DE4132257A1

DE4132257A1 - Leistungsdetektor zur anwendung in der hochfrequenztechnik

Info

Publication number: DE4132257A1
Application number: DE19914132257
Authority: DE
Inventors: Burkhard Prof Dr Ing Schiek; Elmar Dipl Ing Menzel; Hans-Gerd Dipl Ing Krekels
Original assignee: KREKELS HANS GERD DIPL ING
Current assignee: Laboratorium Prof Dr Rudolf Berthold GmbH and Co KG
Priority date: 1991-09-27
Filing date: 1991-09-27
Publication date: 1993-04-01

Description

Für präzise Leistungsmessungen werden in der Hochfrequenztechnik Thermoelemente, Thermistormeßbrücken oder kalorimetrische Meßverfahren angewendet, welche jedoch eine geringe Resistenz gegenüber äußeren Temperaturschwankungen aufweisen und sich aufgrund thermischer Zeitkonstanten nicht zur Durchführung schneller Messungen eignen.

Bei schnellen Messungen gibt man Diodendetektoren den Vorzug. Diese Leistungsmesser sind mit Schottky-Dioden aufgebaut und rufen bedingt durch ihre nichtlineare Spannungs-Strom-Charakteristik eine Gleichrichtung des zu vermessenden Hochfrequenzsignals hervor. Bei kleinen Signalpegeln ist die U/I-Kennlinie nahezu quadratisch, so daß die Signalspannung an der Diode einen Strom verursacht, dessen Gleichanteil dem Quadrat der Signalspannung proportional ist. An einem Lastwiderstand erzeugt dieser Strom seinerseits eine der HF-Signalleistung proportionale Spannung

U_Detektor ∼ U²_Signal ∼ P_Signal (Fig. 1).

Die Diodenkennlinie weicht für höhere HF-Pegel immer mehr vom quadratischen Verlauf ab, so daß die Übertragungslinearität des Leistungsmessers nicht mehr gegeben ist und die Detektionslinearität eine Kompression erfährt. Durch diesen Sachverhalt wird der Dynamikbereich des Leistungsdetektors für größere Signalpegel begrenzt, die zu kleinen Signalpegeln auftretende Dynamikbegrenzung wird durch Rauschen hervorgerufen. Der Dynamikbereich ist bei dem Diodendetektor geringer als bei Thermoelementen oder Thermistormeßbrücken. Des weiteren zeigt auch der Diodendetektor eine Abhängigkeit gegenüber Temperaturschwankungen.

Der im Schutzanspruch angegebenen Erfindung liegt das Problem zu Grunde, bei schnellen Leistungsmessungen arbeiten und auf einen im Vergleich zu Diodendetektoren größeren Dynamikbereich zurückgreifen zu können.

Zur Lösung des Problems ist der neue Detektor auf der Basis eines Feldeffekttransistors aufgebaut.

Beschreibung des Feldeffekttransistors

Fig. 1 zeigt die innere Beschaffenheit eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors. Der Strom I_d des Feldeffekttransistors ergibt sich zu

I_d = -qµN_Da(d - w(x)) E_x(x), (Gl. 1)

hierin ist:
q Elementarladung
µ Elektronenbeweglichkeit
N_D Halbleiterdotierungsdichte
a Kanalbreite
d Kanalhöhe
w(x) Sperrschichtweite
E_x(x) Feldstärke im Kanal

Die Kanalfeldstärke kann unter Verwendung der Kanalspannung U(x) beschrieben werden

Für die Sperrschicht gilt:

mit U_D=Diffusionsspannung des Gatekontakts, ε_o und ε_r entspricht der absoluten bzw. relativen Dielektrizitätskonstanten.

Mit der Definition der Pinchoff- oder Abschnürspannung

sowie der Einführung einer normierten Spannung V(x)

bzw.

folgt für die Sperrschichtweite

Der Ausdruck (7) führt zu einer Differentialgleichung, die der Ermittlung des Stromes I_d dient.

