DE4019849C2

DE4019849C2 - Steuerung für einen wechselrichtergespeisten Asynchronmotor

Info

Publication number: DE4019849C2
Application number: DE4019849A
Authority: DE
Inventors: Takahiro Hayashida
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-06-23
Filing date: 1990-06-21
Publication date: 1993-11-18
Anticipated expiration: 2010-06-22
Also published as: JP2734095B2; DE4019849A1; JPH0327785A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerung für einen wechsel richtergespeisten Asynchronmotor nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Eine derartige Steuerung ist aus der DE 37 04 387 A1 bekannt.

Fig. 1 und 2 sind Blockschaltbilder, die die bekannte Vektor steuerung für einen wechselrichtergespeisten Asynchronmotor zeigen. Dabei ist eine Dreiphasen-Wechselstromversorgung 1 vorgesehen.

Ein Filterkondensator 3 dient der Glättung einer vom Gleichrichter 2 gleichgerichteten Spannung. Ein Wechselrichter 4 besteht aus Transistoren oder dergleichen und dient der Umrichtung einer vom Filterkondensator 3 geglätteten Gleichspannung in eine Dreiphasen-Wechselspannung. Ein Asynchronmotor 5 (nachstehend als Elektromotor 5 bezeichnet) wird von einer vom Wechselrichter 4 gelieferten Dreiphasen- Wechselspannung versorgt. Der Elektromotor 5 dient z. B. zum Antrieb eines Roboters.

Ein Geschwindigkeitsgeber 6 ist an dem Elektromotor 5 an geordnet und liefert ein der Drehzahl des Elektromotors 5 ent sprechendes Ausgangssignal. Ein hochauflösender Lagegeber 7 ist an dem Elektromotor 5 befestigt und liefert ein der Drehlage des Elektromotor 5 entsprechendes Ausgangssignal.

Eine numerische Steuereinrichtung 8 liefert einen Drehzahl sollwert ωr* oder einen Lagesollwert Rr*. Ein Drehzahl sollwertgeber 9 liefert einen Drehzahlsollwert. Im Dreh zahlregelmodus ist das der von der numerischen Steuerung gelieferte Drehzahlsollwert. Ferner enthält der Drehzahl sollwertgeber einen Lageregler, dem von der numerischen Steuerung 8 während des Betriebes des Motors im Drehlage regelmodus ein Lagesollwert zugeführt wird, sowie ein Lagesignal Rr vom Lagegeber 7. Am Ausgang des Drehzahlsollwertgebers 9 liegt der Drehzahlsollwert ωr* an. Eine feldorientierte Steuerung (Vektorsteuerschaltkreis 10) verarbeitet den Drehzahlsollwert ωr* und liefert die Amplitude |I1|, die Winkelgeschwindigkeit ω0 und einen Phasenwinkel ΔR des Steuerstromvektors. Ein Stromsollwertgeber 11 erzeugt einen Stromsollwert iUS* der U-Phase und einen Stromsollwert iVS* der V-Phase auf der Basis der Amplitude |I1|, der Winkelgeschwindigkeit ω0 und des Phasenwinkels ΔR, die von der feldorientierten Steuerung 10 geliefert werden. Ein Stromregelkreis 12 vergleicht die Stromsollwerte iUS*, iVS*, die vom Stromsollwertgeber 11 zugeführt werden, mit Stromistwerten iUS, iVS und steuert den Wechselrichter 4 an.

Das Blockschaltbild von Fig. 2 zeigt im einzelnen den Dreh zahlsollwertgeber 9, die feldorientierte Steuerung 10 und den Stromregelkreis 12 von Fig. 1. Ein Lageregler 13 gibt einen Drehzahlsollwert ωr* aus. Ein PI-Regelkreis 14Z dient als Drehzahlregler. Ein Begrenzerkreis 15 begrenzt das Ausgangssignal vom PI-Regelkreis 14Z auf einen Höchstwert iqs_*max. Am Ausgang liegt die drehmomentbildende Soll stromkomponente iqs* an. Eine Feldschwächschaltung 16 liefert einen dem Läuferfluß entsprechenden Sollwert Φ2 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal iqs* des Begrenzerkreises 15 und vom Drehzahlistwert ωr. Ein Verzögerungsglied 17 erster Ordnung liefert den Sekundärflußsollwert Φ2* auf der Basis des Sollwerts Φ2, und ein Gegenreaktanzmodellerzeugungskreis 18 bildet die Gegenreaktanz M für den Elektromotor aus dem Läuferflußsollwert Φ2*. Ein Geber 19 berechnet einen Sollwert für die feldbildende Stromkomponente ids* aus dem Sollwert Φ2 und der Gegenreaktanz M. Ein Amplituden rechenkreis 20 berechnet die Amplitude |I1| des Primärstroms auf der Basis der Stromkomponenten iqs* und ids*. Ein Phasenwinkelrechenkreis 21 führt eine Berechnung des Phasenwinkels ΔR des Steuerstromvektors auf der Basis der Stromkomponenten iqs* und ids* aus, und ein Schlupfwinkel frequenzrechenkreis 22 berechnet eine Schlupfwinkelfrequenz ωs auf der Basis der Stromkomponenten iqs* und ids*. Stromregler 23 und 24 geben Spannungsollwerte Vus* und Vvs* aus. Eine Pulssteuerung 25 bestimmt die Impulsdauern zu den EIN- und AUS-Zeiten jedes Transistors auf der Basis von Vus*. Ferner ist ein Modusumschlater 26 vorgesehen, der entweder den Drehzahlregelmodus oder den Drehlageregelmodus auswählt.

Nachstehend wird der Betrieb der Steuerung erläutert. Aus einer bekannten Theorie der feldorientierten Steuerung folgt, daß

mit
T_M = Soll-Drehmoment des Induktionsmotors
P_m = Anzahl Polpaare
R₂ = Läuferwiderstand
L₂ = Läuferreaktanz
Φ₂ = Läuferfluß (= auf den Läufer bezogener Gesamtfluß
iqs = drehmomentbildende Stromkomponente
ids = feldbildende Stromkomponente
S = Differentialoperator.

Bei der feldorientierten Steuerung (Vektorsteuerung) wird die Differenz zwischen dem Drehzahlsollwert ωr* und dem Drehzahlistwert ωr im PI-Regelkreis 14Z verstärkt, und das verstärkte Signal wird vom Begrenzerkreis 15 mit einer konstanten Begrenzung beaufschlagt, so daß der Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente (Drehmomentanteil- Strombefehl) iqs* ausgegeben wird. Gemäß der Gleichung (2) enthält der Geber 19 ein Verzögerungsglied erster Ordnung mit einer Zeitkonstanten L₂/R₂. Die Schlupfwinkelfrequenz ωs kann entsprechend der Gleichung (3) erhalten werden, indem im Schlupfwinkelfrequenzrechenkreis 22 der Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente iqs* durch den Sekundärflußsollwert Φ2* dividiert und das Ergebnis mit dem Koeffizienten (R₂/L₂)·M multipliziert wird.

Die Amplitude |I1|, die Winkelfrequenz ω0 und der Phasenwinkel ΔΦ des Stromsteuervektors können durch die folgenden Gleichungen bestimmt werden:

Bei der so aufgebauten Vektorsteuerung steht der Schalter 26 im Drehzahlregelmodus in einer Stellung "A" (Fig. 2). Im Drehlageregelmodus steht der Schalter 26 in der Stellung "B". Das Ansprechverhalten Lageregelmodus ist durch die Reglerverstärkung KPP, des Lagereglers 13 und die Proportional- und Integralverstärkungen KPV und KIV, die im Drehzahlregler 14Z einzustellen sind, bestimmt. Die Proportional- und Integralverstärkungen KPV und KIV werden, wo immer dies möglich ist, derart eingestellt, daß die Geschwindig keitsregelung gerade nicht instabil wird, um dadurch das Ansprechverhalten zu verbessern.

Bei der so aufgebauten Steuerung für den konventionellen Induktionsmotor fällt eine der dort gewählten lastabhängigen Flußführung der Läuferfluß Φ2 des Elektromotors 5 auf etwa 1/2 des Nennwerts im lastfreien Zustand ab und steigt mit zunehmender Last allmählich auf 100% des Nennflusses an.

Wenn eine Werkzeugmaschine, z. B. ein Stirnfräser, für eine Bearbeitung im Lageregelmodus (C-Achse-Betriebsart) eingesetzt wird, wirkt auf den Elektromotor durch das Fräswerkzeug eine anstetige äußere Kraft ein. Wenn das Geschwindigkeitsansprechverhalten des Elektromotors z. B. als Folge der Feldschwächung nicht überragend ist, erfolgt eine Geschwindigkeitsänderung aufgrund der instabilen äußeren Kraft, was zu großen Lageabweichungen führt. Infolgedessen wird die Präzision des Fräsvorgangs entlang der C-Achse verschlechtert. Wenn im Hinblick auf eine Verringerung von Lagefehleränderungen auf Feldschwächung verzichtet wird, ist die Geschwindigkeit beim An- und Abfahren im Drehzahl regelmodus geringer. Damit wird die maximale Produktivität des Fräsvorgangs schlechter, was zu Problemen führt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Steuerung der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß das Ansprechverhalten im Lageregelmodus verbessert wird, ohne es gleichzeitig im Drehzahlregelmodus zu verschlechtern.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen in

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer wechselrichtergespeisten Steuerung für einen Asynchronmotor, die dem Ausführungsbeispiel der Erfindung und dem Stand der Technik gemeinsam ist;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Vektorsteuerschalt kreises in einer Steuerung für einen Asynchronmotor nach dem Stand der Technik;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Vektorsteuerschalt kreises in einer Steuerung für einen Induktionsmotor;

Fig. 4 ein Flußdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des Vektorsteuerschaltkreises;

Fig. 5a und 5b Diagramme zum Vergleich einer durch Lagefehler beim Ausführungsbeispiel erzeugten Wellenform mit einer durch Lagefehler beim Stand der Technik erzeugten Wellenform.

Das Blockschaltbild von Fig. 3 zeigt einen Hauptteil eines Vektorsteuerkreises gemäß eines Ausführungsbeispiels.

Das Ausführungsbeispiel ist so ausgelegt, daß das Geschwindigkeits- Ansprechverhalten während des Lageregelmodus (C-Achse-Fräsvorgang) bei der Bearbeitung im Drehlageregelmodus des Elektromotors 5 verbessert und damit die Fräspräzision um die C-Achse verbessert wird.

Gemäß Fig. 3 ist ein Verstärkungssignalgenerator 27 vorgesehen, um den Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5 auf einen verstärkten festen zweiten Flußsollwert mit 100% des Nennflusses einzustellen. Ein Erregungsumschalter 28 dient der Auswahl entweder eines ersten Flußsollwertes aus der Feldschwächschaltung 16 oder eines zweiten Flußsollwertes des Verstärkungs signalgenerators 27 zum Zeitpunkt der C-Achse-Betriebsart aufgrund eines EIN- oder AUS-Zustands eines den C-Achse-Fräsbetrieb bezeichnenden Signals.

Fig. 4 ist ein Flußdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des Vektorsteuerkreises von Fig. 3, das nachstehend be schrieben wird.

Zuerst wird in Schritt 301 abgefragt, ob der Steuerbetrieb des Elektromotors 5 eine Hauptachse-Betriebsart zur Dreh zahlregelung oder eine C-Achse-Betriebsart zur Drehlageregelung ist. Wenn es sich um die Hauptachse-Betriebsart handelt, geht die Routine zu Schritt 302, in dem die Schalter 26 und 28 in die "A"-Stellung gebracht werden. Das heißt, der Schalter 26 wählt den Drehzahlregler aus, und der Schalter 28 wählt die Feldschwächschaltung 16 aus. In Schritt 303 wird der Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5 geschwächt, d. h. von im wesentlichen 50% des Nennwerts während des lastfreien Betriebs wird der Sekundärfluß Φ2 so gesteuert, daß er mit steigender Last allmählich bis auf 100% des Nennflusses ansteigt. Ein dem Sekundärfluß Φ2 entsprechender erster Flußsollwert wird einem Geber 19 zur Berechnung der erregenden Stromkomponente ids* zugeführt. Wenn in Schritt 301 bestimmt wird, daß der Steuermodus des Elektromotors 5 die C-Achse-Betriebsart mit Drehlageregelung ist, geht die Routine zu Schritt 304 weiter. In Schritt 304 wird ab gefragt, ob das von einer nicht gezeigten NC-Einrichtung ein zugebende Signal für den C-Achse-Fräsbetrieb den EIN- oder AUS-Zustand hat. Wenn es den AUS-Zustand hat, wird der Schalter 26 in die "B"-Stellung und der Erregungsumschalter 28 in die "A"-Stellung in Schritt 305 gebracht. In Schritt 303 wird die Feldschwächschaltung 16 ausgewählt. Wenn sich das Signal dagegen in Schritt 304 im EIN-Zustand befindet, wird in Schritt 306 der Erregungsumschalter 28 zur "B"-Seite gestellt. Dann wird in Schritt 306 der Verstärkungssignalgenerator 27 ausgewählt, um den Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5 auf einen zweiten, festen bis kurzen Flußsollwert einzustellen. Ein Ausgangssignal des Verstärkungssignalgenerators 27 wird dem Geber 19 zugeführt, der die erregende Stromkomponente ids* berechnet.

Fig. 5 (a) ist ein Diagramm von Wellenformen, die eine Laständerung, einen Sollwert der Drehmoment bildenden Stromkomponente iqs* und Ände rungen von Lagefehlern, die sich je nach der Laständerung ändern, bei Durchführung des C-Achse-Fräsens in dem Fall einstellen, daß beim vorliegenden Ausführungsbeispiel der Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5 als 100% Nennfluß Φ angenommen ist. Fig. 5 (b) ist ein Diagramm einer Wellenform, die zum Vergleich Änderungen von Lagefehlern zeigt, die bei Durchführung des C-Achse-Fräsbetriebs dann auftreten, wenn der Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5 zwischen 50% und 100% des Nennflusses schwankt.

Die Fig. 5 (a) und 5 (b) zeigen Wellenformen für die Last, den Sollwert der Drehmomentstromkomponente iqs*, den Sekundärfluß Φ2, die Lagefehler und ein Eingangssignal, das einen Zustand während des C-Achse-Fräsens (das nur in Fig. 5 (a) gezeigt ist) bezeichnet. Gemäß Fig. 5 (a) ändert sich der Sekundärfluß Φ2 des Elektromotors 5, d. h. d er erste Flußsollwert bei dem Ausführungsbeispiel von 50% auf 100% aufgrund der Eingabe eines C-Achse-Fräsbetriebssignals. Die Änderung der Last L in Fig. 5 (a) ist daher die gleiche wie beim Stand der Technik nach Fig. 5 (b). Die Schwankungen der Lagefehler aufgrund der Änderung der Last L sind jedoch extrem klein. Infolgedessen können ebenso wie beim ersten Ausführungsbeispiel die Lagefehler und Schwankungen der Lagefehler gegenüber dem Stand der Technik wesentlich verringert werden. Dabei ist die in Fig. 5 (a) gezeigte Änderung der Soll-Dreh momentstromkomponente iqs* kleiner als diejenige von Fig. 5 (b), und zwar aus folgendem Grund: Das Drehmoment T_M ist dem Produkt des Sekundärflusses Φ2 und der Drehmoment stromkomponente iqs nach Gleichung (1) proportional. Daher wird unter der Voraussetzung, daß das Drehmoment T_M konstant ist, die Drehmomentstromkomponente iqs klein, wenn der Sekundärfluß Φ2 groß ist. Somit wird selbstverständlich die Stromänderung ebenfalls klein.

Das obige Ausführungsbeispiel zeigt Hardware-Schaltkreise, die den Modusumschalter 26 oder dergleichen umfassen. Als Alternative kann aber auch Software eingesetzt werden, die aus Programmen in einem Mikrocomputer aufgebaut ist. In diesem Fall können dieselben Vorteile erzielt werden.

Claims

1. Steuerung für einen wechselrichtergespeisten Asynchronmotor, umfassend einen Drehzahlregler, dem wahlweise ein Lageregler vorgeschaltet werden kann und eine Feldschwächschaltung, der die Drehzahl ωr und die drehmomentbildende Stromkomponente iqs eines Stromsteuervektors im feldorientierten Koordinatensystem zugeführt werden und die einen drehzahl- und lastabhängigen ersten Flußsollwert ausgibt,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Verstärkungssignalgenerator (27) vorhanden ist, welcher einen konstanten, dem Nennfluß entsprechenden zweiten Flußsollwert ausgibt und
daß mit der Zuschaltung des Lagereglers vom ersten Flußsollwert der Feldschwächschaltung (16) auf den zweiten Flußsollwert des Verstärkungssignalgenerators (27) umgeschalten wird.

2. Steuerung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung in einer numerisch ge steuerten Werkzeugmaschine zur vorgegebenen mechanischen Be arbeitung von Werkstücken.