_V wird so dimensioniert, daß die Schaltverluste aus­ geglichen werden und im Leerlauf fast U_H an C_L abfällt. Ist der Netzsinus deformiert, dann fließt über den Schutzwider­ stand R_S ein Strom, dessen Vorzeichen davon abhängt in wel­ cher Richtung gerade die Deformation gegenüber dem Steuersi­ nus liegt. Dieser Strom ist im zeitlichen Mittel gleich Null. Er wird (nach Umwandlung in einen HF-Strom) an C_L in­ tegriert, verändert die Ladegleichspannung also nicht. Der Effektivwert des Sinus an C_Σ entspricht dem der Netzwechsel­ spannung. Der Strom durch R_S, welcher die Sinusformung be­ wirkt, enthält alle Oberwellen und Gleichstromanteile der Netzspannung und sucht sie zu kompensieren. Ohne R_S würde dieser Strom entweder die Schalter oder den Elko C_L zerstö­ ren. R_S begrenzt diesen Strom auf z. B. 5 A. Damit ist die Sinusformung erklärt.

Soll das Gerät als Blindlast arbeiten, dann wird der Steuer­ sinus für den PWM etwas phasenverschoben.

Eilt die Leerlaufspannung an C_Σ der Netzspannung vor, dann wirkt das Gerät induktiv, eilt sie nach, dann wirkt es kapa­ zitiv. Schon kleine Phasenverschiebungen rufen große Blind­ ströme hervor. Aufgrund der Schaltwiderstände, sowie R_S und C_L, muß aber eine Spannungsdifferenz zwischen Steuersinus und Netzsinus bestehen, um einen Blindstrom zu erzeugen. Da­ durch wird eine Blindstromsteuerung in Abhängigkeit von der Phaseneinstellung ermöglicht. Der Blindwiderstand kann also stufenlos von induktiv nach kapazitiv und umgekehrt an dem Gerät eingestellt werden.

Wie schon bei der Sinusformung erklärt, entsteht nach der Integration des Blindstromes durch R_S keine zusätzliche Gleichspannung an C_L. In Vergleich zur Blindröhre verbraucht das Gerät dabei, außer in R_S und R_V, theoretisch keine Wirkleistung. Praktisch liegt der Wirkungsgrad (Wirkleistung zu Blindleistung) über 90%. Meßtechnisch konnte ich erfreut feststellen, daß auch bei der Betriebsart als Blindlast das Gerät den Wirkstrom harmonisiert, also die sinusformende Wirkung voll erhalten bleibt. Man könnte nun dem Gedanken verfallen, daß das Gerät, als Induktivität geschaltet, nicht in der Lage ist, Oberwellen kurzzuschließen. Dies ist aber deshalb möglich, weil die reaktive Wirkung des Gerätes sich nur auf die Netzfrequenz bezieht.

Natürlich kann man durch Verringern von R_V nicht die Netz­ spannung erhöhen, wenn U_H eben aus dieser gewonnen wird (U_H muß potentialfrei sein!). Das Gerät ist aufgrund der Ladung von C_L bestrebt, Netzspannungsschwankungen auszugleichen.

Den einstellbaren Phasenschieber realisiert man am einfach­ sten mit einem C-R; R-C-Glied, welches über ein Potentiome­ ter verbunden wird. Man kann nun die Phasenlage zwischen ± 45 Grad am Schleifer einstellen. Zur Amplitudenkonstant­ haltung wird ein geeigneter Widerstand vom Schleifer zum Eingang der Phasenschieber gelegt. Da der Hochpaß (C-R-Glied) den Klirrfaktor vergrößert, ordnet man vor und hinter dem einstellbaren Phasenschieber Wienbrücken an. Diese werden über Emitterfolger entkoppelt. Über die 1. Wien­ brücke, die aus dem Netz-Trafo für U_H gespeist wird, kann eine Phasenkorrektur erfolgen. Der einstellbare Phasenhub ist zu groß und wird durch überbrücken des Potentiometers mit einem Widerstand auf den erforderlichen Wert begrenzt.

Der PWM läßt sich leicht mit einem astabilen Multivibrator aus PNP-Transistoren aufbauen. Die Pulsweite kann nun mit einem Differenzverstärker aus NPN-Transistoren über den Ba­ sisstrom der PNP-Transistoren eingestellt werden. Nach einer Impulsformerstufe wird über einen R-C-Integrator eine Gegen­ kopplung des PWM durchgeführt. PWM und Integrator bilden ei­ nen digitalen Operationsverstärker. Der analoge Ausgang liegt hinter dem Integrator, der digitale Ausgang hinter dem PWM. Die beiden Eingänge sind am Differenzverstärker. Das Steuersignal und die Offsetgleichspannung werden auf den nicht-invertierenden Eingang gegeben. Auf den invertierenden Eingang wird zur Offsetstabilisierung und Linearisierung das analoge Ausgangssignal gegengekoppelt. Der digitale Opera­ tionsverstärker soll bei größter Netzspannung voll ausge­ steuert sein, um U_H klein zu halten. Hinter dem PWM, am di­ gitalen Ausgang, wird das Schaltsignal abgegriffen. Dieses Signal wird über eine Treiberstufe dem pentafilar gewickel­ ten Ringkernimpulsübertrager zugeführt. Die Treiberstufe und der Übertrager müssen in der Lage sein, das PWM-Signal un­ verzerrt zu übertragen. Die Ausgangsspannung des Übertragers ist im zeitlichen Mittel immer gleich Null. Mit Hilfe der klassischen Klemmung (Klemmdiode) werden die Steuerimpulse auf die Nullinie gezwungen. Gleichzeitig wird es mit einer Z-Diode auf die für die Ansteuerung des Power-FET nötige Ga­ tespannung begrenzt. Die gegenphasige Steuerung der Schalter erfolgt über eine entsprechende Polung der Sekundärwicklun­ gen am Übertrager. Bei dieser Form der Ansteuerung tritt ei­ ne Überlappung der Einschaltphasen auf. Dies führt zum kurz­ zeitigen Kurzschließen von U_H. Zur Vermeidung dieses Kurz­ schlusses wird eine kleine Drossel (ca. 10 µH) zwischenge­ schaltet. Diese begrenzt den Schaltbehinderungsstrom und entlädt sich dann während der Schaltphase über die parallel­ liegende Diode.

Der Offset wird so eingestellt, daß an C_Σ im Leerlauf kein Gleichspannungsanteil meßbar ist.

Anschlußreihenfolge: Erst PWM stabil arbeiten lassen und Phase auf Null stellen. Dann gleichzeitig U_H und Netzspan­ nung über Vorwiderstand anschalten. Wenn die Wechselspannung an C_Σ etwa den Wert der Netzwechselspannung erreicht hat, den Vorwiderstand (ca. 100 Ohm) kurzschließen.

Claims (3)

1. Schaltungsanordnung zur stufenlosen Kompensation von Blindleistung in einem Wechselspannungsnetz, an welches eine Reihenschaltung aus einem Schutzwiderstand R_S, einer Drosselspule L_Σ und einer Brückenschaltung sowie einem diesen beiden letztgenannten Bauelementen parallel ge­ schalteten Wechselspannungskondensator C_Σ angeschlossen ist, wobei an dem anderen Abgriff der Brückenschaltung eine Parallelschaltung von Ladekondensator C_L und einer Gleichspannungsquelle U_H mit einem dieser vorgeschalteten Vorwiderstand R_V anliegt, wobei die Brückenschaltung aus Dioden und jeweils parallel dazu liegenden Schaltern (S_A, S_A′, S_B, S_B′) besteht, die gegenseitig mittels invertierter und nicht nichtinvertierter Ausgangssignale eines pulsweiten Modulators ansteuerbar sind, der über 50 Hz-Filter und einen einstellbaren Phasenschieber, dem wahlweise mittels Handeinstellung oder Blindstrommeßgerät eine Stellgröße zuführbar ist, ansteuerbar ist.

2. Schaltungsanordnung zur stufenlosen Kompensation von Blindleistung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden der Brückenschaltung Leistungs-MOSFETs sind.

3. Schaltungsanordnung zur stufenlosen Kompensation von Blindleistung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß mittels eines R-C-Integrators eine Gegen­ kopplung des Pulsweitenmodulators durchführbar ist.