Das Differentialgleichungsproblem (8) hat die Lösung

mit

Wirkungsweise des Detektors

Die Wirkungsweise des Detektors beruht auf der Gleichrichtung des zu vermessenden Hochfrequenzsignals. Hierzu wird das HF-Signal (1) einem Spannungsteiler zugeführt, der zum einen aus einem Längswiderstand R_v (2) und zum anderen aus einem Querwiderstand R_k (3) besteht (Fig. 3). Der Wert des Widerstands R_k ist quadratisch von der eingangsseitigen HF-Spannung abhängig, so daß bei angelegtem Eingangssignal eine stetige Änderung von R_k vorhanden ist. Bedingt durch das sich ständig ändernde Spannungsteilerverhältnis R_k/(R_k+R_v) erfolgt eine Gleichrichtung des hochfrequenten Signals. Die Gleichrichtung führt nach Gleichung (9) am Widerstand R_k zu einem Strom, dessen Gleichanteil an einem Lastwiderstand R_L (4) eine Gleichspannung U₀ (5) hervorruft, die dem Quadrat der HF-Spannung proportional ist. Damit ist die Bedingung U₀∼U²_Signal∼P_Signal erfüllt.

Da die Signalquelle über einen Innenwiderstand R_i (6) verfügt, kann der Widerstand R_i auch als Längswiderstand des Spannungsteilers aufgefaßt werden. Hierdurch entfällt die Notwendigkeit eines zusätzlichen Widerstandes R_v.

Detektorrealisierung

Die Gleichung (9) stellt den Drainstrom eines Feldeffekttransistors in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz (U_D-U_p), dem Kanalleitwert G₀ und einem Faktor F₁(V) dar. Da in dem Faktor F₁ die an dem FET anliegende Drain-Source-Spannung U_DS und die Gate-Source-Spannung U_GS über die Größen V_DS und V_GS nichtlinear eingehen, besteht somit zwischen I_d und U_DS bzw. U_GS ebenfalls ein quadratischer Zusammenhang.

Bezieht man den Faktor F₁(V) auf den Kanalleitwert G₀, so läßt sich I_d als Produkt einer Spannungsdifferenz (U_D-U_p) mit einem durch die Spannungen U_DS sowie U_GS modulierten Leitwert G(V) interpretieren oder in einer anderen Schreibweise als Verhältnis einer Spannung zu dem spannungsabhängigen Drain-Source-Widerstand R_DS(V)=1/G(V) darstellen.

In der Detektorrealisierung entspricht der durch U_DS und U_GS modulierte Widerstand R_DS dem variablen Querwiderstand R_k des Spannungsteilers aus Fig. (3).

Dazu erfolgt die Beschaltung des Feldeffekttransistors derart, daß U_DS und U_GS Funktionen der am Eingang des Leistungsmessers anliegenden HF-Spannung sind. Die Beschaltung des FET führt zu einer selbstgesteuerten Gleichrichtung des zu detektierenden Signals.

Das hochfrequente Signal wird im allgemeinen durch einen Signalleiter (7) aufgeteilt und dem Drain- und Sourceanschluß des Transistors entsprechend Fig. (4) zugeführt. Als Signalteiler können z. B. Leitungskoppler oder resistive Koppler verwendet werden. Der sich aus der Gleichrichtung ergebende Gleichstrom I_d0 wird über einen Tiefpaß (TP) (8) einem Lastwiderstand (9) zugeführt, an welchem dadurch eine der HF-Leistung proportionale Gleichspannung abfällt (U₀∼P_Signal). Mit Hilfe zweier Hochpässe (HP) (10) wird gewährleistet, daß der Gleichstrom nicht in den Hochfrequenzteil des Detektors fließt. Gleichzeitig erfolgt damit die Unterdrückung einer eventuell eingangsseitig vorhandenen Gleichspannung.

Zur Optimierung der Detektionseigenschaften des Leistungsmessers ist am Gateanschluß eine überlagerte Biasspannung (11) vorgesehen, so daß sich das gesamte Detektionsverhalten den Anforderungen der jeweiligen Anwendung entsprechend beeinflussen läßt. Der Detektor kann mit dieser FET-Arbeitspunkt-Einstellung entweder auf maximale Empfindlichkeit, auf maximale obere Kompressionsgrenze oder auf minimalen Detektoreingangsreflexionsfaktor eingestellt werden.

Aus Gleichung (9) geht ein gegensätzlicher Einfluß von U_DS und U_GS auf R_DS hervor. Aus diesem Grunde ist beim doppelt selbstgesteuerten Detektor der Signalteiler im Leistungsmessereingang so zu wählen, daß sich die Wirkungen von U_DS und U_GS nicht aufheben.

Der Sachverhalt des Gegentaktverhaltens wird in einem zweiten Detektorkonzept ausgenutzt. Hier wird der für die Gateansteuerung des Feldeffekttransistors vorgesehene Teil der Eingangsspannung in der Phase um 180° (13) verschoben. Es entsteht ein Gleichtakteinfluß von U_DS und U_GS auf R_DS (Fig. 5). Beim zweiten Detektionskonzept handelt es sich um das Prinzip einer doppelten, gegenphasigen, selbstgesteuerten Gleichrichtung, die Empfindlichkeit ist bei einem nach diesem Prinzip arbeitenden Detektor höher als bei dem zuerst beschriebenen Leistungsmesser (Gleichung 9).

Wesentlich vereinfachen läßt sich die Detektorschaltung in einem dritten Detektionskonzept, in dem auf die Gateansteuerung durch ein hochfrequentes Eingangssignal verzichtet wird (Fig. 6a). Da das HF-Signal nur am Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors vorhanden ist, besteht keine Notwendigkeit eines Signalteilers. Darüber hinaus entfällt der Tiefpaß (12) zur Trennung der auf dem Gate liegenden Bias- und HF-Spannung sowie das 180°-Phasenglied (13) im Gatezweig und die mit diesem Bauelement verbundenen Probleme bei der breitbandigen Konfiguration. Das Prinzip dieser Detektorkonfiguration entspricht einer einfach selbstgesteuerten Gleichrichtung.

Der eingangsseitige Hochpaß bei der Leistungsmesserschaltung kann durch einen Kondensator (14) und der ausgangsseitige Tiefpaß zur Gleichstromauskopplung durch eine Kondensator-Spulen-Kombination (LC-Glied) (15, 16) realisiert werden.

Die Biasansteuerung kann bei dem dritten Detektorkonzept mit einer Gleichspannung U_B (17) und einem Widerstand (R) (18) erfolgen (Fig. 6b).

Eine andere Art der Biasspannungs-Realisierung läßt sich mit einer zusätzlichen niederfrequenten Spannung U_NF (19) ermöglichen, welche der Gleichspannung U_B (20) überlagert wird (Fig. 6c). Die niederfrequente Spannung U_NF sorgt für eine Modulation des Transistorarbeitspunktes. Des weiteren ist der Tiefpaß am Detektorausgang durch einen Bandpaß zu ersetzen, dessen Mittenfrequenz der NF-Biasspannungsfrequenz entspricht. Dadurch ist die am Ausgang des Leistungsmessers anliegende Spannung U₀ keine Gleichspannung mehr, sondern eine Wechselspannung mit der Frequenz der NF- Biasspannung, deren Spannungsamplitude wiederum der hochfrequenten Detektoreingangsleistung proportional ist. Ein Übersprechen des NF-Signals auf das Drain des Transistors und damit auf den Ausgang des Leistungsmessers wird durch eine hohe Isolation vom Gate zum Drain bei niederfrequenten Modulationssignalen unterbunden. Der Vorteil der zweiten Möglichkeit zur Konzipierung der Biasspannung liegt in der Vermeidung von Offsetfehlern, die sich bei normalem Detektorbetrieb bei ausgangsseitiger Gleichspannung ergeben könnten.

Die in diesem Patentantrag bisher erwähnten, neuen Leistungsdetektoren basieren alle auf der Anwendung eines einzelnen Feldeffekttransistors als wesentliches Bauelement. Neben diesen Realisierungen besteht die Möglichkeit, mehrere Feldeffekttransistoren zu verwenden. Dabei lassen sich die Transistoren entweder parallel zueinander oder parallel-seriell in die Schaltung integrieren. Letzteres bedeutet, daß die FETs zum Detektoreingang hin (HF-Signal) parallel und am Detektorausgang seriell zueinander geschaltet werden. Mit einer solchen Maßnahme lassen sich die Impedanzniveaus am Detektoreingang und -ausgang verändern.

Alle hier dargestellten Detektorkonzepte beinhalten die Vorteile, die sich aus der Verwendung des Feldeffekttransistors als passives Bauelement ergeben. Da bei diesen neuen Leistungsmessern im Vergleich zu einem Schottky-Dioden-Detektor keine Ströme eine Halbleitergrenzfläche überwinden müssen, weist der Detektor kein Schrotrauschen auf. Durch das bei größeren HF-Pegeln in Erscheinung tretende 1/f-Rauschen wird das Signal-Rausch-Verhältnis nur unwesentlich beeinträchtigt. Die untere Dynamikgrenze ergibt sich daher nur durch thermisches Rauschen. Bedingt durch die erhöhte Temperaturstabilität eines Feldeffekttransistors gegenüber Schottky-Dioden, ist der Feldeffektdetektor ebenfalls unempfindlicher gegenüber Temperaturschwankungen als ein handelsüblicher Diodendetektor.

Modifikation der Detektorschaltung

Eine zusätzliche Beschaffenheit der Schaltungskonzepte mit doppelt selbstgesteuerter Gleichrichtung ergibt sich bei unterschiedlich frequenter Ansteuerung von Gate und Drain. Wird dem Drain ein hochfrequentes Signal mit der Frequenz f_D und dem Gate ein HF-Signal mit der Frequenz f_G zugeführt, so entsteht am Ausgang der Schaltung ein Signal mit der Frequenz f=f_D±f_G. Die Schaltungen eignen sich somit ebenfalls zur Verwendung als hochfrequente Mischer. Die so aufgebauten Feldeffektmischer weisen bezüglich Rauschen und Temperaturstabilität die gleichen Vorteile auf wie die Detektorschaltungen.

Claims

1. Elektronische Schaltung zur schnellen Detektion hochfrequenter Signalleistung, gekennzeichnet durch

a) die Verwendung eines Feldeffekttransistors ohne Gleichspannungsansteuerung der Drain-Source-Strecke, so daß der FET als passives Bauelement wirkt;
b) eine selbstgesteuerte Gleichrichtung des Eingangssignals bedingt durch eine Modulation mit dem gesteuerten Transistorkanalwiderstand;
c) die Möglichkeit, das Detektionsverhalten den Erfordernissen der jeweiligen Anwendung anzupassen, indem das Gate des Transistors mit einer zusätzlichen Biasspannung ausgesteuert wird;
d) eine hohe Temperaturstabilität;
e) thermisches Rauschen, welches nur bei kleinen HF-Pegeln Einfluß auf das Signal-Rauschverhältnis hat;
f) das nur bei großen Signalpegeln auftretende 1/f-Rauschen, wodurch das Signal-Rauschverhältnis nur unwesentlich beeinträchtigt wird.

2. Leistungsdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine doppelte, selbstgesteuerte Gleichrichtung des HF-Signals.

3. Leistungsdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine doppelte, gegenphasige, selbstgesteuerte Gleichrichtung des HF-Signals.

4. Leistungsdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine einfache, selbstgesteuerte Gleichrichtung des HF-Signals.

5. Leistungsdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine einfache, selbstgesteuerte Gleichrichtung des HF-Signals und einer niederfrequenten Biasansteuerung, wodurch ausgangsseitige Offsetfehler vermieden werden.

6. Leistungsdetektor nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung mehrerer Feldeffekttransistoren zur Veränderung von Impedanzverhältnissen.