DE4010100A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur speisung von hf- erzeugern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. Oberbegriff des Anspruchs 5.

Verfahren und Vorrichtungen der eingangs genannten Art werden zur Speisung von HF-Erzeugern eingesetzt. Insbesondere sind als HF-Erzeuger Magnetrons einsetzbar. Ein Magnetron wird mit einer Gleichspannung gespeist. Seine Kennlinie (U_A=f(I_A)) weist typischerweise eine Schwellspannung U_S auf, die mindestens erforderlich ist, um einen Betrieb zu ermöglichen. An die Schwellspannung U_S schließt sich der Arbeitsbereich an, in welchem die Kennlinie flach verläuft, d. h. der differentielle Innenwiderstand R_i ist klein. Dies veranschaulicht Fig. 1. Aus dem genannten Grund ergibt sich, daß niederohmige Speisegeräte bzw. Vorschaltanordnungen für Verbraucher mit einer derartigen Kennlinie sehr ungünstig sind. Zum einen ist die fertigungsbedingte Streuung der Kennlinien eines bestimmten Magnetron-Typs sehr groß, zum anderen weichen die Kennlinien unterschiedlicher Magnetron-Typen sehr stark voneinander ab, so daß in der Regel ein einzelnes Magnetron an ein einzelnes Netzteil angepaßt sein muß, um eine vorgegebene Leistung abzugeben. Ein geringer Speisequellen-Innenwiderstand bewirkt dabei eine hohe Schwankung in der Leistungsabgabe, da die Kennlinie des Magnetrons den Arbeitspunkt nahezu gänzlich alleine bestimmt. Günstiger wäre hierbei eine Stromquellencharakteristik (diese weist einen hohen Innenwiderstand auf), jedoch sind auch bei Stromquellen-Speisegeräten Störeinflüsse unausweichlich, die durch Kennlinienstreuungen bewirkt werden. Hinzu kommt, daß eine Stromquellencharakteristik technisch aufwendiger ist als eine Spannungsquellen-Charakteristik.

Aus Valvo, technische Informationen 830 228, ist ein Steuergerät für ein Diathermie-Dauerstrichmagnetron bekannt. Das Magnetron weist hierbei einen Permanentmagneten sowie einen Zusatz-Elektromagneten auf. Der Elektromagnet kann über ein Steuergerät mit einem Steuerstrom beaufschlagt werden, hierdurch wird die wirksame Kennlinie des Magnetrons durch den Einfluß des Zusatz-Elektromagneten variierbar bzw. steuerbar. Das Magnetron selbst wird mit ungesiebten Gleichspannungshalbwellen betrieben, dies veranschaulicht Fig. 2. Hierfür ist ein 50 Hz, 220 V-Transformator vorgesehen, dessen Sekundärspannung (Hochspannungsseite) zweiweg-gleichgerichtet ist. Es entsteht die bekannte Folge von Spannungs-Sinushalbwellen, wie sie Fig. 2 zeigt. Entsprechend der beschriebenen Kennlinie eines Magnetrons bildet sich nun ein pulsierender impulsartiger Magnetron-Strom i_A aus. Der Stromflußwinkel R, d. h. die relative Stromflußzeit, ist klein, bezogen auf eine Halbwellenzeit von 10 msec. Dies hat seine Ursache in dem geringen Innenwiderstand des Magnetrons: Die gleichgerichtete Netzspannung darf mit ihrem Maximalwert nur geringfügig oberhalb der Schwellspannung U_S liegen. Dies ist insbesondere bei Netzschwankungen und Schwellspannungstoleranzen problematisch. Hinzu kommt, daß die Energieabgabe stark pulsierend ist. Eine gleichmäßige Leistungsabgabe wird nicht erzielt.

In der genannten Literaturstelle wird nun vorgeschlagen, die Toleranzeinflüsse (Netzspannung, Schwellspannung, Typenstreuung) mit geeigneter Feldsteuerung des Zusatz-Elektromagneten des Magnetrons zu kompensieren. Hierbei muß sowohl Strom als auch Spannung des Magnetrons berücksichtigt werden, dies ist aufwendig und in potentialfreien Schaltkreisen nicht unproblematisch durchzuführen. Praxisbedingt wird daher ein einfacheres Verfahren bevorzugt. Dabei wird eine Variation der abgegebenen Leistung nicht durch kontinuierliche Regelung erzielt, vielmehr wird der Mittelwert der abgegebenen Leistung durch blockartige Tastung, d. h. durch periodische, variable Unterbrechung der Pulsfolge variiert.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Betriebssicherheit und Steuerbarkeit von HF-Erzeugern zu verbessern.

U. a. diese Aufgabe ist mit einer Vorschaltanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 5 durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 5 gelöst. Dieselbe Aufgabe wird durch das eingangs genannte Verfahren mit der im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalskombination gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens nach Anspruch 1 bzw. der erfindungsgemäßen Vorschaltanordnung nach Anspruch 5 sind in den Unteransprüchen 2 bis 4 bzw. 6 bis 21 angegeben.

Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung ist der, daß ein genau bemessener Leistungsfluß bewirkt wird. Die Spannung am Verbraucher stellt sich hierbei frei ein. Die abgegebene Leistung P_A entspricht dabei der Eingangsleistung P_E mal Wirkungsgrad η (eta) des Systems

P_A = η · P_e (1).

Der Wirkungsgrad eta ist bekannt, kann berechnet werden oder gegebenenfalls experimentell genau ermittelt werden. Der erfindungsgemäße Gedanke ermöglicht, daß nunmehr Toleranzen der Netzversorgung, der Verbraucherkennlinie sowie die Kennlinien unterschiedlicher Magnetrons nicht mehr in die tatsächliche Leistungsabgabe eingehen.

Ein Zweck der Erfindung, dem Verbraucher, insbesondere dem Magnetron, eine genau bemessene Energie zuzuführen und diese Energie unabhängig von der Kennlinie des Magnetrons zu steuern, wird mit dem Verfahren nach Anspruch 1 erzielt. Ein erfindungsgemäßer Effekt liegt dabei darin, daß primärseitig einzelne Energiepakete zeitlich beabstandet auf die Sekundärseite übertragen werden und diese Energiepakete in ihrer Amplitude bzw. Größe primärseitig frei variiert werden können. Energietragende Größen können beispielsweise Strom oder Spannung sein, gemäß einem Ausführungsbeispiel wird hierfür die Energie einerDrossel (Induktivität) verwendet.

Ein weiterer Zweck, die abgegebene Verbraucher-Leistung (HF-Leistung) unabhängig von der Netzspannung zu halten, wird ebenfalls durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder durch die Vorschaltanordnung gemäß Anspruch 5 erzielt. Der erfindungsgemäße Effekt liegt hierbei darin, daß die Amplitude der den Wandler speisenden Zwischenkreis-Gleichspannung nicht mehr in die Leistungsabgabe des Magnetrons eingeht. Die Variation bzw. Steuerung oder Regelung des Amplitudenwertes des Drosselstromes i_max bildet die Dimensionierung der Energiepakete (-beträge). Die in der Drossel gespeicherte Energie wird somit nur noch abhängig von der Größe der Induktivität und dem zum Zeitpunkt des Abschaltens des Komparators gespeicherten Drosselstrom i_max bestimmt. Dieser kann in seiner Amplitude verändert werden, womit erfindungsgemäß die Größe bzw. Höhe der Energiepakete bzw. der Energiebeträge variiert wird.

Ein weiterer Zweck der Erfindung, die Exemplarstreuung eines einzelnen Typs eines Magnetrons oder gar die Anpassung an unterschiedliche Typen von Magnetrons aus derselben Vorschaltanordnung zu bewerkstelligen, wird gleichfalls durch die Verfahrensmerkmale des Anspruchs 1 sowie die Merkmale des Anspruchs 5 erzielt. Der erfindungsgemäße Effekt liegt hierbei in der Unabhängigkeit von der Magnetron-Kennlinie. Die dem Magnetron zugeführte Energie wird von diesem unter Berücksichtigung des Wirkungsgrades eta abgegeben, ein Magnetron-Strom bzw. eine Magnetron-Spannung (Verbraucherstrom, -Spannung) können sich frei einstellen.

Gemäß vorteilhafter Weiterbildung kann die Verbraucherleistung ebenfalls dadurch variiert werden, daß der zeitliche Abstand der Energiepakete variiert wird. Die Phasen (1) und (2) des Zyklus (1-<2-<1-<2 . . .) mit

• (1) Einspeichern eines vorgegebenen Energiebetrages, beispielsweise in eine Drossel und
• (2) Abgeben bzw. Übertragen dieser eingespeicherten Energiegröße an eine Sekundärseite, an welche der Verbraucher anschließbar ist, werden hierbei nicht periodisch direkt aufeinanderfolgend ausgeführt, vielmehr wird eine weitere Phase (3) eingefügt,
• (3) Leerlauf, d. h. weder Wiedereinspeichern eines neuen Energiebetrages, noch Abgeben eines Energiebetrages von der Primärseite an die Sekundärseite.

Die Energieabgabe läßt sich mit dem Zyklus (1-<2-<3-<1-<2-<3-<1 . . .) frei vorgeben durch Variieren des Zeitintervalls der Phase (3), der Energiebetrag, welcher eingespeichert und abgegeben wird, kann hierbei konstant sein.

Gemäß vorteilhafter Weiterbildung können dem erfindungsgemäßen Verfahren oder der erfindungsgemäßen Vorschaltanordnung noch Überwachungs- und/oder Schutzmaßnahmen hinzugefügt werden, diese sind Gegenstände von Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 eine typische Kennlinie eines Magnetrons,

Fig. 2 Strom- und Spannungscharakteristik bei Speisung eines eine Kennlinie gemäß Fig. 1 aufweisenden Magnetrons mit gleichgerichteten Spannungs-Sinushalbwellen,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild eines Eintakt-Sperrwandlers zum Einsatz in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 3a Primärstrom-Verlauf bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 3b Stromverlauf in einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3, wenn die Energie-Einspeicherphase des Energiebetrages nicht direkt an das Ende der Energie- Abgabephase angeschlossen wird,

Fig. 4 eine alternative Ausführungsform der Erfindung, für den die Stromverläufe der Fig. 3a und Fig. 3b ebenfalls zutreffen,

Fig. 4a Stromverlauf in einer Schaltung gemäß Fig. 4, bei sekundärem Leerlauf,

Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß dem Prinzipschaltbild der Fig. 4 mit detaillierter Ansteuer-Elektronik sowie hinzugefügter Überwachungs/Schutzfunktions-Elektronik.

Die Fig. 1 und 2 wurden bereits in der Beschreibungseinleitung erläutert.

Das Hauptorgan der Fig. 3 ist der Übertrager bzw. Transformator Ü, der eine Primärwicklung sowie eine Sekundärwicklung aufweist. Die Primärwicklung hat eine Wicklungszahl w₁, die Sekundärwicklung weist eine Wicklungszahl w₂ auf. Zwischen der Primärwicklung w₁ des Übertragers Ü und einer Zwischenkreis-Gleichspannung U₁, die entweder als gleichgerichtete und geglättete Wechselspannung oder als Batterie ausgeführt sein kann, liegt ein elektronischer Schalter S₁. Der elektronische Leistungsschalter S₁ kann aus beliebigen elektronischen Schaltern wie Leistungstransistor, Leistungs-MOS-FET, abschaltbaren Tyristoren GTO o. ä. gebildet sein. Er wird periodisch ein- und ausgeschaltet, wobei die Schaltfrequenz entweder abhängig von der erwünschten übertragenen Gesamtenergie oder konstant ist. Zwischen der Sekundärwicklung w₂ und der angeschlossenen Last (Magnetron) liegt eine Leistungsdiode D₁. Parallel zur Last kann weiterhin ein Glättungskondensator C_S vorgesehen sein. Wenn primärseitig der Leistungsschalter S₁ eingeschaltet wird bzw. leitend gesteuert wird (Einschaltphase), sperrt die sekundärseitige Diode D₁. Bei Erreichen eines vorgegebenen oder einstellbaren Maximalstromes i_max wird der primärseitige Leistungsschalter S₁ abgeschaltet. Die Hauptinduktivität L_h des Übertragers Ü hat während dieser Einschaltphase einen vorgegebenen Energiebetrag E_O aufgenommen. Dieser beträgt

E₀ = ½ L₁ · i_max² (2).

L₁ stellt eine primäre Drosselind oder die primäre Hauptind des Trafos dar.

Die primäre Drosselinduktivität ist bei einer Schaltung gemäß Fig. 3 durch die Hauptinduktivität des Übertragers Ü gebildet.

Der Einspeichervorgang wird durch Abschalten von S₁ beendet, sofort anschließend bewirkt die gespeicherte Energie, daß der Primärstrom auf die Sekundärseite des Übertragers kommutiert, die sekundärseitige Diode D₁ wird leitend, die eingespeicherte Energie wird an die Sekundärseite abgegeben. Wird dieser Vorgang (Einspeichern-Übertragen, Einspeichern-Übertragen) f-mal in der Sekunde wiederholt (Frequenz f=1/T), so ergibt sich eine übertragene/transferierte Leistung

P_A = f · L₁ · i_max² · eta = f · ½ · L_h · i_max² · eta (3)

Durch geeignete Wahl des Maximalstroms der Primarseite i_max kann so die abgegebene Leistung vorbestimmt und erwirkt werden, wobei etwaige Schwankungen von U₁ und/oder Schwankung der Verbraucherkennlinien nicht eingehen. Die Glättung der sekundärseitig abgegebenen Energiepakete durch einen Glättungskondensator C_S ermöglicht eine kontinuierliche Energieabgabe an den Verbraucher, gegebenenfalls kann eine weitere Glättung in Form eines L-C-Tiefpasses vorgesehen werden.

Erwähnt wurde zuvor die Frequenz, mit der der Einspeicher-Übertragungs-Vorgang wiederholt wird. Diese liegt vorteilhaft im Bereich um ca. 20 kHz, insbesondere oberhalb der Hörschwelle, sie kann bei geringerer abgegebener Verbraucherleistung auch sinken. Hierbei bieten sich zwei Möglichkeiten der Energiesteuerung, einmal eine konstante Frequenz bei Variation des Maximalstroms der Primärseite i_max, sowie eine konstante maximale primäre Stromstärke, gepaart mit einer variablen Frequenz. Es besteht auch die Möglichkeit, beide Einflußparameter zu kombinieren, so daß in einem bestimmten Bereich der Primär-Maximalstrom variiert wird, während in einem anderen Bereich die Frequenz f variiert wird oder es kann ein Arbeitsbereich vorgesehen sein, in dem sowohl Frequenz als auch Amplitude des Primärstromes variiert werden.

Die primärseitige Energie, getragen von der Hauptinduktivität des Übertragers Ü und dem Primärstrom imax bei Abschalten des Schalters S₁ wird dann vollständig auf die Sekundärseite übertragen, wenn der Primärstrom bei neuerlichem Einschalten des Schalters S₁ Null betrug. Verbleibt ein Reststrom ip≠0 bei Wiedereinschalten von S₁, so wurde nur ein Teil der Energie an die Sekundärseite abgegeben. Ein solcher Betrieb ist ebenfalls möglich, die abgegebene Energie berechnet sich hierbei aus der Energiedifferenz, zwischen der in dem Übertrager gespeicherten Energie bei Abschalten des Schalters S₁ und der in dem Übertrager noch verbleibenden Energie bei Wiedereinschalten des Schalters S₁.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Prinzipschaltbild, in welchem zwei primäre Leistungsschalter S₁ und S₂ sowie zwei primäre Freilaufdioden D2 und D3 vorgesehen sind. Die Primärwicklung des Übertragers Ü wird mit den Leistungsschaltern und den Freilaufdioden in einer asymmetrischen Brücke verschaltet. Die Schalter S₁ und S₂ werden synchron gesteuert. Die Sekundärseite ist gegenüber der von Fig. 3 unverändert. Die Schaltung gemäß Fig. 4 weist den Vorteil auf, daß die Entmagnetisierung der Hauptinduktivität des Übertragers nun sowohl primärseitig als auch sekundärseitig erfolgen kann. Wird beispielsweise die Last beschädigt oder ist keine Last vorgesehen, so kann eine sekundäre Überspannung dadurch vermieden werden, daß die Energiepakete des Übertragers über die primären Freilaufdioden D₂ und D₃ in den primären Pufferkondensator oder die Batterie zurückgespeist werden (siehe Stromverlauf der Fig. 4a). Eine Energie wird hierbei nicht an die Sekundärseite abgegeben, somit kann eine unerwünschte Spannungserhöhung vermieden werden. Das Gerät ist leerlauffest.

Eine Voraussetzung für die Auslegung der Drossel L₁ oder der Hauptinduktivität L_h ist die Festlegung der maßgebenden Betriebsparameter, und zwar:

U_1min . . . minimal mögliche Batteriespannung
U_1max . . . maximal mögliche Batteriespannung
U_2min . . . minimal mögliche Lastspannung
U_2max . . . maximal mögliche Lastspannung
f . . . Taktfrequenz, T . . . Periodendauer
P_Amax . . . maximale toleranzunabhängige erforderliche Ausgangsleistung
K . . . Übersetzungsverhältnis

Zunächst wird w₁/w₂=K festgelegt:

U_2max · K U_1min hieraus K=U_1min/U_2max (4)

Dies bedeutet, daß bei gleichzeitig herrschenden U_2max und U_1min noch keine Rückspeisung über D₂, D₃ in die Batterie/den Pufferkondensator stattfindet.

Für die max. Spannungsbeanspruchung der Diode D₁(U_D1max) gilt:

U_D1max = 2 · U_1max/K = 2 · U_1max · U_2max/U_1min (5)

Für die Festlegung von L₁ gilt die gesondert ermittelte, hier nicht näher erörterte Beziehung:

L₁ = [η/(2 · f · P_Amax)] · [U_1min/(1 + U_2max/U_2min)]² (6)

Für den Wirkungsgrad eta (η) kann 0,9 veranschlagt werden.

Die Drossel ist ferner so zu dimensionieren, daß PA_max ohne Sättigungseffekte übertragen werden kann. Für das erforderliche effektive Kernvolumen V läßt sich, bei Vernachlässigung der Streufelder, schreiben:

V = 2 · µ₀ · µ_reff · P_Amax/ (η · f · B_max² (7)

hierbei: µ_reff = µ_r/(1 + µ_r · l₁/l₂)

µ₀ . . . 1,26 · 10^-6Tm/A
µ_r . . . rel. Permeabilität des Kernmaterials
µ_reff . . . effektive, relative Permeabilität, ca. 50-150 je nach Luftspalt
l₁ . . . eff. magn. Weglänge des Kernes in m
l₂ . . . Luftspalt in m
B_max . . . max. zugelassene Induktion in T (0,2 T-0,3 T)
η, eta . . . Wirkungsgrad

Es empfiehlt sich, V zunächst aufgrund eines rel. großen µ_reff-Wertes auszuwählen, so hat man Reserve bezüglich größerer Luftspalte und damit hinsichtlich P_Amax.

Für die Induktivität gilt:

L₁ = w₁² · G_m, wobei G_m = µ₀ · µ_reff · F/l₁ (8);

G_m . . . magn. Leitwert,

F . . . eff. magn. Querschnitt des Kernes.

Aufgrund des nach (7) ermittelten Kernes und seiner Parameter bzw. der dabei angenommenen µ_reff ist G_m bekannt. Die Windungszahl w₁ läßt sich somit aufgrund von (8) ermitteln. Hierbei sollte eher mit einem reduzierten G_m · w₁ ² gerechnet werden. Dann besteht nämlich die Möglichkeit, durch experimentelle Wahl des Luftspaltes, L₁ genau einzustellen.

In der Praxis wird von Speisegeräten Kurzschlußverträglichkeit und Leerlauffestigkeit erwartet. Wenn das System mit Überstromschaltung ausgestattet ist, ist es zusätzlich zur Leerlauffestigkeit kurzschlußsicher.

Der Kurzschlußstrom steigt nämlich nur treppenförmig, moderat an und erlaubt eine rechtzeitige Abschaltung des Taktes. Bei offenem Ausgang steigt die Ausgangsspannung nur soweit an, bis primärseitig die Dioden D₂, D₃ leitend werden, wobei die Drosselenergie in die Batterie/Pufferkondensator zurückfließt. Daher ist das System auch leerlauffest.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 gliedert sich wie folgt:

» Netzgleichrichtung
» Speicherdrossel mit Lastkreis
» Leistungsstufe mit Aussteuerung
» Ablaufsteuerung und Schutzfunktionen

Netzgleichrichtung

Die mit G_L1 gleichgerichtete Netzspannung von 220 V liefert die Batteriespannung U₁. Bei maximal angenommenen Netzspannungstoleranzen von +10% und -15% und einer maximalen Restwelligkeit von 20 V erhalten wir U_1min=245 V und U_1max=345 V.

Speisedrossel mit Lastkreis

Vorgaben:

U_1min =  245 V, U_1max =  345 V
U_2min = 2500 V, U_2max = 3500 V
f = 20 kHz, P_Amax = 1,2 kW, eta = 0,9 (geschätzt oder gemessen)

Gemäß (4) ergibt sich:

K = 14

Mit (6) erhalten wir

L₁ ≈2,10^-4H = 0,2 mH

Mit (7) wird das Kernvolumen bei den folgenden Prämissen berechnet:

µ_reff = 150 (kleiner Luftspalt)
B_max = 0,3 T, eta = 0,9

Damit:

V = 280,000 mm³

Dem entspricht Kern UU93/152/30 mit den Parametern:

V′ = 285,000 mm³
l₁ = 345 mm (magn. Weglänge)
F = 826 mm² (magn. Querschnitt)

Mit (8) erhalten wir

G_m = 4,5 · 10^-7 H/w²

Mit w₁=20 ergibt sich für L₁ ein Rechenwert von 1,8 · 10^-4H. In der Praxis wird mit Luftspalt 2 · 1 mm=2 mm der Sollwert von 0.2 mH etwa erreicht.

Für die Diode D₁ in Fig. 4 ergäbe sich die erforderliche Sperrspannung U_D1max gemäß (5) zu

U_D1max≈10 kV

und die Siebkapazität C_S müßte ebendort 5000 V tragen können. Diese Verhältnisse sind nahezu unerfüllbar, weshalb eine 12fache (n-fache) Unterteilung der Sekundärwicklung vorgenommen wird:

w₂*= w₂/n = w₁/(K · 12)

Hierbei ergibt sich U_D1max=820 V für die Dioden D₁* und die Siebkapazitäten C_S* werden nur mit maximal 410 V belastet, wobei C_S*=12 · C_S gilt.

Eine zusätzliche Glättung kann mit einem zusätzlichen L-C-Glied (L₃, C₃) erreicht werden. Hierdurch wird der Laststrom nahezu kontinuierlich, die abgegebene Leistung verliert ihren pulsierenden Charakter.

Leistungsstufe mit Ansteuerung

Diese besteht aus einer asymmetrischen Brückenschaltung, die zugehörigen Bauelemente sind Feldeffekttransistoren T_r1, T_r1′, ferner die Dioden D₂, D₃. Für die Ansteuerung dient eine Anordnung, bestehend aus dem Treiber Tre1, den Übertragern Üb, Üb′ und den Treibern Tre2, Tre2′. Die FET′s sind über potentialtrennende Aussteuersysteme angesteuert (optisch oder magnetisch).

Ablaufsteuerung und Schutzfunktionen

Die Ablaufsteuerung hat die zentrale Aufgabe, die Schaltstufe bei z. B. 20 kHz periodisch einzuschalten und jeweils auszuschalten, wenn i_p=i_pmax(P_A)=i_max(P_A) erreicht worden ist. i_p(P_A) ist jener Spitzenwert, bei dem der gewünschte Leistungsfluß P_A erzielt wird. Die Stromerfassung und -abschaltung geschieht mittels des Widerstandes R₁ und des Komparators K₁. Wird i_p · R₁<U_komp, spricht K₁ an. U_komp wird dabei gemäß U_komp=i_pmax(P_A) · R₁ eingestellt.

Der Taktgenerator liefert schmale Pulse bei 20 kHz, welche am UND-Gatter G₁ anstehen. Ist dieses freigegeben, setzen die Pulse den RS-Flipflop FF2 über den Setzeingang S mit jedem Takt. Hierbei wird die Schaltstufe über Tre1 eingeschaltet. Bei i_pmax · R₁=U_komp schaltet K₁ jeweils FF2 über den Rücksetzeingang R wieder ab.

Der Zustand "Betrieb" wird durch Setzen des Flipflop FF1 mittels eines Startpulses herbeigeführt. Mit Rücksetzen von FF1 wird der Betrieb beendet. Dies ist der Fall, wenn das ODER-Gatter G₂ Stop=H meldet. Dies geschieht, wenn eine vorgesehene Schutzüberwachung anspricht oder "Ende" gegeben wird.

Die dargestellte Ablaufsteuerung gibt das Prinzip-Schema/Schaltung wieder. Hierfür kann eine integrierte Schaltung eingesetzt werden. Die Leistungsschalter/Dioden D₂, D₃, T_r1, T_r1′ sind im Ausführungsbeispiel diskret vorgesehen, sie können aber bei zunehmender Integrationsdichte und wachsender Leistungsfähigkeit der integrierten Schaltungen ebenso als integrierte Elemente oder in Form von Leistungs-Modulen vorgesehen werden.

Vorteilhafte Eigenschaften der Ausführungsbeispiele

• 1. Eine Energiespeicher-Drossel (Trafo, Übertrager) hat zwei Wicklungen w₁, w₂. Zwischen der Primärwicklung und einer Speisespannung liegt ein elektronischer Schalter. Zwischen der Sekundärwicklung w₂ und einem Verbraucher ist ein Einweg-Gleichrichter angeordnet. Der Wicklungssinn ist so gewählt, daß bei leitendem Schalter der Gleichrichter polaritätsbedingt sperrt. (Dies entspricht einem Sperrwandler).
• 2. Der Schalter wird periodisch leitend gesteuert und gesperrt. Während der Leitphase wird ein "Energiepaket" (Energieportion, -betrag) aus der Batterie in die Drossel (Hauptinduktivität des Trafos) übernommen. Während der Sperrphase (Abschaltphase) wird dieses vollständig an den Verbraucher abgegeben. Der Leistungsfluß (P) entspricht dem "Energiepaket" (W) mal Frequenz (f), oder P=W · f.
  Dies entspricht einem Dreieckbetrieb eines Sperrwandlers bei fester Frequenz und aufsitzendem dreieckförmigen Stromverlauf. Es kann auch ein Gleichstromanteil I₀ überlagert sein, i_p0 für alle t.
• 3. Durch geeignete Dimensionierung des Übersetzungsverhältnisses K=w₁/w₂ und der Primär-Hauptinduktivität Lh wird die Funktion nach Ziff. 2 unter allen zu berücksichtigenden Betriebsbedingungen sichergestellt. Der Dreiecksbetrieb wird sichergestellt.
• 4. Der Schalter nach Ziff. 1 ist durch eine asymmetrische Brücke (H-Schaltung), bestehend aus z. B. zwei Transistoren T_r1, T_r1′ oder S₁, S₂ und zwei Dioden D₂, D₃ realisiert.
• 5. Die Sekundärwicklung, entsprechend Ziff. 1 ist n-fach unterteilt. Zu jeder Teilwicklung gehört ein eigener Gleichrichter D₁* und eine eigene Glättungskapazität C_S*. Hierdurch wird die Sperrbeanspruchung der eingesetzten Sekundärdioden D₁* herabgesetzt. Außerdem vereinfacht sich die Isolation der Wicklungen und die sekundären Speicherkapazitäten können eine geringe Spannungsfestigkeit aufweisen.
• 6. Das "Energiepaket" nach Ziff. 2 wird dadurch bemessen, daß das Erreichen einer entsprechenden Stromstärke i_max mittels eines Meßwiderstandes R₁ und eines Komparators K₁ primär ermittelt wird und dabei die Leitphase der/des Schalters T_r1, T_r1′ abgebrochen wird.
• 7. Zur Glättung der Ausgangsspannung dient ein weiteres sekundäres L-C-Tiefpaß-Filter, welches bei erhöhter Anforderung an die Ausgangsspannung (U₂), d. h. bei erwünscht kleinem Rest-Wechselanteil vorgesehen wird. L₃/C₃ können entfallen, wenn die Kondensatoren C_S* bereits ausreichend groß dimensioniert sind, um den dreieckförmigen Sekundärstrom i₂(t) ausreichend zu glätten.

Claims (21)

1. Verfahren zur Speisung von HF-Erzeugern, insbesondere Magnetrons, dadurch gekennzeichnet,
daß zeitlich beabstandete Energiebeträge (E₀=1/2L₁ · i_max ²) von einer primären Netzspannungs-Seite auf eine sekundäre Hochspannungs-Seite, an welche der HF-Erzeuger als Verbraucher anschließbar ist, übertragen werden,
daß eine für den Verbraucher erwünschte Soll- Verbraucherleistung (P_soll) primärseitig vorgegeben wird, und
daß abhängig von der vorgegebenen Soll- Verbraucherleistung (P_soll) und einem Wirkungsgrad η, eta) des Gesamtsystems die zeitlich beabstandet übertragenen Energiebeträge (E₀=1/2L₁ · i_max ²) in ihrer Höhe (E₀) variert werden, womit die tatsächliche sekundäre Ist- Verbraucherleistung (P_A, P_ist) beliebig, insbesondere konstant, vorgegeben wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Höhe (E₀) der Energiebeträge durch Variation des Maximalstroms (i_max) einer die Energiebeträge (E₀) periodisch speichernden und abgebenden Induktivität (L₁, L_h) durchgeführt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die tatsächliche Ist-Verbraucherleistung (P_ist, P_A) sowohl durch die Höhe der Energiebeträge (E₀) als auch durch den zeitlichen Abstand (T, 1/f) der übertragenen Energiebeträge (f · E₀=P_A) vorgegeben bzw. geändert wird.

4. Verfahren nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Energiebeträge (E₀) mit einem Übertrager, bzw. einem Transformator (Ü) von der Primärseite (w₁) potentialfrei auf eine Sekundärseite (w₂, w₂*) übertragen werden und dort ein- oder mehrstufig geglättet werden (C_S, C_S*, L₃, C₃) und daß jeder übertragene Energiebetrag (E₀) auf eine Mehrzahl symmetrischer Sekundärwicklungen (w₂*) aufgeteilt wird, die zur Bildung einer Verbraucherspannung (U₂, U_A) in Serie geschaltet werden.

5. Vorschaltanordnung für mindestens einen HF-Erzeuger, insbesondere für Magnetrons, vorzugsweise zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorherstehenden Ansprüche,
mit einer primären Anordnung, insbesondere einer Gleichrichter-Glättungsanordnung, zur Bereitstellung einer puffernden Zwischenkreis-Gleichspannung (U₁),
mit einem primären Strom-Meßglied (R₁) zum Abgeben ein dem Primärstrom (i_p) proportionales Signal (u_p) und
mit einem mindestens eine Primär- und Sekundärseite aufweisenden Übertrager (Ü), gekennzeichnet durch
einen Wandler mit mindestens einem Leistungsschalter (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) und mindestens einer primären Freilaufdiode (D₂, D₃), wobei während einer Einschaltphase des mindestens einen Leistungsschalters (S₁, S₂,T_r1, T_r1′) eine Induktivität (L₁, L_h) einen vorgebbaren Energiebetrag (E₀=1/2L₁ · i_max2) aufnimmt und diesen während einer nachfolgenden Abschaltphase des mindestens einen Leistungsschalters (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) an die mindestens eine Sekundärseite des Übertragers (Ü) abgibt und
einen Komparator (K₁), welchem sowohl das primäre stromproportionale Signal (u_p) als auch ein Referenzsignal (P_soll) zuführbar ist und welcher den mindestens einen Leistungsschalter (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) über Ansteuerschaltung(en) (Tre1, Üb, Üb′,Tre2, Tre2′, FF2) dann von dem leitenden (Einschaltphase) in den sperrenden (Abschaltphase) Zustand überführt, wenn das stromproportionale Signal (u_p) das Referenzsignal (P_soll) überschreitet.

6. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß zwei Leistungsschalter (S₁, S₂) sowie zwei Freilaufdioden (D₁, D₂) vorgesehen sind und die Primärwicklung (w₁) des Transformators (Ü) nach Art einer asymmetrischen Halbbrückenschaltung (H-Schaltung) mit den Leistungsschaltern (S₁, S₂) und den Freilaufdioden (D₁, D₂) verbunden ist und
daß die zwei Leistungsschalter (S₁, S₂) synchron miteinander ein- bzw. abschaltbar sind.

7. Vorschaltanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L₁) durch die Hauptinduktivität (L_h) des Übertragers (Ü) gebildet ist.

8. Vorschaltanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der mindenstens eine Leistungsschalter (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) über Ansteuerschaltung(en) (Tre1, FF2, Üb, Üb′, Tre2, Tre2′) dann von dem sperrenden in den leitenden Zustand überführt wird, wenn der Primärstrom (i_p) bzw. das stromproportionale Signal (u_p) zu Null geworden ist und/oder ein neuer Taktimpuls vorliegt.

9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärseite des Übertrager (Ü) mehrere symmetrische Sekundärwicklungen (w₂*) aufweist, welche gleichspannungsmäßig in Serie schaltbar sind zur Erzielung einer erwünschten hohen sekundären Ausgangsspannung (U₂).

10. Vorschaltanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß zu jeder der mehreren symmetrischen Sekundärwicklungen (w₂*) eine Diode (D₁*) in Serie geschaltet ist, wobei die Anode der jeweiligen Diode (D₁) mit dem einen Anschluß der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) verbunden ist, welcher während der Einschaltphase des mindestens einen Leistungsschalters (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) eine negative Spannung gegenüber dem anderen Anschluß der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) aufweist, und daß zwischen der Kathode der jeweiligen Diode (D₁*) und dem anderen Anschluß der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) jeweils ein Sekundärkondensator (C_S*) anschließbar ist.

11. Vorschaltanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß zu jeder der mehreren symmetrischen Sekundärwicklungen (w₂*) eine Diode (D₁*) in Serie geschaltet ist, wobei die Kathode der jeweiligen Diode (D₁) mit dem Anschluß der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) verbunden ist, welcher während der Einschaltphase des mindestens einen Leistungsschalters (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) eine positive Spannung gegenüber dem anderen Anschluß der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) aufweist, und daß zwischen der Anode der jeweiligen Sekundärwicklung (w₂*) jeweils ein Sekundärkondensator (C_S*) anschließbar ist.

12. Vorschaltanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Sekundärkondensatoren (C_S*) in Serie geschaltet sind, wobei der Kondensatoranschluß mit dem höchsten Potential und der Kondensatoranschluß mit dem geringsten Potential dem Verbraucher als Versorgungsspannung (U₂) zuführbar ist.

13. Vorschaltanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Verbraucher und Sekundärseite des Übertragers ein weiterer Glättungsfilter, vorzugsweise ein L-C-Filter (L₃, C₃), geschaltet ist.

14. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,
daß eine geglättete Zwischenkreis-Gleichspannung (U₁) aus einem speisenden Wechselstromnetz mittels der Gleichrichter-Glättungs-Anordnung erzeugt ist,
daß ein erster Leistungsschalter (S₁, T_r1), die Primärwicklung (W₁) des Übertragers (Ü) und ein zweiter Leistungsschalter (S₂, T_r2) in Serie geschaltet und an die geglättete Zwischenkreis-Gleichspannung (U₁) anschließbar sind, und
daß eine erste Freilaufdiode (D₂) zwischen dem positiven Anschluß der Zwischenkreis-Gleichspannung (U₂) und dem Verbindungspunkt von zweitem Leistungsschalter (S₂, T_r2) und zweitem Anschluß der Primärwicklung (W₁) vorgesehen ist und
daß eine zweite Freilaufdiode (D3) zwischen dem negativen Anschluß der Zwischenkreis-Gleichspannung (U₁) und dem Verbindungspunkt von erstem Leistungsschalter (S₁, T_r1) und erstem Anschluß der Primärwicklung (W₁) vorgesehen ist und
daß beide Freilaufdioden (D₂, D₃) so gepolt sind, daß sie sperren, wenn die Leistungsschalter (S₁, S₂, T_r1, T_r2) eingeschaltet sind.

15. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder des mindestens einen Leistungsschalters (S₁, S₂, T_r1, T_r1′) eine Parallelschaltung mehrerer symmetrischer, in ihrer Belastbarkeit entsprechend reduzierten, Einzel-Leistungsschalter aufweist.

16. Vorschaltanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch
eine Speicherschaltung (FF2) nach Art eines R-S Flipflops, welche von einem Einschaltsignal setzbar (S) ist,
eine Taktimpulsquelle zur Erzeugung und Abgabe eines, vorzugsweise oberhalb der Hörgrenze liegenden, Taktsignals (f, 1/T),
eine Torschaltung (G₁) zur Verknüpfung eines Fehlersignals mit dem vorgenannten Taktsignal (f, 1/T), wobei die Torschaltung (G₁) das vorgenannte Einschaltsignal zum Setzen des Flipflops (FF2) dann abgibt, wenn keine Fehlermeldung und ein Taktimpuls vorliegt.

17. Vorschaltanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das die Fehlermeldung anzeigende Fehlersignal aus der disjunktiven Verknüpfung einzelner Fehlerquellen, wie Überstrom, Übertemperatur, Systemstop, Überspannung und dergleichen besteht.

18. Vorschaltanordnung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (K₁) den Rücksetz-Eingang (R) des Flipflops (FF2) ansteuert.

19. