DE4108106A1 - Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten last - Google Patents
Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten lastInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Reduzierung
des Einschaltstromstoßes beim Betreiben einer induktivitäts
behafteten und mit einem magnetisierbaren Kern versehenen
Last an einem Wechselstromnetz, wobei zumindest zeitweise ein
Phasenanschnitt vorgesehen ist.
Beim Betreiben induktivitätsbehafteter Lasten verbleibt nach
dem Ausschalten im magnetisierbaren Kern solcher Lasten eine
magnetische Remanenz oder remanente Induktion, die je nach
Polarität der Wechselspannung zum Ausschaltzeitpunkt unter
schiedlich gepolt sein kann und auch eine unterschiedliche
Größe haben kann.
Beim Einschalten induktivitätsbehafteter Lasten ist deren Re
manenzlage in der Regel unbekannt und es tritt speziell zum
Beispiel bei Transformatoren mit hoher Induktion und geringen
Luftspalten, insbesondere auch bei Ringkerntransformatoren,
beim Zusammentreffen eines zur Remanenzlage "unpassenden"
Einschaltzeitpunktes, bezogen auf den Verlauf der
Wechselspannung, ein hoher Einschaltstromstoß auf, der unter
Umständen bis zum fünfzigfachen des Nennstromes betragen kann
und zum Auslösen von Sicherungselementen führt. Diese hohen
Ströme ergeben sich, weil die Magnetisierung hierbei weit in
die Sättigung getrieben wird.
Man ist aus diesem Grunde gezwungen, die Induktion soweit zu
reduzieren, bis der Einschaltstrom auch im ungünstigsten Fall
einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreitet. Dies erfor
dert jedoch bei gleicher Nennleistung erheblich mehr Eisen
für den Kern, zum Beispiel eines Transformators und macht
diesen entsprechend groß und schwer, was sich insbesondere
bei Transformatoren hoher Leistung sehr nachteilig auswirkt.
Zum Stand der Technik ist die DE-PS 27 46 845 bekannt, bei
der während einer Einschaltphase der Stromflußwinkel
allmählich vergrößert wird, um einen Sanftanlauf zu bewirken.
Eine weitere Aufgabenlösung besteht auch darin, nach dem
Hochdimmen eine volle Durchschaltung des
Wechselstromschalters zu erreichen.
Nachteilig ist dabei, daß sich hier trotzdem die Induktion
des Transformators während des Andimmens bei gleicher
Polarität der Remanenz im Ruhezustand und des ersten einge
schalteten Spannungssignals immer mehr in die Sättigung ver
schiebt, so daß sich über aufeinanderfolgende angeschnittene
Halbwellen insbesondere durch Unsymmetrien der Anschnitte der
positiven und der negativen Netzhalbwelle ein Einschaltspit
zenstrom auf summiert. Mit dieser Vorrichtung kann die vorhan
dene Remanenzpolarität zum Beispiel eines Transformators
nicht berücksichtigt werden, so daß hier Einschaltspitzen
ströme auftreten können.
Auch mit den Maßnahmen der DE-PS 35 13 365, wobei es um die
Strombegrenzung beim Einschalten von Lampen geht, lassen sich
Einschaltstromspitzen bei induktiver Last nicht verhindern.
Eine ähnliche Beschaltungsanordnung ist aus dem ELV-Journal
45, Seite 1 bis 4, bekannt. Hier wird im Einschaltmoment von
einem verhältnismäßig kleinen Anschnittwinkel, d. h. einem
Phasenanschnittwinkel von 180° und dementsprechend geringer
Anlaufleistung ausgegangen und dieser Phasenanschnittwinkel
verschiebt sich dann in einer typischen Zeit von 0,5 bis 2
Sekunden auf 0° nach den Nulldurchgang jeder Netzhalbwelle,
was der vollen Leistung entspricht.
Weiterhin ist es aus der DE-AS 27 43 65 bekannt, einen Trans
formator bei einem Phasenwinkel von 90° oder 270° einzu
schalten. Dabei wird aber nicht berücksichtigt, bei welchem
Phasenwinkel ausgeschaltet wurde und welche Polarität und
Größe die Remanenz jeweils hatte.
Die DE-OS 24 24 716 zeigt bereits eine Möglichkeit, den Ein
schaltstromstoß bei Transformatoren zu verhindern bzw. zu re
duzieren. Dazu wird die Ist-Remanenz nach Betrag und Phase
gemessen und in der Phasenlage eingeschaltet, bei welcher der
kleinste Stromstoß erzeugt wird. Um dies zu realisieren müs
sen an einer oder mehreren Schachtelstellen des Transforma
torkernes Meßsonden eingebaut werden. Dies muß aber bereits
beim Bau der Transformatoren berücksichtigt werden, so daß
dieses Verfahren für vorhandene, beliebige Transformatoren
oder dergleichen praktisch nicht einsetzbar ist.
Die US-A- 39 25 688 und die DE-A-27 35 736 zeigen Wechsel
stromschalteinrichtungen, die ein Einschalten beim Nulldurch
gang zu Beginn einer Wechselspannungsperiode und ein Aus
schalten beim Nulldurchgang am Ende einer Wechselspannungspe
riode bewirken. Insbesondere beim Schalten von schnell auf
einanderfolgenden Pulsgruppen kann dies jedoch zu einem Auf
schaukeln des Blindstromes und damit schließlich zu einer
Überlastung führen, so daß diese Schaltungen insbesondere für
diesen Anwendungsfall ungünstig sind, aber auch beim einmali
gen Einschalten noch hohe Blindströme verursachen können.
Die EP-A-02 22 727 zeigt eine Einrichtung mit der in Ab
hängigkeit vom Ausschaltzeitpunkt über eine einstellbare
Verzögerung ab dem Nulldurchgang der Wechselspannung einge
schaltet werden kann. Man ist dadurch zwar nicht an einen fe
sten Ausschaltzeitpunkt gebunden, jedoch ergeben sich auch
hier beim Einschalten noch vergleichsweise hohe Blindströme
und ein Betrieb mit schnell aufeinanderfolgenden Pulsgruppen
wurde zu einem Aufsummieren der Blindströme und schließlich
zu einem "Inrush" führen. Außerdem kann auch hier die
Remanenzlage bei einem ersten Einschalten nicht erkannt und
berücksichtigt werden, so daß ein hoher Einschaltstromstoß
auftreten kann.
Schließlich kennt man aus der DE-A-25 30 047 und der PCT/DE
90/00 272 bereits Vorrichtungen, mit denen durch eine Konden
satorentladung vor oder beim Einschalten der induktivitätsbe
hafteten Last ein definiertes Setzen der Remanenz möglich
ist. Dies erfordert jedoch einen vergleichsweise hohen Auf
wand unter anderem durch den oder die Kondensatoren selbst,
eine Ladeeinrichtung, einen separaten Entladeschalter und
dergleichen. Außerdem sind bei größeren Transformatoren auch
entsprechend große Kondensatoren einschließlich der vorge
nannten Zusatzeinrichtungen erforderlich.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und
eine Vorrichtung zu schaffen, mit der die eingangs erwähnten
Nachteile zumindest weitestgehend vermieden werden, wobei
insbesondere unabhängig vom Remanenz-Ausgangszustand der in
duktivitätsbehafteten Last diese an ein Wechselstromnetz ge
schaltet werden kann, ohne daß ein unerwünschter Einschalt
stromstoß auftritt. Dabei soll auch eine Anwendung beim
Schalten zeitlich kurz aufeinanderfolgender Impulsgruppen so
wie bei Mehrphasen-Wechselstrom möglich sein.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß insbesondere
vorgeschlagen, daß bei gleichzeitiger Messung zumindest des
Blindstromes im Laststromkreis, die effektive Spannung an der
Last durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte so
lange vergrößert wird, bis entweder ein vorgebener Strom
schwellwert auftritt und daß die Last nach Auftreten dieses
gemessenen Schwellwertes mit einer zu der beim Auftreten des
Stromschwellwertes anliegenden Spannung gegenpoligen und in
ihrem Effektivwert größeren Spannung beaufschlagt wird, oder
daß bei Ausbleiben des Stromes in Höhe des Stromschwellwertes
der Effektivwert der Spannung bis zu einem Sollwert oder bis
zum Nennwert erhöht wird.
Mit diesem Verfahren kann vollkommen unabhängig von der Aus
schaltsituation und damit der vorhandenen Remanenzlage zu ei
nem beliebigen Zeitpunkt eingeschaltet werden, ohne daß
"Inrush"-Ströme auftreten. Dies wird durch ein stromkontrol
liertes Herantasten mittels kleiner "Abfrage-Spannungspulse"
- kleine Spannungshalbwellenanschnitte mit entsprechend ge
ringerem Effektivwert - erreicht, wobei die effektive Span
nung solange gesteigert wird, bis als "Antwort" von der in
duktivitätsbehafteten Last in ihrer Größe zunehmende Stromim
pulse auftreten. Aus diesen Stromimpulsen bzw. einem einen
Grenzwert überschreitenden Stromimpuls kann insbesondere auf
grund der Polarität dieses Stromimpulses auf die tatsächliche
Einschalt-Remanenzlage rückgeschlossen werden und durch pha
senrichtiges Vergrößern des Spannungseffektivwertes ist
schließlich ein Synchronisieren zwischen Remanenzlage und
Phasenlage der Wechselspannung möglich.
Zur Steigerung des Spannungseffektivwertes kann nach einer
Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen sein, daß dies an der
Last durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung
des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen wird.
Durch das unipolare Andimmen wird die Magnetisierung je nach
vorgesehener Polarität der beim Andimmen vorgesehenen Span
nungshalbwellen schrittweise von der im Ruhezustand vorhan
denen remanenten Induktion an ein Ende der Magnetisierungs
kurve gebracht, bis in der Nähe der Sättigung der magneti
schen Induktion der Strom zunimmt. Dieser Strom ist dann ein
Signal, das eine definierte Magnetisierungsendlage erreicht
ist.
Würde man zu diesem Zeitpunkt abschalten, so wäre ohne Strom
fluß (Feldstärke H = 0) eine maximale remanente Induktion
(Remanenz Br) vorhanden. Beim Einschalten müßte dann diese
maximale Remanenz derart berücksichtigt werden, daß eine ex
akte Zuordnung zwischen der stationären remanenten Induktion
und dem zugehörigen Kurvenpunkt in der Magnetisierungskurve
(B/H) vorhanden ist. Dies bedeutet, daß bei Auftreten eines
etwas größeren Stromimpulses im Bereich der magnetischen Sät
tigung ab dem in diesem Zeitpunkt vorhandenen Spannungswert,
die Wechselspannung eingeschaltet bleiben kann und somit bei
der nächsten, gegenpoligen Halbwelle ohne Phasenanschnitt und
dann im Einklang mit der Magnetisierung weiterlaufen kann.
Das unipolare Andimmen kann insbesondere dort, wo unter
schiedliche, sich ändernde Lasten auftreten und auch für un
symmetrische Lasten, eingesetzt werden. Vorteilhaft ist hier
bei auch, daß mit kleinen Effektivspannungen und entsprechend
kleinen Strömen gearbeitet werden kann.
Eine andere Möglichkeit, die effektive Spannung beim Ein
schalten zu vergrößern besteht darin, daß die effektive Span
nung an der Last durch symmetrisches, bipolares Andimmen, be
wirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorge
nommen wird.
Bei diesem Verfahren wird die Magnetisierung nicht zwangsläu
fig bis in die Nähe der magnetischen Sättigung gebracht, son
dern es erfolgt hier nur dann eine Korrekturreaktion, wenn
der gemessene Strom den vorgegebenen Wert überschreitet. Dies
ist aber nur dann der Fall, wenn die Remanenzgröße und
Remanenzpolarität mit dem zugeordneten Induktions-Feldstärke-Wert
der Magnetisierungskurve nicht ausreichend genau mit der
Einschaltphase der Wechselspannung zusammenpaßt.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist bei einem dreipha
sigen Wechselstromnetz und drei Wicklungen, die wahlweise in
unterschiedlichen Schaltgruppen angeschlossen sind, vorgese
hen, daß bei einer im Dreieck oder im Stern geschalteten
Schaltgruppe zunächst über zwei Phasen durch Vergrößern der
Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird bis der
vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der Eisensätti
gung erreicht ist, daß dann die Bestromung gegebenenfalls
ausgeschaltet wird, daß anschließend zwei Phasen jeweils in
der Polaritätslage eingeschaltet werden, welche die
jeweiligen vorausgegangenen Strompulse beim Erreichen oder
Überschreiten des Blindstromschwellwertes der einzelnen
Phasen hatten und daß schließlich die dritte Phase
zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen zugeschaltet wird.
Somit lassen sich auch Drehstromtransformatoren "Inrush
frei", d. h. ohne das Auftreten hoher Einschaltstromspitzen
einschalten. Auch hier wird zunächst eine Wicklung zunehmend
bestromt, bis eine definierte Magnetisierung erreicht ist.
Durch das zeitlich abgestufte Zuschalten der dritten Phase
bzw. der beiden anderen Wicklungen werden Unsymmetrien
vermieden. Die Bestromungspause ist bei Pulsgruppen-Betrieb
vorgesehen und kann hierbei weniger als eine
Wechselspannungsperiode betragen.
Dabei ist es zweckmäßig, wenn das Einschalten der beiden Pha
sen bezüglich der nacheilenden Phase mit einem solchen Span
nungshalbwellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im Bereich
des Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls verursacht,
wobei das zeitverzögerte Zuschalten der dritten Phase derart
erfolgt, daß die Summe der Blindströme aller drei Phase im
weiteren Verlauf etwa 0 ist. Durch diese Maßnahmen werden die
sonst durch die vorhandenen Phasenverschiebungen bedingten,
vorerwähnten Unsymmetrien vermieden.
Bei einer im Stern mit Mittelpunktleiter geschalteten Schalt
gruppe ist vorgesehen, daß zunächst eine erste Phase gegen
den Mittelpunktleiter eingeschaltet und durch Vergrößern der
,Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird, bis
der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der
Eisensättigung erreicht ist, daß dann die Bestromung
gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend die erste
Phase in der Polaritätslage eingeschaltet wird, welche der
vorausgegangene Blindstromimpuls beim Erreichen oder
Überschreiten des Blindstromschwellwertes hatte und daß
schließlich die beiden anderen Phasen zeitverzögert zu der
ersten Phase zugeschaltet werden. Dadurch ist auch bei dieser
Drehstrom-Schaltgruppe - Stern mit Mittelpunktleiter - ein
"Inrush-freies" Einschalten möglich.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß zum Bestimmen
des Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn des Einschaltens
etwa der Spitzenwert des Leerlaufblindstromes vorgegeben
wird, daß die Spannungshalbwellen-Anschnitte bis zum Errei
chen des Stromschwellwertes vergrößert werden und daß der zu
gehörige Spannungsanschnittwinkel abgespeichert wird. Dadurch
läßt sich der passende Einschaltzeitpunkt exakt ermitteln.
Bei einer Scheinlast kann dabei der Blindstromanteil und der
Wirkstromanteil gemessen werden, wobei der Spannungshalbwel
lenanschnitt soweit vergrößert wird, bis der Spitzenwert des
Blindstromimpulses etwa gleich dem Spitzenwert des Wirkstrom
impulses ist und wobei der zugehörige Spannungshalbwellenan
schnittwert abgespeichert wird. Dies ermöglicht auch eine ge
gebenenfalls laufende Anpassung des Einschaltzeitpunktes an
unterschiedliche Lasten. Eine Weiterbildung der Erfindung
sieht vor, daß zur Erkennung der an das Drehstromnetz ange
schlossenen Last-Schaltgruppe zunächst eine Phase gegen den
Sternpunkt mit großem Phasenanschnittwinkel und entsprechend
kleinem Spannungseffektivwert beaufschlagt und dabei eine
Stromkontrolle vorgenommen wird. Damit kann selbständig ohne
äußeres Zutun die Drehstrom-Schaltgruppe der angeschlossenen
Last ermittelt werden.
Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Begrenzung
des Einschaltstromes einer induktivitätsbehafteten, mit einem
magnetisierbaren Kern versehenen Last, insbesondere eines
Transformators, wobei die Vorrichtung einen in Reihe zur Last
geschalteten, mit einer Phasenanschnittsteuerung verbundenen
Wechselstromschalter aufweist. Diese Vorrichtung ist insbe
sondere dadurch gekennzeichnet, daß eine Strommeßeinrichtung
für den im Laststromkreis fließenden Strom vorgesehen ist,
die mit einer Ablaufsteuerung zur stromabhängigen Beeinflus
sung der Phasenanschnittsteuerung zumindest im Sinne einer
Veränderung des Phasenanschnittwinkels und/oder der Polarität
der an die Last geschalteten Spannung verbunden ist.
Wie bereits in Verbindung mit dem erfindungsgemäßen Verfahren
erläutert, ist dadurch ein stromkontrolliertes Vergrößern der
Effektivspannung möglich, bis als Reaktion für das Erreichen
eines Sättigungsbereiches der Magnetisierung eine vorgegebene
Stromschwelle überschritten wird. Dadurch ist dann eine defi
nierte Magnetisierungsendlage erreicht, die dann ein exakt
passendes Einschalten der Wechselspannung an die Last ermög
licht.
Eine Ausführungsform der Vorrichtung zur Wechselstrom-Ein
schaltbegrenzung einer mit einem Wechselstromschalter in
Reihe geschalteten, induktivitätsbehafteten Last, mit einer
Phasenanschnittschaltung, durch die die Verbindung der induk
tivitätsbehafteten Last mit der Netzwechselspannung ab dem
Einschaltmoment mit von 0° ansteigendem Phasenwinkel bis zu
einem gegebenenfalls vorbestimmten Phasenanschnittwinkel
einstellbar ist, sieht vor, daß eine in Reihe mit der
induktivitätsbehafteten Last geschaltete Komparatorschaltung
vorgesehen ist, deren Ausgang mit der
Phasenanschnittschaltung verbunden ist, daß die Pha
senanschnittschaltung bei einer Beaufschlagung mit einem von
der Komparatorschaltung erzeugten Primärkreis-Überstromsignal
die Steuerelektrode des Wechselstromschalters für mindestens
eine Halbwelle mit einem Zündsignal mit einem vorbestimmten,
Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel beaufschlagt, wobei
der Remanenz-setzende Phasenanschnittwinkel größer als der
dem Auftreten des Primärkreisüberstromsignals zuordbare An
schnittwinkel ist und daß in der Phasenanschnittschaltung in
den den Remanenz-setzenden Halbwellen folgenden Halbwellen
jeweils ein Zündsignal bei dem vorbestimmten Phasenanschnitt
winkel erzeugbar ist.
Durch eine auf die besonderen Eigenheiten der angeschalteten
Last, insbesondere eines Transformators eingehende Vorherbe
stimmung der die Remanenz-setzenden Einschalt-Phasenlage ist
eine synchronisierte Zündspannung erzeugbar, mit der der
Wechselstromschalter der versorgungsspannungsgepufferten Pha
senanschnittschaltung zündbar ist.
Durch diesen auf einen Überstrom folgenden ersten Anschnitt
ist die Remanenz derart setzbar, daß im Anschluß der Dimmbe
trieb mit seinem gegebenenfalls festen Anschnittwinkel einge
schaltet werden kann.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist eine
Überstrom- und Unterstromsicherung vorgesehen, wobei zumin
dest ein Lastfehlererkennungsschaltkreis vorgesehen ist, der
beim Überschreiten und/oder beim Unterschreiten eines Soll
strombereiches den Wechselstromschalter sicher öffnet. Da
durch wird insbesondere bei Halogen-Leuchten eine unter Um
ständen bestehenden Brandgefahr durch Übergangswiderstände
verhindert, die zum Beispiel an den Übergangsstellen von ver
spannten Leitungen auf die überlicherweise an diesen festge
klemmten Lampenhalterungen auftreten können. Mit dieser Über
strom-/Unterstromsicherung wird auch der Normenentwurf VDE
0711 Teil 500 für Niederspannungsbeleuchtungssystem erfüllt.
Eine andere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung
sieht vor, daß die Phasenanschnittschaltung die Verbindung
der induktivitätsbehafteten Last mit der Wechselspannung nur
mit unipolaren Phasenanschnitten herstellt und daß die Pha
senanschnittschaltung bei einer Beaufschlagung mit einem von
der Komparatorschaltung erzeugten Primärkreis-Überstromsignal
die Steuerelektrode des Wechselstromschalters für die zeit
lich unmittelbar folgende, entgegengesetzt gepolte Halbwelle
und die unmittelbar nächsten folgenden Vollwellen mit einem
Zündsignal von 150° bis 180° beaufschlagt und daß in der
Phasenanschnittschaltung bei den darauf folgenden Halbwellen
jeweils ein Zündsignal mit einem vorbestimmten Pha
senanschnittwinkel erfolgt ist.
Durch die Verwendung von im Periodenabstand aufeinanderfol
genden, unipolaren angeschnittenen Halbwellen, deren Winkel
wert entweder konstant gehalten wird oder der langsam an
wächst, wird das induktivitätsbehaftete Stromversorgungsge
rät, zum Beispiel ein Transformator, unabhängig von der ur
sprünglichen Einschalt-Phasenlage und Lage der Remanenz im
Transformator, in eine definierte, der Schaltung bekannte
Lage der Remanenz gebracht. Nach einer von der Bauart des
Stromversorgungsgerätes abhängigen Anzahl von angeschnittenen
Halbwellen tritt ein kleiner, die Schaltung und die Sicherung
nicht gefährdender Einschaltspitzenstrom als Antwort des
Transformators auf, daß seine Remanenz richtig gesetzt ist.
Dadurch ist in der Anschnittsteuerschaltung eine Zündspannung
erzeugbar, mit der der Wechselstromschalter der
versorgungsspannungsgepufferten Phasenanschnittschaltung für
die unmittelbar darauffolgenden, entgegengesetzt gepolten
Halbwelle zündbar ist. Durch die auf einen kleinen
Überstromimpuls folgende erste voll durchgeschaltete
Halbwelle wird der Normalbetrieb des Transformators
eingeleitet. Die Induktions-Verhältnisse entsprechen dabei zu
diesem Zeitpunkt denen des stationären Betriebes. Nach
einigen Perioden mit Vollwellenbetrieb stellt die Schaltung
dann gegebenenfalls den gewählten Phasenwinkel für den
Dimmbetrieb selbsttätig, mit fließendem Übergang ein.
Zusätzliche Ausgestaltungen der Erfindung sind in den weite
ren Unteransprüchen aufgeführt. Nachstehend ist die Erfindung
mit ihren wesentlichen Einzelheiten anhand der Zeichnungen
noch näher erläutert.
Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild zum Betreiben einer indukti
onsbehaften Last an einem Einphasenwechsel
stromnetz,
Fig. 2 ein Blockschaltbild zum Betreiben einer Drehstrom-Last
an einem dreiphasigen Wechselstromnetz,
Fig. 3 ein Blockschaltbild mit detaillierter Darstellung
der in Fig. 2 gezeigten Funktionsblöcke,
Fig. 4 bis 7 Innenbeschaltungen von in Fig. 3 gezeigten
Funktionsblöcken,
Fig. 8 bis 10 Diagramm-Zuordnungen mit Darstellung der Funk
tionsabläufe beim Betreiben von Drehstromlasten in
unterschiedlichen Schaltgruppen,
Fig. 11 Signalkurven der Netzspannung sowie des Netz
stromes beim Einschalten eines Transformators mit
einem Dimmer,
Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Be
grenzung von Einschaltstromspitzen auf der Primer
seite eines Transformators beim Dimmbetrieb,
Fig. 13 Verläufe von Spannungssignalen und Stromsignalen
bei Einschaltvorgängen an Transformatoren mit ei
nem Dimmer bei unterschiedlicher, undefinierter
Remanenz des Transformators,
Fig. 14 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Be
grenzen von Einschaltstromspitzen auf der Pri
merseite eines Transformators beim Dimmbetrieb in
einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 15 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Be
grenzen von Einschaltstromspitzen auf der Pri
merseite eines Transformators beim Dimmbetrieb in
einer abgewandelten Ausführungsform und
Fig. 16 Signalkurven der Netzspannung sowie des Netz
stromes bei dem Einschalten eines Transformators
mit einer Vorrichtung gemäß Fig. 15.
Eine in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung 300 zeigt die wesentli
chen Baugruppen zum Betreiben einer induktivitätsbehafteten
und mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last 301 an
einem Wechselstromnetz. Mit Hilfe der dargestellten Baugrup
pen können Einschaltstromspitzen im Laststromkreis vermieden
werden.
In Reihe mit der induktivitätsbehafteten Last 301 ist ein
Wechselstromschalter 302, im vorliegenden Ausführungsbeispiel
ein Triac geschaltet, der mit einer Phasenanschnittsteuerung
303 verbunden ist.
Außer dem Wechselstromschalter 302 befindet sich in dem Last
stromkreis noch ein Strommeßshunt 304, an den eine Strommeß
einrichtung 305 angeschlossen ist.
Zu der Steuerungseinrichtung für den Wechselstromschalter 302
gehört außer der Phasenanschnittsteuerung 303 und der Strom
meßeinrichtung 305 noch eine Ablaufsteuerung 306. Diese be
inhaltet unter anderem einen Komparator 307, mit dem im we
sentlichen ein Vergleich zwischen einer Stromvorgabe und dem
tatsächlich am Strommeßshunt 304 gemessenen Ist-Strom durch
geführt wird. Weiterhin beinhaltet die Ablaufsteuerung 306
noch eine Zündlogik 308.
Die Ablaufsteuerung 306 hat außer dem von der
Strommeßeinrichtung 305 kommenden Eingang eine ganze Reihe
weiterer Steuereingänge, die durch Pfeile angedeutet sind und
beispielsweise für die Vorgabe eines Start/Stopsignals, für
den Sollanschnittwinkel, gegebenenfalls für eine
übergeordnete Steuerung usw. dienen.
Die induktivitätsbehaftete Last 301 ist im Ausführungsbei
spiel ein Transformator, wobei der Laststromkreis die Primär
seite des Transformators bildet. An die Sekundärseite 309
können unterschiedliche Sekundärlasten - ohnische, induktive,
kapazitive oder Mischlasten - angeschlossen sein.
Bei an den Laststromkreis angelegter Netzwechselspannung wird
zunächst die effektive Spannung an der durch die Primärwick
lung 310 des Transformators gebildeten Last 301 vergrößert,
indem mit Hilfe der Phasenanschnittsteuerung 303 die Span
nungshalbwellenanschnitte vergrößert werden. Gleichzeitig
wird der Strom im Laststromkreis mit Hilfe des Strommeßshun
tes 304 und der angeschlossenen Strommeßeinrichtung 305 über
wacht. Wird dabei ein bei der Ablaufsteuerung 306 bzw. dem
Komperator 307 vorgegebener Stromschwellwert überschritten,
ist dies ein Zeichen dafür, daß sich die Magnetisierung des
Transformatorkernes im Sättigungsbereich befindet. Aus der
Polarität des aufgetretenen Stromimpulses ist auch die Magne
tisierungspolung erkennbar und es kann zur Vermeidung eines
hohen Einschaltspitzenstromes reagiert werden. Dies erfolgt,
indem gegenpolig zu der Spannungshalbwelle, bei dem der
Stromschwellwert aufgetreten war, der Effektivwert der Span
nung wesentlich erhöht wird.
Im einzelnen ist dies noch anhand der Diagramme gemäß Fig.
12, 13 und 16 noch näher erläutert.
Das Vergrößern der effektiven Spannung an der Last kann ent
weder durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung
des Phasenanschnittwinkels vorgenommen werden, wie dies im
Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 15 und 16 beschrieben ist. An
dererseits besteht aber auch die Möglichkeit, die Vergröße
rung der effektiven Spannung an der Last durch symmetrisches,
bipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenan
schnittwinkels vorzunehmen. Dies ist bei dem Ausführungsbei
spiel gemäß Fig. 12 bis 14 beschrieben.
Fig. 2 zeigt eine Vorrichtung 300a, mit der eine
Drehstromlast an einem dreiphasigen Wechselstromnetz
betrieben werden kann, wobei auch hier die Drehstromlast eine
induktivitätsbehaftete und mit einem magnetisierbaren Kern
versehene Last ist. Es handelt sich bevorzugt um einen
Transformator, wobei insbesondere unsymmetrische
Drehstromkerntrafos mit drei Schenkeln zum Einsatz kommen.
Diese Drehstromtransformatoren können in unterschiedlichen
Schaltgruppen - Dreieck, Stern, Stern mit Mittelpunktleiter -
geschaltet sein, wie dies in Fig. 2 alternativ nebeneinander
angedeutet ist. Der prinzipielle Aufbau der Vorrichtung 300a
ist vergleichbar mit der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung
300. In Abweichung dazu sind hier jedoch in jeder Phase (RST)
durch Triacs oder antiparallel geschaltete Thyristoren
gebildete Wechselstromschalter 302a, 302b und 302c vor
gesehen.
Die Strommeßeinrichtung 305a ist mit einem in einer der drei
Phasen (hier in Phase T) befindlichen Strommeßshunt 304a ver
bunden. Für eine Einschaltstromstoßbegrenzung genügt eine
Strommessung in einer der drei Phasen. In Fig. 2 ist strich
liniert noch eine weitere Strommeßeinrichtung 305b mit zuge
hörigem, in der Phase R befindlichen Strommeßshunt 304b ein
gezeichnet, die Teil einer Überstromsicherung sind. Für eine
solche Überstromsicherung genügt bei einer Dreiecksschaltung
und bei einer Sternschaltung eine Strommessung in zwei Phasen
während bei einer Sternschaltung mit angeschlossenem Mittel
punktleiter eine Strommessung in allen drei Phasen vorgesehen
sein müßte.
Um einen unerwünschten Einschaltstromstoß bei der in Fig. 2
gezeigten Vorrichtung 300a zu vermeiden, wird bei der
Dreieckschaltung über zwei Phasen eine Wicklung, bei
Sternschaltung über zwei Phasen zwei Wicklungen und bei
Stern mit Mp-Schaltung über eine Phase eine Wicklung der
Drehstromlast bestromt. Dies erfolgt zunächst ebenfalls mit
sehr geringeren Spannungs-Effektivwerten und bei
gleichzeitiger Messung des Stromes wird durch Vergrößern der
Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt. Befindet
sich die Magnetisierung des Transformatorenkernes im Bereich
der Eisensättigung, kann die Bestromung abgeschaltet werden.
Anschließend werden bei Dreieck oder Sternschaltung ohne Mp
zwei Phasen oder bei Sternschaltung mit Mp eine Phase jeweils
in der Spannungs-Polaritätslage eingeschaltet, die jeweils
bei dem zugehörigen, vorausgegangenen Blindstromschwellwert
der einzelnen Phasen bei den Strompulsen vorhanden war.
Schließlich wird die dritte Phase oder bei Sternschaltung mit
Mp die zweite und die dritte Phase zeitverzögert zu der bzw.
den Phasen zugeschaltet, wobei die Zeitverzögerung so
eingestellt ist, daß die Summe der Blindströme aller drei
Phasen bei dem Einschalten und auch danach etwa 0 ist.
Fig. 8 zeigt einander auf einer Zeitachse (Abszisse) zugeord
nete Diagramme, wobei in der ersten Zeile ein Ein-Aussignal
gezeigt ist. Die nächsten drei Zeilen zeigen die drei phasen
versetzten Drehstrom-Wechselspannungen in den Phasen R, S und
T. Die darunter befindlichen drei Zeilen zeigen den einzelnen
Phasen zugeordnete Zündsignale ZR, ZS, ZT. Die nächste Zeile
gibt jeweils den Zeitpunkt der Nulldurchgänge der Phase T
wieder. Es schließen sich drei Zeilen mit den Spannungsver
läufen der drei durch die Phasenanschnittsteuerung 303a (Fig.
2) geschalteten Phasenspannungen an. Die letzten drei Zeilen
zeigen die in den einzelnen Phasen R, S, T auftretenden
Ströme.
Fig. 8 zeigt die Zusammenhänge in Verbindung mit einer im
Dreieck geschalteten Drehstromlast.
Zunächst wird durch kleine, zunehmende, im vorliegenden
Ausführungsbeispiel unipolare Spannungshalbwellenanschnitte
der Phasen S und T eine Wicklung der Drehstromlast bestromt.
Die nach dem jeweiligen Spannungsnulldurchgang vorhandene
unterschiedlich großen Spannungshalbwellenabschnitte ergeben
sich durch die noch bis zum Ende der Strompulse leitenden
Halbleiterschalter. Maßgebend für die Entstehung der
Strompulse sind die vor den Nulldurchgängen jeweils erzeugten
Spannungshalbwellenanschnitte. Die bei jeder angeschnittenen
Spannungshalbwelle auftretenden Phasenströme IS und IT sind
in den letzten beiden Zeilen der Fig. 8 erkennbar. Da mit
Hilfe der beiden Phase S und T eine Wicklung der
Drehstromlast bestromt wird, sind zwangsläufig die jeweils
auftretenden Strompulse gleich groß und gegenpolig. Wird nun
ein vorgegebener Stromschwellwert 311 (vgl. letzte beiden
Zeilen in Fig. 8) erreicht, wird im vorliegenden Falle die
Bestromung kurz unterbrochen. Anschließend werden die beiden
Phasen S und T wieder in der Polaritätslage eingeschaltet,
die auch die jeweiligen Strompulse beim Erreichen oder
Überschreiten des Blindstromschwellwertes 311 hatten. Diese
Polaritätslage der eingeschalteten Spannungsanschnitte
entspricht dann auch der Polaritätslage der den Strompulsen
vorauseilenden und zu deren Erzeugung vorhandenen Spannungs
halbwellenanschnitten.
Der zugehörige Spannungshalbwellenanschnittswinkel ist beim
Einschalten der beiden Phasen S und T etwas größer - entspre
chend einem kleineren Stromflußwinkel - da der Stromschwell
wert 311 zum deutlicheren Erkennen oberhalb des maximalen
Blindstromwertes liegt, der bei der größten Induktion
auftritt. Die größte Induktion ist jeweils bei den Um
kehrpunkten der Magnetisierungskurve vorhanden. Da der Strom
schwellwert 311 aus den vorgenannten Gründen schon etwas au
ßerhalb dieser Magnetisierungskurve-Umkehrpunkte und damit im
Sättigungsbereich liegt, wird beim Einschalten der beiden
Phasen S und T der Stromflußwinkel etwas zurückgenommen, da
mit man tatsächlich möglichst exakt an einem der Umkehrpunkte
der Magnetisierungskurve mit einem dazu "synchronisierten"
Bestromen beginnt. Wie bereits vorerwähnt, wird die dritte
Phase R zu einem Zeitpunkt derart zugeschaltet, daß im
weiteren Verlauf die Summe der Blindströme der einzelnen
eingeschalteten Phasen etwa 0 ist.
Prinzipiell könnte zu einem beliebigen Zeitpunkt ausgeschal
tet werden, da durch das erfindungsgemäße Verfahren die Lage
der Remanenz nicht bekannt sein muß.
Bei einem Betrieb des Drehstromtransformators mit Pulsgruppen
ist es jedoch, insbesondere bei nur kleinen Zeitabständen
zwischen den einzelnen Pulsgruppen vorteilhaft, wenn zu einer
definierten Magnetisierungslage ausgeschaltet wird.
Dementsprechend kann dann ohne "Herantasten" an eine
definierte Magnetisierungslage in Kenntnis des
Ausschaltzeitpunktes auch direkt wieder zu einem bestimmten
Zeitpunkt eingeschaltet werden. Somit treten keine
Einschaltstromspitzen jeweils zu Beginn der Pulsgruppe auf,
so daß die einzelnen Pulsgruppen sehr nahe beieinander liegen
können.
Im Ausführungsbeispiel ist gemäß Fig. 8 die Phase T als Be
zugsphase gewählt worden, wobei deren Nulldurchgang als Kenn
größe dient. Um hierbei einen für den vorgesehenen Einschalt
zeitpunkt passenden Ausschaltzeitpunkt zu erhalten, wird der
Nulldurchgang des Stromes der Phase T von Minus nach Plus
herangezogen. Für die Spannungsverläufe der einzelnen Phasen
ergeben sich dann die gleichen Lagen wie nach dem "Remanenz-Setzen",
wo der Stromschwellwert auftrat.
Versuche an einem bestimmten Trafo in Dreieckschaltung haben
gezeigt, daß die zwei Phasen, die zuerst eingeschaltet werden
sollen - hier die Phase S und T - etwa drei Millisekunden
(t2, t3) vor dem Nulldurchgang der Bezugsphase eingeschaltet
werden und daß die dritte Phase etwa drei Millisekunden (t1)
nach dem Nulldurchgang der Bezugsphase eingeschaltet wird.
Diese Verzögerungszeiten t1 bis t3 sind in den Zeilen 5 bis 7
(ZR, ZS, ZT) eingezeichnet.
Die in Fig. 8 und auch in den Fig. 9 und 10 vorgesehenen Be
stromungspausen zwischen dem ersten Bestromen bis zum Auftre
ten eines Stromschwellwertes und im tatsächlichen Einschalten
sind hier zur Verdeutlichung vorgesehen und nicht unbedingt
erforderlich. Dementsprechend könnten sich in Fig. 8 und 9 an
die beiden zum Erzeugen des Schwellwertes benötigten,
angeschnittenen Spannungshalbwellen der Phasen S und T
gegenphasige, kontinuierliche, aber mit höherem Effektivwert
durchgeschaltete Spannungshalbwellen anschließen. Wird jedoch
wie hier vorgesehen, eine Bestromungspause vorgesehen, so ist
es auch erforderlich, entsprechend der dann vorhandenen, ma
ximalen Remanenzlage die Bestromung auch in einem Umkehrpunkt
der Magnetisierungskurve, die dann dem entsprechenden maxima
len Remanenzpunkt zugeordnet ist, zu beginnen. Dementspre
chend sind dann die Startpunkte der einzelnen Spannungsver
läufe gegenüber dem vorherigen Endpunkt vorverlegt.
Fig. 9 zeigt eine Diagrammzuordnung für eine im Stern ge
schaltete Drehstromlast. Prinzipiell sind hier die gleichen
Verhältnisse vorhanden wie bei der Dreieckschaltung, die der
Fig. 8 zugrunde gelegt wurde mit dem geringfügigen Unter
schied, daß sich hier durch die Sternschaltung beim Einschal
ten von zwei Phasen ein Bestromen von zwei in Reihe geschal
teten Wicklungen ergibt. Dementsprechend ergeben sich hier
auch geringere Phasenströme. Die Einschaltzeiten der einzel
nen Phasen bezogen auf den Nulldurchgang der auch hier als
Bezugsphase vorgesehenen Phase T sind etwas anders als bei
der Dreieckschaltung und es hat sich für t1′ ein günstiger
Wert von 2,7 Millisekunden für t2′ 3,5 Millisekunden und für
t3′ ebenfalls 3,5 Millisekunden herausgestellt.
Auch hier wird die dritte Phase - im Ausführungsbeispiel die
Phase R - zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen S und T
zu einem Zeitpunkt zugeschaltet, wo sich als Summe der Blind
ströme in allen drei Phasen im weiteren Verlauf etwa 0
ergibt.
Fig. 10 zeigt schließlich ein mit Fig. 8 und 9 vergleichbares
Diagramm, bei dem eine Sternschaltung mit Mittelpunktleiter
zugrundegelegt ist. In diesem Falle wird zunächst eine erste
Phase gegen den Mittelpunktleiter eingeschaltet und es er
folgt durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte auch
hier ein zunehmendes Bestromen, bis der vorgegebene Blind
stromschwellwert j im Bereich der Eisensättigung erreicht ist.
Ab dem Auftreten dieses Stromschwellwertes könnte diese erste
Phase voll eingeschaltet werden und die beiden anderen Phasen
werden dann zugeschaltet, wenn die Summe der Blindströme al
ler drei Phasen auch hier etwa 0 ist. Eine passende Verzöge
rung zwischen dem Einschalten der ersten Phase und dem Zu
schalten der beiden anderen Phasen kann etwa 1,5 Millisekun
den entsprechen (t1′′ und t2′′). Wird nach dem Remanenz-Set
zen, also dem zunehmenden Bestromen bis zum Auftreten eines
Stromschwellwertes, ausgeschaltet, wie im Diagramm nach Fig.
10 gezeigt, startet die zuerst bestromte Phase nicht zum Aus
schaltzeitpunkt sondern etwas zurückverlagert, wobei sich ein
Zeitabstand t3′′ zum Nulldurchgang der Bezugsphase T von etwa
4,5 Millisekunden als günstig erwiesen hat. Auch hier erfolgt
das Vorverlagern des Einschaltens dieser ersten Phase, um
eine Zuordnung zwischen dem statischen Wert der vorhandenen
maximalen Remanenz und dem zugehörigen Magnetisierungsumkehr
punkt zu haben.
Zum Bestimmen des Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn
des Einschaltens kann etwa der Spitzenwert des Leerlaufblind
stromes vorgegeben sein. Der zugehörige Spannungsanschnitt
winkel kann dann abgespeichert werden und steht dann jeweils
beim Einschalten zur Verfügung.
Die Einschaltzeitpunkte bzw. Verzögerungszeiten beim Ein
schalten der einzelnen Phasen sind Einstellwerte, die abhän
gig sind vom Transformatorentyp, der Schaltgruppe und auch
davon, ob der Transformator im Leerlauf oder unter Last bzw.
unter variabler Last betrieben wird. Beim Betrieb an einer
gleichmäßige Last bleibt die Einstellung gleich und kann ein
mal eingestellt bleiben.
Es besteht aber auch die Möglichkeit, daß eine automatische
Anpassung vorgenommen wird. Da der Trafo mit seiner
sekundären Last eine Scheinlast darstellt wird dazu der
Blindstromanteil und der Wirkstromanteil gemessen und der
Spannungshalbwellenanschnitt soweit vergrößert, bis der Spit
zenwert des Blindstromimpulses etwa gleich dem Spitzenwert
des Wirkstromimpulses ist. Der zugehörige Spannungshalbwel
lenanschnittwert ist dann der für diesen Lastfall passende.
Über eine Selbsteinstelleinrichtung kann der Spannungshalb
wellenanschnitt während des Betriebes (zum Beispiel mit Puls
gruppen) laufend korrigiert und an sich gegebenenfalls än
dernde Lastverhältnisse angepaßt werden. Unerwünschte Ein
schaltstromstöße werden damit sicher vermieden.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann bei der Drehstrom-Aus
führung auch mit einer Schaltgruppen-Erkennungseinrichtung
ausgerüstet sein, die eine Folgesteuerung zum zeitlich ver
setzten Bestromen der einzelnen Phasen aufweist. Wird nun
zunächst eine Phase mit großem Phasenanschnittwinkel und ent
sprechend kleinem Spannungseffektivwert beaufschlagt und da
bei eine Stromkontrolle vorgenommen, so kann im Falle, daß
kein Strom fließt darauf geschlossen werden, daß hier eine
Dreieckschaltung oder eine Sternschaltung ohne Mittelpunkt
leiter vorliegt. Es werden dann anschließend zwei Phasen be
stromt und aus dem sich einstellenden Stromfluß läßt sich er
mitteln, ob eine Dreieckschaltung vorliegt (bei größerem
Stromfluß) oder eine Sternschaltung, bei der durch Reihen
schaltung von zwei Wicklungen ein gegenüber der Dreieckschal
tung verminderter Strom fließen würde.
Fig. 3 zeigt in einer gegenüber Fig. 2 etwas detaillierterer
Form ein Blockschaltbild, in dem die vier auch in Fig. 2 dar
gestellten Funktionsblöcke erkennbar sind. Zu einem dieser
Funktionsblöcke zugehörige Unterblöcke sind durch strichli
nierte Umrandungen zusammengefaßt. Es sind auch hier die Ab
laufsteuerung 306a, die Phasenanschnittsteuerung 303a, die
Zündlogik 308a sowie die Strommeßeinrichtung 305a erkennbar.
Die Strommeßeinrichtung 305a beinhaltet drei Stromverstärker
312 bis 314 für die drei Phasen R, S, T. An diese
Stromverstärker sind in den einzelnen Phasen R, S und T
befindliche Stromwandler 315 bis 317 angeschlossen. An den
Stromwandler 315 ist außer dem Stromverstärker 312 noch eine
Blindstrommeßeinrichtung 318 sowie eine
Wirkstrommeßeinrichtung 319 angeschlossen.
An den Stromwandler 317 ist außer dem Stromverstärker 314
auch noch eine Blindstrommeßeinrichtung 320 und eine Wirks
trommeßeinrichtung 321 angeschlossen.
Zur Ablaufsteuerung 306a gehören die Blöcke 322 bis 328. In
dem Block 322 wird ein Netz-Einschaltimpuls erzeugt. Der
Block 323 beinhaltet eine Unterspannungserkennung. Wenn eine
Unterspannung oder der Ausfall einzelner Halbwellen vorliegt,
wird damit ausgeschaltet.
Der Block 324 beinhaltet eine Überstromerkennung. Diese ist
mit einem Pulspausenerzeugungs-Block 328 verbunden. Bei einem
Überstrom wird bei Pulsgruppenbetrieb die zwischen den ein
zelnen Pulsgruppen befindliche Pause durch die Höhe des Über
stromes beeinflußt, indem die Pulspausen bei größer werdendem
Überstrom entsprechend vergrößert werden.
Fig. 4 zeigt die im Block 328 enthaltene Schaltung. Sie weist
im wesentlichen ein zeitvariabel steuerbares Monoflop 329
sowie ein Und-Glied 330 auf. Ein an das Monoflop 329
angeschlossener Kondensator 331 wird in Abhängigkeit des
Überstromes über die Anschlüsse IR und IT auf eine entspre
chende Spannung proportional dem Überstrom aufgeladen. Der
Zeitablauf des Monoflops 329 ist von dieser Spannung abhängig
und das Monoflop liefert dementsprechend an seinem Ausgang
332 ein Signal zur Bestimmung der Pause zwischen
aufeinanderfolgenden Pulsgruppen, das proportional zur
Überstromgröße ist. An den Eingang 333 kann ein Netz-Ein
schaltsignal und an den Eingang 334 ein Überstrom-Ein
schaltsignal zur Aktivierung dieser Vorrichtung angelegt wer
den.
Der in Fig. 3 mit 325 bezeichnete Funktionsblock gehört eben
falls mit zur Ablaufsteuerung 306a. Die Innenschaltung dieses
Blockes 325 ist in Fig. 7 gezeigt. Bei Handeinstellbetrieb
steuert dieser Block 325 das Setzen der Remanenz und erzeugt
dazu die Zündsignale für das Bestromen der Referenz-Phase, im
vorliegenden Falle für die Phase T. Ein Kondensator 335, der
die Verzögerung zur Zündsignalerzeugung für den größer
werdenden Spannungseffektivwert steuert, wird bei jedem Null
durchgang der Phase T erneut auf die Spannung des Kondensa
tors 336 aufgeladen, dessen Spannung einer, ab dem Beginn des
Einschaltens fallenden Spannungsrampe, folgt. Dadurch wird
die Verzögerungs-Zeit des Monoflops 337 immer kürzer und
damit der Phasenanschnitt der Phase T immer größer. Wenn über
den Eingang 338 die Information ansteht, daß die Remanenz
gesetzt ist, werden über den Ausgang 339 keine Remanenz
setz-Pulse mehr erzeugt.
Die übrigen Bauelemente sind Verknüpfungsglieder zur Verar
beitung verschiedener Eingangssignale, die für den Funktions
ablauf erforderlich sind.
Der Funktionsblock 326 dient für eine erste Selbsteinstellung
der Vorrichtung, wobei zunächst ein Schaltgruppentest vorge
nommen wird. Hierbei wird, wie bereits vorbeschrieben, ermit
telt, welche Schaltgruppe angeschlossen ist.
Anschließend wird durch die Ablaufsteuerung festgestellt, ob
ein Leerlaufbetrieb oder ein Lastbetrieb vorliegt. Dies wird
ermittelt, indem eine Wirkstrommessung und eine Blindstrom
messung vorgenommen wird. Je nach Meßergebnis kann dann dar
auf geschlossen werden, ob ein Leerlaufbetrieb (im wesentli
chen nur Blindstrom) oder ein Lastbetrieb (mit Wirkstrom)
vorliegt.
Schließlich wird auch durch den Funktionsablauf überprüft, ob
ein Handeinstellbetrieb vorgesehen ist oder nicht.
Der Funktionsblock 327 ist für eine laufende Selbsteinstel
lung für den optimalen Zündzeitpunkt zum Erreichen der
optimalen Phasenanschnittwinkel im Einschaltmoment
vorgesehen. Dabei werden die Wirkströme und auch die
Blindströme gemessen. Wenn keine Wirkströme in den Phasen
auftreten herrscht Leerlaufbetrieb. Im Leerlaufbetrieb wird
polaritätsabhängig geprüft, ob die Blindströme um 10% größer
als die Ruheströme sind. Im Lastbetrieb wird
polaritätsabhängig geprüft, ob die Blindströme um 10% größer
als die Wirkströme sind. Werden jeweils Überschreitungen beim
Vergleichen registriert, so wird ein Steuersignal zum
Verkleinern der Abweichung abgegeben. Die laufende
Selbsteinstellung ist insbesondere beim Pulsgruppenbetrieb
mit variabler Scheinlast vorgesehen. Es wird dabei der
Blindstrom laufend gemessen und beim Überschreiten eines
vorgegebenen Wertes, insbesondere des momentanen
Wirkstromwertes, wird der Stromflußwinkel der jeweils ersten
eingeschalteten Spannungshalbwelle bei zu deren Polarität
gleicher Polarität des Blindstromimpulses verkleinert und bei
gegensätzlicher Polarität der Stromflußwinkel vergrößert.
Erwähnt sei noch, daß die Funktionsblöcke 326 und 327 Mikro
controller für die vorbeschriebenen Funktionen enthalten.
Der Funktionsblock 324 der Ablaufsteuerung 306a beinhaltet
noch eine Überstromerkennung.
Die Zündlogik 308a hat die Aufgabe, entsprechend der vorgese
henen Schaltgruppe Zündsignale weiterzugeben oder zu sperren.
Wie in Fig. 6 erkennbar, weist dieser Funktionsblock Zündsi
gnaleingänge 340 und 341 auf, die mit der Phasenanschnitt
steuerung 303a (Fig. 3) verbunden sind. Die Ausgänge 342 bis
344 sind die Zündsignalausgänge, die an die Zündelektroden
der Wechselstromschalter 302a, 302b und 302c geführt sind
(vgl. Fig. 2 und 3).
An den übrigen Anschlüssen des Funktionsblockes 308 stehen
Eingangssignale für die Funktionsbedingungen an.
Der Funktionsblock 303a bildet insgesamt die Phasenanschnitt
steuerung und dient zur Erzeugung der Zündsignale. Dies er
folgt in Abhängigkeit von Handeinstellparametern oder aber
in Abhängigkeit von Selbsteinstellparametern. Außerdem bein
haltet dieser Funktionsblock noch eine Überstromverriegelung.
Eine mögliche Schaltung der Phasenanschnittsteuerung 303a ist
in Fig. 5 wiedergegeben.
Zu der Phasenanschnittsteuerung 303a gehört noch ein Netzsyn
chronisationsblock 345 (Fig. 3). Mit 346 ist ein Netzteil be
zeichnet.
Die Fig. 11 zeigt Verläufe der Netzspannung 10 und des
primärseitigen Stromes 26 beim Einschalten eines
Transformators 1 mit einem Dimmer 2. Der Transformator 1
stellt ein mögliches induktivitätsbehaftetes
Stromversorgungsgerät dar, welches zum Beispiel auch durch
eine induktive Last gebildet werden kann.
Der Dimmer 2 weist eine durch das Diagramm 3 dargestellte
Rampenschaltung auf, durch die in der Zeit 4 die Spannung 5
von einem Wert 0 auf einen vorbestimmten Sollwert erhöht
wird. Solche bekannten Dimmerschaltungen sind im Zusammenhang
mit Transformatoren 1 insbesondere bei Niedervolt-Halogenbe
leuchtungseinrichtungen im Einsatz, bei denen eine Netzspan
nung 6 von zum Beispiel 220 Volt über den Transformator 1 auf
sekundärseitig zum Beispiel 24 Volt transformiert wird.
Der Dimmer 2 ist üblicherweise zum Beispiel mit einer trägen
1,6 Ampere-Sicherung 7 und dem Transformator 1 in Reihe ge
schaltet, wobei zur Messung der in den Fig. 11 und 13 darge
stellten Meßkurven ein Strommeßgerät 8 in Reihe eingebunden
ist und ein Spannungsmeßgerät 9 die Netzwechselspannung bzw.
die primärseitige Transformatorspannung erfaßt.
Die sinusformige Kurve zeigt die Netzwechselspannung 10, die
zu einem beliebigen Zeitpunkt 11 ausgeschaltet wird, der ins
besondere auch nicht mit dem Ende einer Halbwelle zusammen
fallen kann. In der Fig. 11 bedeutet die Schraffur zwischen
Abszisse und der Kurve 10, daß die Netzspannung von dem Span
nungsnetzgerät 9 erfaßt wird und somit an der primärseitigen
Wicklung des Transformators 1 anliegt.
Nach dem zufälligen Zeitpunkt 11 des Ausschaltens der Netz
spannung wird der Transformator 1 vor dem Ende der positiven
Halbwelle 14 der Netzspannung eingeschaltet, welche zu einem
Zeitpunkt 13 beginnt.
Die Hysteresekurve 15 des Transformators 1, d. h. das Induk
tions-Feldstärke-Diagramm, weist einen Punkt 16 auf, der die
von dem Ausschalten 11 herrührende Remanenz anzeigt. In dem
in Fig. 11 dargestellten Fall weist der Transformator 1 eine
positive Remanenz 16 auf. Die Rampenschaltung im Dimmer 2
schaltet in der eingeschalteten Halbwelle 14 einen kleinen
Anschnittwinkel 17 auf den Transformator 1 durch. Der
Anschnittwinkel 17 ist vor dem Übergang der positiven Halb
welle 14 in die negative Halbwelle 18 angeordnet. Dadurch
wird die Remanenz 16 des Transformators 1 weiter in die
positive Sättigung 19 verschoben, so daß ein kleiner
Einschaltspitzenstrom 20 auftritt. Durch den in der negativen
Halbwelle 18 auftretenden und gegenüber dem Anschnittwinkel
17 etwas größeren Anschnittwinkel 21 wird die Remanenz an den
Punkt 22 der Hysteresekurve 15 zurückverschoben. Der im
Winkelwert in der nächsten positiven Halbwelle 14′ weiter
ansteigende und damit in seiner Summe unsymmetrischer
Anschnittwinkel 23 treibt den Transformator 1 in der nächsten
positiven Halbwelle 14′ in die Sättigung der Remanenz 24, so
daß ein großer Inrush oder Einschaltspitzenstrom 25 auftritt.
Nach zwei weiteren Halbwellen 18′ und 14′′ ist wiederum ein
Überschuß an positivem Phasenanschnittwinkel aus der Summe
der Winkel 21′ und 23′ vorhanden, so daß ein noch größerer
Inrush 25′ auftritt, der die Sicherung 7 des Transformators
zerstört. Dieses Ansprechen der Sicherung tritt bei einem
Transformator 1 mit oder ohne angeschaltete Last auf.
Die Fig. 12 zeigt eine Schaltung zur Vermeidung von Ein
schaltspitzen 25 beim Einschalten eines Stromversorgungsgerä
tes mit einem festen, vorgegebenen Anschnittwinkel, zum Bei
spiel beim Aufdimmen eines Niedervolt-Halogen-Beleuchtungssy
stems, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die
Netzspannung 6 speist ein Netzteil 31, welches die positive
Betriebsspannung 32 und die negative Betriebsspannung 33 für
die in der Fig. 12 dargestellte Schaltung bereitstellt. Ein
Steckkontakt 27 ist mit Schaltungsmasse 34 verbunden, während
der andere Steckkontakt 28 über einen Netzschalter 35 an die
Primärwicklung 36 des Transformators 1 führt, an der sekun
därseitig eine Last 37 angeschaltet ist.
Der zweite primärseitige Steckkontakt des Transformators 1
ist über einen Wechselstromschalter 38 in Gestalt eines
Triacs, an dessen Stelle auch zwei Thyristoren eingesetzt
werden können, und ein Meßshunt 39, der zum Beispiel einen
Wert von 0,1 Ohm aufweist, an Schaltungsmasse 34 gelegt. Die
vom Netzteil 31 erzeugte positive Versorgungsspannung 32 lädt
über den Widerstand 40 einen Kondensator 41 gegen die Schal
tungsmasse 34 auf.
Somit liegt für die Aufladezeit des Kondensators 41 ein Pegel
Null-Signal auf der Leitung 42 an, welches durch einen
Inverter 43 in ein Netz-Ein-Signal 44 umgewandelt wird. Das
Netz-Ein-Signal 44 liegt an einem Setzeingang 45 eines Verzö
gerungsgliedes 46 an, dessen Invertieren der Ausgang 47 einen
Sollwertschalter 48 beaufschlagt. Das Verzögerungsglied 46
ist zum Beispiel auf eine Verzögerungszeit von 2 Sekunden
voreingestellt, so daß während der ersten zwei Sekunden nach
dem Einschalten der Netzspannung der Dimm-Sollwertschalter 48
offen bleibt. Gleichzeitig beaufschlagt das Netz-Ein-Signal 44
den Rücksetzeingang 49 eines weiteren Verzögerungsgliedes 50.
Das Netz-Ein-Signal 44 wird durch einen Inverter 52 inver
tiert, so daß ein Pegel-Null-Signal für die ersten Zehntel
Sekunden nach dem Netzeinschalten über eine Leitung 53 an ei
nem Eingang eines UND-Gatters 54 anliegt. Somit ist der Triac
38, welcher mit dem Ausgang des UND-Gatters 54 über eine
Steuerleitung 55 verbunden ist, in den ersten Zehntel Sekun
den nach dem Einschalten des Netzteiles nicht zündbar.
Das Netz-Ein-Signal 44 beaufschlagt weiterhin einen Setz
schalter 61, der mit seinem einen Schaltkontakt mit der posi
tiven Versorgungsspannung 32 verbunden ist. Der andere Kon
takt ist über einen Ladewiderstand 62 und einem Kondensator
63 mit Schaltungsmasse 34 verbunden. Der sich für eine Zeit
von zum Beispiel 0,1 Sekunde Netz-Ein-Signal schließende
Setzschalter 61 lädt über den Ladewiderstand 62 den Kondensa
tor 63 auf, der sich danach wieder über den Entladewiderstand
64 entlädt. Die Zeitkonstante des RC-Gliedes 63, 64 beträgt
zum Beispiel ca. zwei Sekunden. Somit liegt kurz nach dem
Einschalten des Netzteiles 31 eine positive Spannung an einem
Analogkomparator 65 über die Leitung 66 an.
Der andere Eingang des Analogkomparators 65 ist mit dem Aus
gang eines Sägezahngenerators 67 verbunden, der über zwei
Netznulldurchgangserkennungsschaltkreise 68 und 69 gestartet
wird.
Der positive Netznulldurchgangserkennungsschaltkreis 68 lie
fert einen Nadelimpuls 71 bei positiven Nulldurchgängen der
Netzspannung und der negativen Netznulldurchgangserkennungs
schaltkreis 69 erzeugt Nadelimpulse 72 bei negativen Durch
gängen der Netzwechselspannung 10. Die Nadelimpulse 71 und 72
liegen an einem ODER-Gatter 73 an, so daß auf der Leitung 74
Nadelimpulse bei jedem Nulldurchgang der Netzwechselspannung
10 an dem Steuereingang des Sägezahngenerators 67 auftreten.
Der zeitliche Verlauf der Netzwechselspannung 10 ist auf der
Abszisse 80 über mehrere Perioden aufgetragen. Die Nadelim
pulse 71 und 72 liegen um die Nulldurchgänge der Netzwechsel
spannung 10. Das Ausgangssignal 81 des Sägezahngenerators
weist eine positive Steigung auf, die vom Spannungswert 0
Volt beim Start der Rampe bis zu einer vorgegebenen Maximal
spannung 82 verläuft, bei welcher sie durch den nächsten
Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 wieder zurückgesetzt
wird. Das auf der Leitung 66 anliegende Kondensatorspan
nungssignal fällt über mehrere Perioden leicht ab, wobei es
in der Spannung ca. ein Drittel des Anfangswertes nach unge
fähr zwei Sekunden oder hundert Netzwechselspannungsperioden
erreicht.
Im Analogkomparator 65 wird die Spannung des Kondensators 63
mit der jeweiligen Spannung der Rampe 81 des Sägezahngenera
tors 67 verglichen und, falls die Spannung des Sägezahngenera
tors 67 größer ist, ein Pegel Eins-Signal 83 ausgegeben, wel
ches mit dem invertierten Netz-Ein-Signal auf der Leitung 53
im UND-Gatter 54 nach der Einschaltverzögerung zu einem Zünd
signal auf der Leitung 55 für den Triac 38 führt, so daß ein
stetig wachsender Anschnitt 84, 85 und 86 vor jedem Null
durchgang der Netzwechselspannung entsteht. Nachdem die Span
nung 10 im Nulldurchgang der Netzwechselspannung auf 0 abge
fallen ist, sperrt der Triac 38 bis zum nächsten Zündsignal.
Dadurch daß sich der Kondensator 63 über den Entlagewider
stand 64 entlädt, sinkt die Spannung in einem zeitlichen Ver
lauf ab und der Anschnittwinkel 84, 85 und 86 vergrößert
sich. Dadurch ergibt sich nach einer ungeraden Anzahl von
Nulldurchgängen, d. h. nach einem Anschnitt 84, 86 oder im
zeitlichen Abstand jeweils einer weitere Vollwelle ein klei
ner Inrush oder Einschaltspitzenstrom 20 gemäß Fig. 11 bzw.
107 gemäß Fig. 12, der durch eine Spannungsmessung über dem
Meßshunt 39 in dem positiven Stromwandler 87 bzw. in dem ne
gativen Stromwandler 88 erkennbar ist.
Die Ausgänge der Stromwandler 87 und 88 sind über jeweils
einen Widerstand 89 an einen virtuellen Nullpunkt 90 ange
schlossen, der über einen Offset-Widerstand 91 an die nega
tive Betriebsspannung 33 angeschlossen ist. Dadurch erhält
ein an den virtuellen Nullpunkt 90 angeschlossener Analogkom
parator 92 nur dann ein positives Signal, wenn der positive
Stromwandler bzw. der negative Stromwandler ein genügend
großes Signal abgeben. Dies hängt von dem Widerstand 91 ab.
Vorzugsweise überschreitet das den Analogkomparator 92 beauf
schlagende Signal den Pegel 0 bei dem 1,5fachen des Nenn
stromes 26 im Primärkreis des Transformators 1.
Dieser Fall ist durch den in der Fig. 12 dargestellten klei
nen Einschaltspitzenstrom 107 gegeben, so daß in diesem Falle
ein Pegel Eins-Signal 93 an das Verzögerungsglied 50 weiter
geleitet wird, daß nach dem zwischenzeitlichen Aufladen des
Kondensators 41 und dem resultierenden Pegel Null-Signal am
Eingang 49 setzbar ist. Daraufhin versetzt das Verzögerungs
glied 50 den Setzschalter 96 in einen leitenden Zustand für
ca. eine Zehntel Sekunde, so daß das Zeitglied läuft. Der Re
manenz-Setzschalter 96 ist mit seinem einen Kontakt an ein
Potentiometer 97′, 98 angeschlossen, das zwischen der positi
ven Betriebsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 angeordnet
ist. Dieses niederohmige Potentiometer 97′, dessen Ausgangs
spannungswert fest voreinstellbar ist, setzt die Spannung des
Kondensators 63, der an dem anderen Kontakt des Remanenz-Setzschalters
96 angeschlossen ist, auf eine vorbestimmte
Spannung, die im Spannungsverlauf des Kondensators 63 durch
den Kurvenabschnitt 97 gekennzeichnet ist. Für dieses Entla
den des Kondensators ist üblicherweise eine Verzögerungszeit
von 0,001 Sekunden ausreichend.
Bei der nächsten Rampe 81′ des Sägezahngenerators 67 wird so
mit ein großer Anschnittwinkel 198 erzeugt, der in der in
Fig. 12 gezeigten Darstellung ca. 135° umfaßt. Der An
schnittwinkel 198 liegt immer im Winkelbereich zwischen 90°
und 180°, wobei der letztere Wert einer vollen negativen
Halbwelle entspricht. Durch diesen durch den Spannungswert
des Potentiometers 97′, 98 voherbestimmten Anschnittwinkel
wird die Remanenz des Transformators 1 in der Hysteresekurve
15 definiert gesetzt, so daß im Anschluß daran der Sollwert
schalter 48 zum Dimmbetrieb geöffnet werden kann. Das kann
sofort geschehen, wird aber vorteilhafterweise nach dem Ab
lauf des Verzögerungsgliedes 50 nach 0,1 Sekunden getan.
Der Sollwertschalter 48 ist über einen Widerstand 98′′ in
Reihe mit dem Kondensator 63 verbunden und umfaßt ein vom Be
diener einstellbares Potentiometer 99, mit dessen Hilfe die
Spannung des Kondensators 63 zwischen der positiven Versor
gungsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 einstellbar ist,
so daß sich ein vom Bediener festgelegter Plateaubereich 100
in der Spannung des Kondensators 63 ergibt, so daß in der
folgenden Halbwelle immer der gleiche vorbestimmte und
symmetrische Anschnittwinkel 110 verwendet wird, der zu dem
gewünschten gedimmten Zustand des Transformators 1 und der an
diesem angeschlossenen Last führt. Durch die Verwendung des
Widerstandes 98′′ kann sich der neue Dimmsollwert langsam
einstellen und dabei keinen neuen Inrush bilden.
In der Fig. 12 ist zur besseren Darstellung der die Remanenz
setzenden Vorgänge eine Hysteresekurve 15 dargestellt, in die
die Remanenzpunkte 105, 106, 107 und 108 eingezeichnet sind,
die der Remanenz des Transformators 1 zu entsprechenden Null
durchgängen 105, 106, 107 und 108 der Netzwechselspannung 6
zugeordnet sind. Ausgehend von einer positiven Remanenz 105
im ersten Anschnitt 84 wird die Remanenz durch den entgegen
gesetzt gerichteten Anschnitt 85 zum Hysteresepunkt verscho
ben, um dann durch den positiven, den negativen Anschnittwin
kel überwiegenden Winkel 86 in die Sättigung 107 verschoben
zu werden, wodurch sich ein kleiner, die Schaltung nicht ge
fährdender Einschaltspitzenstrom ergibt. Der Einschaltsspit
zenstrom erzeugt durch die Komparatorschaltung 92 einen vor
bestimmten Anschnittwinkel 198, der die Remanenz in einen de
finierten vorbestimmten Punkt 108 setzt, so daß anschließend
der durch das Drehknopf-Potentiometer 99 vorbestimmte Dimmzu
stand 100 einstellbar ist.
Diese an einem Einphasennetztransformator vorgestellte Schal
tung kann auf ein mehrphasiges induktionsbehaftetes Stromver
sorgungsgerät erweitert werden, wobei in den weiteren Zweigen
S, R und T jeweils in den durchgehenden Leitungen weitere
Wechselstromschalter 38 vorgesehen sind, die vorzugsweise
über Potentialtrennen der Optokoppler angesteuert werden.
Die Fig. 13 zeigt Signalverläufe beim Einschalten des Trans
formators 1 mit einem Dimmer 2. Die Netzspannung 10 ist zu
einem Zeitpunkt 11 abgeschaltet worden, als sie sich in einer
positiven Halbwelle 14 befand. Damit ist die Remanenz 16 po
sitiv gesetzt und durch die Anschnitte 17, 21 und 23 in die
Sättigung verschoben, so daß die in der Fig. 12 dargestellte
Schaltung auf den kleinen Einschaltspitzenstrom 20 reagiert
und einen einmaligen großen negativen Anschnittwinkel 198 er
zeugt, um die Remanenz definiert zu setzen, da der Strom das
1,5fache des Nennstromes überschritten hat. Anstelle dieses
durch den Komparator 89, 91 und 92 voreingestellte Schwelle
des 1,5fachen des Nennstromes kann zum Beispiel auch das
5fache des Nennstromes als Auslöseschwelle verwendet werden.
Beim Ausschalten der Netzspannung zu einem Zeitpunkt 11′ zu
Beginn einer positiven Halbwelle 14′ weist die Remanenz dage
gen einen negativen Wert auf, der sich durch die Anschnitte
17, 21 und 23 symmetriert, so daß der Sollanschnittwinkel 110
ohne das Auftreten eines Einschaltspitzenstromes 25 beim
primärseitigen Strom 26 erreicht wird.
Die bipolaren und größer werdenden Anschnitte weisen bis zur
Erreichen der symmetrischen Soll-Anschnittwinkel 110 eine
Asymmetrie auf. Wenn die Polarität des ersten Anschnittes der
Remanenzpolarität entgegengesetzt ist, erfaßt der Komparator
92 keine Ströme, die über den Nennstrom 26 der Schaltung der
Fig. 12 hinausgehen, so daß der Soll-Anschnittwinkel 110 nach
einer gewissen Anzahl von im Winkelwert aufsteigenden,
gleichgepolten Anschnitten erreicht wird. Nach dem Ablauf der
Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 46 wird der Soll
wertschalter 48 eingeschaltet.
Ist jedoch die Polarität der durch den Zeitpunkt des Aus
schaltens 11 gegebenen Remanenz und des ersten Anschnittes 17
gleich, so intergrieren sich die Einschaltströme auf, so daß
nach einer durch die Eigenschaften des Transformators 1 gege
benen Anzahl von Anschnitten der Primärkreisstrom 26 über den
vorbestimmten Wert des Nennstromes hinausgeht und dieser Ein
schaltspitzenstrom 25 von zum Beispiel des 1,5fachen des
Nennstromes 26 zu einem einmaligen, Remanenz setzenden An
schnitt mit einem großen Winkel 198 führt. Dieser Anschnitt
winkel 198 ist größer als 90° und kann auch die ganze Halb
welle, also 180° umfassen. Dieser durch das Potentiometer
97′ und 98 voreingestellte Anschnittwinkel 198 ist für den
verwendeten Transformator 1 typisch.
Natürlich kann die Schaltung der Fig. 12 auch in einer ent
sprechend anders gepolten Weise aufgebaut werden, so daß der
erste Anschnittwinkel 17 vor einem positiven Nulldurchgang
einer negativen Halbwelle auftritt und ein dementsprechend
anders gepolter Einschaltspitzenstrom 25 zum Ansprechen des
Komparators zur Erzeugung der Remanenz setzenden Halbwelle
führt. Diese Halbwelle mit dem Anschnittwinkel 198 ist dann
entsprechend in einer positiven Halbwelle 14 angeschaltet.
Die Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur
Wechselstrom-Einschaltbegrenzung gemäß einem weiteren Ausfüh
rungsbeispiel, das eine Unterstrom- und Überstromschutzschal
tung umfaßt. Gleiche Merkmale sind mit gleichen Bezugszeichen
gekennzeichnet. Im folgenden wird auf die Unterschiede zu der
in der Fig. 12 dargestellten Vorrichtung eingegangen.
Das Netzteil 31 stellt die positive Betriebsspannung 32 ge
genüber Masse 34 zur Stromversorgung der in der Schaltung
eingesetzten elektronischen Komponenten bereit und beauf
schlagt den Sägezahngenerator 67 mit der negativen Betriebs
spannung 33. Ein schnelles Netz-Aussignal beaufschlagt den
Transistor 270, der den Kondensator 41 schnell entlädt, damit
immer ein neues Netz-Einsignal erzeugt werden kann, auch wenn
kurz hintereinander aus- und eingeschaltet wird. Der negative
Netznulldurchgangserkennungsschaltkreis 69 weist einen Symme
trierschaltkreis 271 zum Nullabgleich auf.
Das UND-Gatter 54 ist durch ein invertierendes UND-Gatter 254
ersetzt, das den Triac 38 über einen Optokoppler 201 ansteu
ert, der eine gegen die positive Versorgungsspannung 32 ge
schaltete LED 202 aufweist. Die Steuerelektrode 255 des Triac
38 ist über einen Widerstand 203′ mit dem Optokoppler 201
verbunden, dessen anderer Steckkontakt elektrisch an den
Transformator 1 angeschlossen ist.
Der analoge Komparator 92 verfügt über zwei Eingänge 203 und
204. Der Eingang 203 wird wie in der Schaltung gemäß der Fig.
12 von den Ausgangssignalen der Stromwandler 87 und 88 beauf
schlagt, während der Eingang 204 mit einem voreinstellbaren
Potentiometer 205 verbunden ist, mit dem eine Spannung zwi
schen der positiven Betriebsspannung 32 und Schaltungsmasse
34 abgreifbar ist. Durch das Potentiometer 205 wird die Span
nungsschwelle eingestellt, ab der der Analogkomparator 92 ein
durch die Stromwandler 87 bzw. 88 erzeugtes Spannungssignal
als zu hoch und damit als Überstromsignal ausgibt. Die mit
dem Potentiometer eingestellte Schwellspannung entspricht zum
Beispiel einem 1,5fachen bis 7fachen des Nennstromes.
Der Ausgang des positiven Stromwandlers 87 ist über einen
Spannungsteiler 210 mit Eingängen von
Über/Unterstromkomparatoren 211 und 212 verbunden, deren
zweite Eingänge über ein Potentiometer 213 parallel zu dem
Meßshunt 39 und der Primärwicklung des Transformators 1 ange
ordnet sind. In Reihe mit dem Potentiometer 213 ist ein Wi
derstand 214 und eine Diode 215 geschaltet. Eine Kapazität
218 ist parallel zu dem Potentiometer 213 angeordnet. Diese
Sollstromerkennungsschaltung 216 verfügt an ihrem zu den
Komparatoren 211 und 212 führenden Ausgang 217 über ein Soll
stromsignal, das in den Komparatoren 211, 212 mit dem über
den Spannungsteiler 210 angepaßten Ist-Stromsignal verglichen
wird. Damit funktioniert die Über- bzw. Unterstromerkennung
auch bei angeschnittenen Halbwellen.
Der Überstromkomparator 211 gibt beim Auftritt eines Über
stromes ein Lastfehlersignal 221 aus, das ein ODER-Gatter 222
und über dies den Setzeingang eines Flip-Flops 223 beauf
schlagt. Das Flip-Flop 223 gibt über seinen Ausgang 224 ein
Überstromlastfehlersignal aus, das zum Beispiel über eine
Leuchtdioden-Widerstandskombination 225, 226 gegenüber Masse
34 anzeigbar ist.
Der Analogkomparator für Unterstrom 212 erkennt ein Unter
stromsignal, das zum Beispiel dann vorliegen kann, wenn Lam
penverbindungen eines Niedervoltbeleuchtungssystems die
stromführenden Drähte schlecht kontaktieren. Der dann entste
hende zusätzliche Widerstand senkt den Ist-Strom ab. Die Ge
fährlichkeit eines solchen Unterstromes liegt in der Brandge
fahr an den sich aufheizenden schlecht kontaktierenden Ver
bindungsstellen.
Das bei einem Über- bzw. Unterstrom an dem invertierenden
Ausgang 228 des Flip-Flops 223 anliegende Signal beaufschlagt
das den Triac 38 schaltende invertierenden UND-Gatter 254, so
daß beim einem Lastfehler sowohl bei Überstrom als auch bei
Unterstrom der Dimmer abgeschaltet wird.
Der bei einer bevorzugten Ausgestaltung eingesetzte Schalter
230 gestattet beim Auftreten eines Unterstromes eine be
stimmte Wahl zwischen einem automatischen Abdimmen und dem
oben beschriebenen Ausschalten. Ist der Schalter, entgegen
der Darstellung in der Fig. 14 auf die Leitung 232 geschal
tet, die das ODER-Glied 222 beaufschlagt, so wird ein Unter
strom-Lastfehlersignal 228 den Dimmer abschalten. In dem in
der Fig. 14 dargestellten Fall beaufschlagt das Ausgangssi
gnal des Analogkomparators für Unterstrom 212 ein Unterstro
merkennungs-Flip-Flop 235, dessen Ausgang mit einer weiteren
Widerstands-Leuchtdiodenkombination 225, 226 einen Unterstrom
optisch anzeigt und weiterhin durch das Pegel-Eins-Signal auf
der Leitung 236 den Teillastschalter 237 schließt, durch den
ein voreingestelltes Potentiometer 273 den Dimmer auf einen
kleineren Helligkeitswert herunterregelt, in dem die Spannung
des Kondensators 63 auf einem großen Spannungswert festgehal
ten wird. In Reihe mit dem Schalter 237 ist ein Widerstand
274 von zum Beispiel 100 Kiloohm angeordnet, damit die Ände
rung des Anschnittes langsam vollzogen wird.
Dann ist das vom Analogkomparator 65 erzeugte Pegel Eins-Si
gnal vor dem Nulldurchgang der Halbwellen der Netzspannung
kurz und damit der regelmäßige Anschnittwinkel, der die
Stromflußdauer und damit die Helligkeit zum Beispiel einer
Halogenleuchte bestimmt. Damit ist es möglich, zum Beispiel
bei Gewerberäumen, trotz einem Unterlastfehler eine ungefähr
liche Notbeleuchtung durch einen kleinen Anschnittwinkel auf
rechtzuerhalten.
Gleichzeitig ist der invertierende Ausgang 240 des Unterstro
merkennungs-Flip-Flops 235 mit einem UND-Gatter 241 verbun
den, das hinter dem Ausgang 47 des Monoflops 46 angeordnet
ist, so daß der Sollwertschalter 48 offengehalten wird, also
im Falle eines Unterstromes sperrend ist, damit dann vom
Potentiometer 273 der Teil-Anschnitt bestimmt wird. Die Rese
teingänge der Flip-Flops 223 und 235 sind mit dem Ausgang des
Monoflops 46 verbunden, so daß sie durch das am Eingang 45
des Monoflops 46 anliegende Netzeinsignal zurückgesetzt wer
den.
Der Meßshunt 39 kann zum Beispiel einen Widerstandswert von
0,1 Ohm aufweisen. Der in Reihe mit dem Sollwertschalter 48
vorgesehene Widerstand kann einen Wert von zum Beispiel 220
Kiloohm und das vom Bediener einstellbare Potentiometer 99
einen maximal einstellbaren Widerstandswert von 20 Kiloohm.
Das Anschnittwinkeleinstellpotentiometer 97 weist ebenfalls
einen maximalen Widerstandswert von 20 Kiloohm auf. Der Lade
widerstand 62 verfügt über einen Widerstand von 10 Kiloohm
und der Entladewiderstand 64 über einen Widerstandswert von
1 Megaohm.
Fig. 15 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung,
wobei die hier gezeigte Schaltung zum Remanenzsetzen mit uni
polar angeschnittenen Halbwellen arbeitet.
Auch diese Schaltung kann beim Aufdimmen eines Niedervolt-Ha
logen-Beleuchtungssystems oder zum Einschalten zum Beispiel
eines Schweißtransformators eingesetzt werden.
Die Netzspannung 6 speist ein vorteilhafterweise eisenloses
Netzteil 31, welches ′die positive Betriebsspannung 32 für die
in Fig. 15 dargestellte Schaltung bereitstellt. Ein Steckkon
takt 27 ist mit Schaltungsmasse 34 verbunden, während der an
dere Steckkontakt 28 zum einen über einen Netzschalter 35 an
das Netzteil 31 und zum anderen an die Primärwicklung 36 des
Transformators 1 führt, an den sekundärseitig eine Last 37
angeschaltet ist.
Der zweite primärseitige Steckkontakt des Transformators 1
ist über einen Wechselstromschalter 38 in Gestalt eines
Triacs, an dessen Stelle auch zwei Thyristoren eingesetzt
werden können, und einen Meßshunt 39, der zum Beispiel einen
Wert von 0,01 bis 0,1 Ohm aufweist, an Schaltungsmasse 34 ge
legt.
Das Netzteil 31 erzeugt ein schnelles und dynamisches
Netz-Ein-Erkennungssignal, welches an der Basis eines Transistors
40′ anliegt, der einen zur Mitte und Kollektor parallel ge
schalteten Kondensator 41 zwischen positiver Betriebsspannung
32 und Schaltungsmasse 34 schnell entlädt. Das Netz-Ein-Er
kennungssignal, welches gewährleistet, daß der Wechselstrom
schalter erst eingeschaltet wird, wenn alle Schaltungskompo
nenten eine gesicherte Stromversorgung aufweisen, ist eben
falls ein Pegel-Eins-Signal, wenn die Spannungsvergleichsein
richtung des Netzteiles 31 eine Versorgungsunterspannung er
kennt.
Die vom Netzteil 31 erzeugte positive Versorgungsspannung 32
lädt den Kondensator 41 über den Widerstand 40, zum Beispiel
in 200 Millisekunden, gegen die Schaltungsmasse 34 auf. Somit
liegt für die Aufladezeit des Kondensators 41 ein Pegel Null
signal auf der Leitung 42 an. Das Pegel Null-Signal wird
durch einen Inverter 43 in ein Netz-Ein-Signal 44 umgewan
delt. Das Netz-Ein-Signal 44 liegt über einen Inverter 52 an
einem Freigabe- und Sperreingang 145 einer Anschnittsteuer
schaltung 146 an.
Die Anschnittsteuerschaltung 146 kann zum Beispiel durch den
integrierten Schaltkreis TCA 785 der Firma Siemens realisiert
sein. Die Anschnittsteuerschaltung 146 ist über die Leitung
147 mit der Schaltungsmasse 34 und über die Leitung 147′ mit
der positiven Betriebsspannung 32 verbunden. Der Steckkontakt
28 ist über den Hauptschalter 35 und einen RC-Schaltkreis 148
mit dem Synchronisationseingang 169 der Anschnittsteuerschal
tung 146 verbunden.
Der RC-Schaltkreis 148, der insbesondere aus einer Parallel
schaltung von einem Widerstand 148′ und einem Kondensator
148′′ aufgebaut ist, simuliert eine einige Winkelgerade vor
auseilende Netzspannung an einem Synchronisationseingang 169
der Anschnittsteuerung 146, damit die Thyristorfreiwerdezeit
am Ende jeder Netzhalbwelle kompensiert wird und deshalb das
Zündsignal etwas vor der eigentlichen Netzhalbwelle endet.
In der Anschnittsteuerschaltung 146 ist ein Rampengenerator
vorgesehen. Die maximale Spannung und das Abfallverhalten der
zum Beispiel in Sägezahnform vorliegenden Signalrampen ist
mit dem Rampenwiderstand 149 und dem Rampenkondensator 149′
einstellbar.
In der Anschnittsteuerschaltung 146 ist desweiteren ein
Komparator vorgesehen, in dem kontinuierlich das
Rampenspannungssignal mit einem auf der Steuerleitung 150
anliegenden 14560 00070 552 001000280000000200012000285911444900040 0002004108106 00004 14441Spannungssteuersignal verglichen wird.
Dieser Vergleich findet dann statt, wenn am Freigabe- bzw.
Sperreingang 145 ein Pegel-Eins-Signal anliegt. Sobald das
die Anschnittsteuerschaltung 146 auf der Steuerleitung 150
beaufschlagende externe Spannungssignal kleiner als die
monoton wachsende Rampen- bzw. Sägezahnspannung wird, wird in
einer positiven Halbwelle 114 der Netzwechselspannung 10 ein
Schaltimpuls auf der positiven Schaltleitung 153 und in einer
negativen Halbwelle 118 der Netzwechselspannung 10 ein
Schaltimpuls auf der negativen Schaltleitung 154 ausgegeben.
Die Impulsdauer wird durch die Beschaltung der Impulsdauer
längensteuerleitung 155 mit Schaltungsmasse 34 derart defi
niert, daß die Impulslänge immer bis zum Nulldurchgang der
gerade anliegenden Halbwelle 114 oder 118 verlängert wird. Da
mit Schaltimpulsen auf den Leitungen 153 und 154 der Triac 38
gezündet wird und verhindert werden muß, daß ein noch im
Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 vorliegender Impuls
auf den Leitung 153 bzw. 154 den Triac zünden kann, ist der
eine vorauseilende Netzspannung 10 simulierende
RC-Schaltkreis 148 vor dem Synchronisationseingang der
Anschnittsteuerschaltung angeordnet worden. Somit endet der
auf den Leitungen 153 bzw. 154 anliegende Impuls sicher
einige Grade vor dem jeweiligen Nulldurchgang der
Netzwechselspannung 10.
Die negative Schaltleitung 154 der Anschnittsteuerschaltung
146 ist mit einem Eingang eines ODER-Gatters 156 verbunden,
dessen Ausgang über einen Widerstand 157 und/oder zum Bei
spiel einen Optokoppler an die Steuer- und Zündelektrode 158
des Triacs 38 angeschlossen ist.
Das oben beschriebene Netz-Ein-Signal 44 beaufschlagt wei
terhin einen Setzschalter 61, der mit seinem einen Schalt
kontakt mit der positiven Versorgungsspannung 32 verbunden
ist. Der andere Kontakt ist über einen Ladewiderstand 162 und
einen Kondensator 163 mit Schaltungsmasse 34 verbunden. Der
sich für eine Zeitdauer von zum Beispiel 0,1 Sekunden
Netz-Ein-Signal schließende Setzschalter 61 lädt über den
Ladewiderstand 62 den Kondensator 63 auf, der sich danach
wieder über den Entladewiderstand 64 entlädt. Die Zeitkon
stante des RC-Gliedes 63, 64 beträgt zum Beispiel ca. 0,5
Sekunden. Somit liegt kurz nach dem Einschalten des Netz
teiles 31 über die Leitung 166 eine positive Spannung auf der
Steuerleitung 150 an, deren Signal in der Anschnitt
steuerschaltung 146 mit dem Rampenspannungssignal verglichen
wird.
Damit wird nach der Freigabe 145 der Anschnittsteuerschaltung
146 der Triac 38 mit seinem Winkel immer größer werdenden
negativen Anschnitten gezündet, so daß das induktivi
tätsbehaftete Stromversorgungsgerät 1 langsam mit den
unsymmetrischen, nur negativen Anschnitten in die Sättigung
getrieben wird. Die Anschnitte könnten auch einen konstanten
Winkelwert aufweisen. Dieser einfachere Schaltungsaufbau
gewährleistet bei bestimmten verlustreichen Transformatoren 1
unter Umständen nicht, daß die einen kleinen Ein
schaltspitzenstrom 25 hervorrufende Sättigung 124 sicher
erreicht wird.
Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators weist eine positive
Steigung auf, die vom Spannungswert 0 Volt beim Start der
Rampe bis zu einer vorgegebenen Maximalspannung verläuft, bei
welcher sie durch den nächsten Nulldurchgang der
Netzwechselspannung 10 wieder zurückgesetzt wird, der etwas
vorauseilend am Synchronisationseingang 169 der Anschnitt
steuerschaltung 146 anliegt. Das auf der Leitung 166 anlie
gende Kondensatorspannungssignal fällt über mehrere Perioden
ab. Im Analogkomparator wird die Spannung des Kondensators 63
mit der jeweiligen Spannung der Rampe des Sägezahngenerators
verglichen und falls die Spannung des Sägezahngenerators
größer ist, ein Pegel Eins-Signal auf der Leitung 154
ausgegeben, welches zu einem Zündsignal über das ODER-Gatter
156 an der Steuerelektrode 158 für den Triac 38 führt, so daß
ein stetig wachsender Anschnitt vor jedem zweiten
Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 entsteht.
Bei Erreichen der Sättigung 119 des Transformators 1 tritt
nach der nächsten angeschnittenen negativen Halbwelle ein
Einschaltspitzenstrom 25 auf, der durch eine Spannungsmessung
über dem Meßshunt 39 in dem negativen Stromwandler 88
erkennbar ist.
Der Ausgang des negativen Stromwandlers 88 ist über einen Wi
derstand 89 an einen Eingang eines Analogkomparators 92 ange
schlossen. Der andere Eingang 190 ist über einen Span
nungsteiler-Widerstand 91 an die positive Betriebsspannung 33
über einen Spannungsteilerwiderstand 91′ an Schaltungsmasse
34 angeschlossen. Der Analogkomparator 92 erzeugt nur dann
ein positives Ausgangssignal, wenn der negative Stromwandler
88 ein genügend großes positives Signal abgibt. Diese
Schwellen-Signalhöhe hängt von dem vorherbestimmten
Verhältnis der Widerstände 91 und 91′ zueinander ab. Vor
zugsweise ist das am Eingang 191 des Analogkomparators 92
anliegende Vergleichsspannungssignal derart eingestellt, daß
am Ausgang des Analogkomparators 92 ein positives, auf einen
kleinen Einschaltspitzenstrom hin deutendes Ausgangssignal
dann anliegt, wenn im Primärkreis des Transformators 1 ein im
Wert zwischen dem 2fachen und 10fachen des Nennstromes 126
liegender Strom auftritt.
Der Ausgang 92′ des Analogkomparators 92 ist mit dem Setzein
gang 193 eines Flip-Flop-Gliedes 51 verbunden, das durch die
aufsteigende Signalflanke geschaltet wird. Der Ausgang 94 des
Flip-Flop-Gliedes 51 ist mit dem Steuereingang eines
Schalters 196 verbunden. Der Schalter 196 verbindet die
Schaltungsmasse 34 über einen Widerstand 197 mit dem RC-Glied
63, 64, mit dem die Vergleichssteuerspannung festsetzbar ist.
Durch Schließen des Schalters 196 beim Auftreten eines
Überstromes wird der Kondensator 63 schnell entladen, wodurch
ein Zündsignal auf der positiven Schaltleitung 153 sofort zu
Beginn der unnmittelbar folgenden positiven Halbwelle
anliegt, das einen Eingang eines UND-Gatters 95 beaufschlagt.
Gleichzeitig beaufschlagt das Pegel-Eins-Ausgangssignal 194
des Flip-Flops 51 den anderen Eingang des UND-Gatters 95,
wodurch ein Pegel-Eins-Ausgangssignal des UND-Gatters 95 an
einem zweiten Eingang des ODER-Gatters 56 anliegt, so daß das
durchgeschaltete Pegel-Eins-Signal den Triac 38 in der
positiven Halbwelle 114 mit einem Winkel von 1700 bis 1800
zünden kann.
Außerdem beaufschlagt das Netz-Ein-Signal 44 den Rück
setzeingang 49 des Flip-Flop-Gliedes 51, so daß das oben be
schriebene Remanenzsetzen jeweils nach jedem Netz-Ein- bzw.
Unterstromerkennungssignal des Netzteiles 31 durchführbar
ist.
An dem invertiertem Ausgang des Flip-Flops 51 ist eine Lu
mineszenzdiode 198 über einen Schutzwiderstand 198′ an Schal
tungsmasse 34 geschaltet. Die Leuchtdiode 198 leuchtet als
Hinweis für einen Benutzer, solange das Remanenzsetzen nicht
stattgefunden hat.
Es kann ein weiterer in der Zeichnung nicht dargestellter
Sollwertschalter mit seinem einen Kontakt an ein
Potentiometer angeschlossen sein, das zwischen der positiven
Betriebsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 angeordnet
ist. Dieser zusätzliche Setzschalter wird über ein Verzöge
rungsglied erst dann geschlossen, wenn das Remanenzsetzen
durchgeführt wurde.
Dieser zusätzliche Dimm-Sollwertschalter ist über einen Wi
derstand in Reihe mit dem Kondensator 163 verbunden und um
faßt ein vom Bediener einstellbares Potentiometer, mit dessen
Hilfe die Spannung des Kondensators 163 zwischen der
positiven Versorgungsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34
einstellbar ist, so daß sich ein vom Bediener festgelegter
Plateaubereich in der Spannung des Kondensators 163 ergibt,
so daß in den folgenden Halbwellen immer der gleiche vorbe
stimmte und symmetrische Anschnittwinkel verwendet wird, der
zu dem gewünschten gedimmten Zustand des Transformators 1 und
der an diesem angeschlossenen Last führt.
Die in Fig. 15 an einem Einphasennetztransformator vorge
stellte Schaltung kann auf ein mehrphasiges, induktivitäts
behaftetes Stromversorgungsgerät erweitert werden, wobei
mindestens in zwei weiteren Zweigen der Zweige R, S und T
jeweils in den durchgehenden Leitungen weitere Wechsel
stromschalter 38 vorgesehen sind, die vorzugsweise über po
tentialtrennende Optokoppler von jeweils einer eigenen An
schnittsteuerschaltung 146 angesteuert werden.
Die Fig. 16 zeigt Signalverläufe beim Einschalten des
Transformators 1 mit einer Vorrichtung gemäß einem Ausfüh
rungsbeispiel der Erfindung. Die Netzspannung 10 ist zu einem
beliebigen, in der Zeichnung nicht dargestellten Zeitpunkt
abgeschaltet worden. Die Remanenz ist dadurch beliebig
positiv oder negativ gesetzt und wird durch die negativen, im
Stromfluß-Winkelwert monoton steigenden Anschnitte 117, 121
und 123 in die Sättigung verschoben, so daß die in der Fig.
15 dargestellte Schaltung auf den kleinen Ein
schaltspitzenstrom-Impuls 25 reagiert, da der Strom das z. B.
2fache des Nennstromes überschritten hat und einen großen
positiven Anschnittwinkel 198′ erzeugt, dem weiter in beiden
Halbwellenpolaritäten große Winkel oder auch durch
anschließend selbsttätige langsame Änderungen des großen
Winkels auch wieder kleinere Anschnittwinkel folgen können.
Anstelle dieser, durch den Komparator voreingestellte
Schwelle des 2fachen des Nennstromes kann zum Beispiel auch
das 0,5fache oder das 5fache des Nennstromes als
Auslöseschwelle verwendet werden.
Die Transformator-Remanenz war in Fig. 16 im Prinzip nach dem
zweiten negativen Anschnitt 121 richtig gesetzt, wobei der
nachfolgende dritte negative Anschnitt 123 dazu ausgenützt
wird, den kleinen Einschaltspitzenstrom 25 zu erzeugen, um
mit dessen Hilfe in den Dauerbetrieb mit konstanten
Anschnittwinkeln 197′ für positive und negative Halbwellen
umschalten zu können.
Die in Fig. 16 abgebildeten unipolaren und größer werdenden
Anschnitte 117, 121 und 123 weisen bis zum Erreichen des
kleinen Einschaltspitzenstromes 25 eine wachsende Asymmetrie
auf. Wenn die Polarität des ersten Anschnittes der
Remanenzpolarität entgegengesetzt ist, wird die Remanenz in
einer Vielzahl von Anschnitten definiert in die andere
Sättigungsrichtung verschoben, wobei die langsamwachsenden
Winkelwerte gewährleisten, daß die Sättigung trotz eventuell
auftretenden Leistungsverlusten sicher erreicht wird.
Ist jedoch die Polarität der durch den Zeitpunkt des Aus
schaltens gegebenen Remanenz und des ersten Anschnittes 117
gleich, so stellt sich je nach den Eigenschaften des Trafos 1
schon nach wenigen Anschnitten und bei einer bestimmten Größe
des Anschnittes ein Primärkreisstrom-Impuls 26 ein der über
den vorbestimmten Wert des Nennstromes hinausgeht und dieser
Einschaltspitzenstrom 25 von zum Beispiel dem 2fachen des
Nennstromes als die Meldung des Trafos verstanden wird, daß
seine Remanenz nun in die Richtung des Stromes 25 gesetzt
ist. Der sofort anschließend folgende Anschnitt mit einem
großen Winkel und entgegengesetzter Polung führt dann zu
Dauerbetrieb des Trafos. Dieser Anschnittwinkel 198′ ist
größer als 150°, wenn der Beginn der positiven Halbwelle mit
0 Grad definiert wird und kann auch die ganze positive
Halbwelle, also 180° umfassen.
Dieser durch ein an dem Setzschalter 61 eventuell angeschal
teten Potentiometer voreinstellbarer Anschnittwinkel 198′ ist
für den verwendeten Transformator 1 typisch.
Natürlich kann die Schaltung der Fig. 15 auch in einer ent
sprechenden anders gepolten Weise aufgebaut werden, so daß
der erste Anschnittwinkel 117 vor einem positiven Nulldurch
gang einer negativen Halbwelle 118 auftritt und ein dement
sprechend anders gepolter Einschaltspitzenstrom zum Anspre
chen des Komparators zur Erzeugung der Remanenz setzenden
Halbwelle führt. Diese Halbwelle mit dem Anschnittwinkel 198′
ist dann entsprechend in einer positiven Halbwelle 114 ange
schaltet. Das UND-Gatter 95 ist dann in die negative Schalt
leitung 154 gelegt und der negative Stromwandler 88 durch
einen positiven Stromwandler ersetzt.
Der Meßshunt 39 kann zum Beispiel einen Widerstandswert von
0,1 Ohm aufweisen. Der Ladewiderstand 62 und der Widerstand
197 verfügen über einen Widerstand von zum Beispiel 12 Ohm
und der Entladewiderstand 64 über einen Widerstandswert von
1,2 Kiloohm, damit bei einem nötigen Vollastbetrieb ohne
Anschnitt keine Lücke im Strom 26 durch einen kleinen
Anschnitt entsteht.
Claims (30)
1. Verfahren zur Reduzierung des Einschaltstromstoßes beim
Betreiben einer induktivitätsbehafteten und mit einem
magnetisierbaren Kern versehenen Last an einem Wechsel
stromnetz, wobei zumindest zeitweise ein Phasenanschnitt
vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei gleich
zeitiger Messung zumindest des Blindstromes im Last
stromkreis, die effektive Spannung an der Last durch
Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte solange
vergrößert wird, bis entweder ein vorgegebener Strom
schwellwert auftritt und daß die Last nach Auftreten
dieses gemessenen Schwellwertes mit einer zu der beim
Auftreten des Stromschwellwertes anliegenden Spannung
gegenpoligen und in ihrem Effektivwert größeren Spannung
beaufschlagt wird, oder daß bei Ausbleiben des Stromes
in Höhe des Stromschwellwertes der Effektivwert der
Spannung bis zu einem Sollwert oder bis zum Nennwert
erhöht wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Vergrößerung der effektiven Spannung an der Last
durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung
des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Vergrößerung der effektiven Spannung an der Last
durch symmetrisches, bipolares Andimmen, bewirkt durch
Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen
wird.
4. Verfahren insbesondere nach Anspruch 1 oder 2, wobei an
ein dreiphasiges Wechselstromnetz eine Drehstrom-Last
mit drei Wicklungen wahlweise in unterschiedlichen
Schaltgruppen angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet,
daß bei einer im Dreieck oder im Stern geschalteten
Schaltgruppe zunächst über zwei Phasen durch Vergrößern
der Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt
wird bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im
Bereich der Eisensättigung erreicht ist, daß dann die
Bestromung gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß
anschließend zwei Phasen jeweils in der Polaritätslage
eingeschaltet werden, welche die jeweiligen
vorausgegangenen Strompulse beim Erreichen oder
Überschreiten des Blindstromschwellwertes der einzelnen
Phasen hatten, und daß schließlich die dritte Phase
zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen zugeschaltet
wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
das Einschalten der beiden Phasen bezüglich der
nacheilenden Phase mit einem solchen Spannungshalb
wellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im Bereich des
Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls verursacht
und daß das zeitverzögerte Zuschalten der dritten Phase
derart erfolgt, daß die Summe der Blindströme aller drei
Phasen im weiteren Verlauf etwa Null ist.
6. Verfahren nach Oberbegriff des Anspruches 4, dadurch
gekennzeichnet, daß bei einer im Stern mit
Mittelpunktleiter geschalteten Schaltgruppe zunächst
eine erste Phase gegen den Mittelpunktleiter
eingeschaltet und durch Vergrößern der
Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird,
bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der
Eisensättigung erreicht ist, daß dann die Bestromung
gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend die
erste Phase in der Polaritätslage eingeschaltet wird,
welche der vorausgegangenen Blindstromimpuls beim
Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes
hatte, und daß schließlich die beiden anderen Phasen
zeitverzögert zu der ersten Phase zugeschaltet werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
das Einschalten der ersten Phase mit einem solchen Span
nungshalbwellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im
Bereich des Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls
verursacht und daß das zeitverzögerte Zuschalten der
beiden anderen Phasen derart erfolgt, daß die Summe der
Blindströme aller drei Phasen im weiteren Verlauf etwa
Null ist.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 und 4 bis 7,
dadurch gekennzeichnet, daß zum Bestimmen des
Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn des Ein
schaltens etwa der Spitzenwert des Leerlaufblindstromes
als Schnellwert vorgegeben wird, daß die
Spannungshalbwellen-Anschnitte bis zum Erreichen dieses
Stromschwellwertes vergrößert werden und daß der
zugehörige Spannungsanschnittwinkel abgespeichert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 1 bis 2 und 4 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß bei einer Scheinlast der
Blindstromanteil und der Wirkstromanteil gemessen
werden, daß der Spannungshalbwellenanschnitt soweit
vergrößert wird, bis der Spitzenwert des Blindstromim
pulses etwa gleich dem Spitzenwert des Wirkstromimpulses
ist und daß der zugehörige Spannungshalbwellenanschnitt
wert abgespeichert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 3, wobei ein dreiphasiges
Wechselstromnetz an eine Drehstromlast mit drei Wick
lungen wahlweise in unterschiedlichen Schaltgruppen
angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß alle drei
Phasen bipolar gleich und zunehmend mit gleichen An
schnittwinkeln angedimmt werden und daß bei
Überschreiten einer vorgegebenen Blindstromschwelle ge
genphasig zu dem aufgetretenen Blindstromimpuls mit
vergrößertem Stromflußwinkel (λ) weiterbestromt wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 4 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Pulsgruppenbetrieb
und variabler Scheinlast der Blindstrom laufend gemessen
wird und daß beim Überschreiten eines vorgegebenen
Wertes, insbesondere bei Überschreiten des momentanen
Wirkstromwertes der Stromflußwinkel der jeweils ersten
eingeschalteten Spannungshalbwelle bei zu deren
Polarität gleicher Polarität des Blindstromimpulses ver
kleinert wird und bei gegensätzlicher Polarität der
Stromflußwinkel vergrößert wird.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 11, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Erkennung der an das
Drehstromnetz angeschlossenen Last-Schaltgruppe zunächst
eine Phase gegen den Sternpunkt mit großem
Phasenanschnittwinkel und entsprechend kleinem
Spannungseffektivwert beaufschlagt und dabei eine
Stromkontrolle vorgenommen wird.
13. Vorrichtung zur Begrenzung des Einschaltstromes einer
induktivitätsbehafteten, mit einem magnetisierbaren Kern
versehenen Last, insbesondere eines Transformators (1),
wobei die Vorrichtung einen in Reihe zur Last
geschalteten, mit einer Phasenanschnittsteuerung (303, 303a)
verbundenen Wechselstromschalter (38) aufweist,
insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem
der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Strommeßeinrichtung (305, 305a, 305b) für den im
Laststromkreis fließenden Strom vorgesehen ist, die mit
einer Ablaufsteuerung (306, 306a) zur stromabhängigen
Beeinflussung der Phasenanschnittsteuerung zumindest im
Sinne einer Veränderung des Phasenanschnittwinkels
und/oder der Polarität der an die Last geschalteten
Spannung verbunden ist.
14. Vorrichtung zur Wechselstrom-Einschaltbegrenzung einer
mit einem Wechselstromschalter (38) in Reihe
geschalteten, induktivitätsbehafteten Last (1), mit
einer Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67),
durch die die Verbindung der induktivitätsbehafteten
Last (1) mit der Netzwechselspannung (10) ab dem
Einschaltmoment (17) mit von Null-Grad ansteigendem
Phasenwinkel (17, 21, 23, 84, 85, 86, 110) bis zu einem
gegebenenfalls vorbestimmten Phasenanschnittwinkel (110)
einstellbar ist, insbesondere zum Durchführen des
Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12 oder
insbesondere nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet,
daß eine in Reihe mit der induktivitätsbehafteten Last
(1) geschaltete Komparatorschaltung (39, 50, 87, 88, 92)
vorgesehen ist, deren Ausgang (93) mit der Phasenan
schnittschaltung (48, 63, 64, 96) verbunden ist, daß die
Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67) bei
einer Beaufschlagung mit einem von der
Komparatorschaltung (50, 87, 88, 92) erzeugten
Primärkreis-Überstromsignal (93) die Steuerelektrode
(55) des Wechselstromschalters (38) für mindesten eine
Halbwelle mit einem Zündsignal mit einem vorbestimmten,
Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel (198)
Phasenanschnittwinkel (198) größer als der dem Auftreten
des Primärkreis-Überstromsignals (93) zuordbare
Anschnittwinkel (23, 86) ist, und daß in der
Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67) in den
den Remanzen-setzenden Halbwellen (198) folgenden
Halbwellen jeweils ein Zündsignal bei dem vorbestimmten
Phasenanschnittwinkel erzeugbar ist.
15. Vorrichtung zur Wechselstrom-Einschaltbegrenzung einer
mit einem Wechselstromschalter (38) in Reihe
geschalteten, induktivitätsbehafteten Last (1) mit einer
Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95), durch die die
Verbindung der induktivitätsbehafteten Last (1) mit der
Netzwechselspannung (6, 10) ab dem Einschaltmoment (17)
mit stetig ansteigendem Phasenanschnittwinkel (17, 21,
23) einstellbar ist, insbesondere nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung
(46, 56, 95) die besagte Verbindung nur mit unipolaren
Phasenanschnitten (17, 21, 23) herstellt, daß die
Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95) bei einer
Beaufschlagung mit einem von der Komparatorschaltung
(88, 92) erzeugten Primärkreis-Überstromsignal (20) die
Steuerelektrode (58) des Wechselstromschalters (38) für
die zeitlich unmittelbar folgende, entgegengesetzt
gepolte Halbwelle (198) und die unmittelbar nächsten
folgenden Vollwellen mit einem Zündsignal von 150 bis
180° beaufschlagt und daß in der Phasenanschnitt
schaltung (46, 56, 95) bei den der Halbwelle (198)
folgenden Halbwellen (199) jeweils ein Zündsignal bei
dem vorbestimmten Phasenanschnittwinkel (197) erfolgt
ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung (46, 54,
56, 63, 64, 65, 67, 95) eine im Ausgangsspannungswert
zeitlich veränderliche Spannungsspeicherschaltung (63,
64) und einen Funktionsgenerator (67, 68, 69) aufweist,
wobei der Spannungswert (66) der
Spannungsspeicherschaltung (63, 64) mit einer zur
Netzwechselspannung (10) periodisch sich verändernden
Rampenspannung (81) des Funktionsgenerators (67, 68, 69)
in einem Komparator (65) vergleichbar ist, und daß mit
dem Komparator (65) bei Gleichheit der beiden
Spannungssignale (66, 81) ein die Steuerelektrode (55)
beaufschlagendes Zündsignal erzeugbar ist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsspeicherschaltung (63, 64) ein RC-Glied
in Gestalt einer Kapazität (63) und einem parallel
geschalteten Entladewiderstand (64) umfaßt, daß mit dem
Sägezahngenerator (67) eine anwachsende Rampenspannung
(81) erzeugbar ist und daß bei Gleichheit dieser
Spannung (81) mit der kleiner werdenden
Kondensatorspannung (66) das Zündsignal in dem
Komparator (65) erzeugbar ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch ge
kennzeichnet, daß ein Anfangsspannungseinstell
schaltkreis (61, 62) vorgesehen ist, mit der die
Spannungsspeicherschaltung (63, 64) beim Einschalten der
Last beziehungsweise des Stromversorgungsgerätes (1) auf
einen vorbestimmten Spannungswert einstellbar (61) ist.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 17, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Dauerbetriebsschaltkreis (96,
97, 98) vorgesehen ist, mit dem der Spannungspegel der
Spannungsspeicherschaltung (63, 64) nach einem
Primärkreis-Überstromsignal (97, 20) derart setzbar ist,
daß das Zündsignal des vorbestimmten
Phasenanschnittwinkels (198) im Komparator der
Anschnittsteuerschaltung erzeugbar ist.
20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Meßshunt (39) in Reihe mit der Last (1)
geschaltet ist, daß der Spannungsabfall über dem
Meßshunt (39) mit einer Komparatorschaltung (87, 88, 91,
92) erfaßbar ist, daß in der Komparatorschaltung (87,
88, 91, 92) der durch den Meßshunt (39) erfaßte Iststrom
mit einem maximalen Sollstrom vergleichbar ist, bei
dessen Überschreiten die Spannungsspeicherschaltung (63,
64) auf den Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel
(198) setzbar ist.
21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Überstromsignals
(97, 20) der maximale Sollstrom zwischen dem 1fachen bis
zum 10fachen des Nennstromes einstellbar ist (91, 91′,
205).
22. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 21, dadurch
gekennzeichnet, daß in der Phasenanschnittschaltung (48,
54, 63, 64, 65, 67) ein Sollwertschaltkreis (48, 98′′;
99) vorgesehen ist, mit dem über ein Verzögerungsglied
(50) in den der Remanenz-setzenden Halbwellen (97, 198)
folgenden Halbwellen jeweils die
Spannungsspeicherschaltung (63, 64) auf einen
vorbestimmten (99) Spannungswert einstellbar ist, so daß
ein Zündsignal bei dem vorbestimmten
Phasenanschnittwinkel (100, 110) erzeugbar ist.
23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch
gekennzeichnet, daß mindestens ein Last
fehlererkennungsschaltkreis (211, 212) vorgesehen ist,
der beim Überschreiten und/oder beim Unterschreiten
eines Sollstrombereiches (216) den Wechselstromschalter
(38) sicher öffnet.
24. Vorrichtung nach einem Anspruch 23, dadurch ge
kennzeichnet, daß beim Auftreten eines Unterstromes ein
Teillastschaltkreis den Spannungswert (66) der
Spannungsspeicherschaltung (63, 64) derart einstellt,
daß jeweils nur ein kleiner Anschnittwinkel je eine
Halbwelle angeschaltet ist.
25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 24, dadurch
gekennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung (46,
56, 95) eine im Ausgangsspannungswert zeitlich
veränderliche Spannungsspeicherschaltung (63, 64) und
einen Funktionsgenerator aufweist, wobei der
Spannungswert (66) der Spannungsspeicherschaltung (63,
64) mit einer zur Netzwechselspannung (10) periodisch
sich verändernden Rampenspannung des Funktionsgenerators
in einem Komparator vergleichbar ist, und daß mit dem
Komparator bei Gleichheit der beiden Spannungssignale
ein Steuersignal auf einer Polarität der
Netzwechselspannung (10) entsprechenden und die
Steuerelektrode (57) beaufschlagenden Schaltleitungen
(53 bzw. 54) erzeugbar ist, wobei in einer der beiden
Schaltleitungen (53) eine Logikschaltung (51, 95)
vorgesehen ist, die mit dem Ausgang der
Komparatorschaltung (88, 92) verbunden ist und mit der
diese Signalleitung solange sperrbar ist, bis die
Komparatorschaltung (88, 92) ein Überstromsignal (20)
detektiert hat.
26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 15 bis 25, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Meßshunt (39) in Reihe mit dem
Stromversorgungsgerät (1) geschaltet ist daß der
Spannungsabfall über dem Meßshunt (39) mit der
Komparatorschaltung (88, 92) erfaßbar ist, daß in der
Komparatorschaltung (88, 92) der durch den Meßshunt (39)
erfaßte Iststrom mit einem maximalen Sollstrom
vergleichbar ist, bei dessen Überschreiten die
Spannungsspeicherschaltung mit einem Setzschalter (96)
auf den Phasenanschnittwinkel (198) setzbar ist und daß
dieser Phasenschnittwinkel (198) nach einigen Perioden
beginnt, fließend zum Phasenanschnittwinkel (197)
über zugehen.
27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 15 bis 26, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Phasenschieber-Schaltkreis (48′,
48′′) zwischen dem Netzteil (31) und der
Anschnittsteuerschaltung (46) vorgesehen ist, mit dem
die Synchronisationsspannung der Ansteuerschaltung (46)
der Netzspannung (10) vorauseilend einstellbar ist.
28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 27, dadurch
gekennzeichnet, daß sie zur Bestimmung eines
Spannungshalbwellenanschnittes für ein praktisch Inrush
freies Einschalten einer Scheinlast, insbesondere bei
einem Betrieb mit Pulsgruppen, eine Meßeinrichtung (318,
320) für den Blindstrom sowie eine Meßeinrichtung (319,
321) für den Wirkstrom und eine Einrichtung zum
Vergleich dieser Meßwerte sowie zum Abspeichern eines
bei etwa gleichen Meßwerten anstehenden
Spannungshalbwellenanschnitt-Wertes aufweist.
29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 27, dadurch
gekennzeichnet, daß eine an ein Drei-Phasennetz
angeschlossene Drehstromlast mit in den Phasenzweigen
befindlichen Wechselstromschaltern und zumindest für
zwei Phasenzweige eine Strommeßeinrichtung vorgesehen
ist und daß sie eine Ablaufsteuerung (306a) zumindest
zur Bestimmung der einzelnen Phaseneinschaltzeitpunkte
aufweist.
30. Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Schaltgruppen-Erkennungseinrichtung vorgesehen
ist mit einer Folgesteuerung zum zeitlich versetzten
Bestromen der einzelnen Phasen.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19914108106 DE4108106A1 (de) | 1991-03-13 | 1991-03-13 | Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten last |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19914108106 DE4108106A1 (de) | 1991-03-13 | 1991-03-13 | Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten last |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4108106A1 true DE4108106A1 (de) | 1992-09-17 |
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ID=6427185
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19914108106 Withdrawn DE4108106A1 (de) | 1991-03-13 | 1991-03-13 | Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten last |
Country Status (1)
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DE (1) | DE4108106A1 (de) |
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- 1991-03-13 DE DE19914108106 patent/DE4108106A1/de not_active Withdrawn
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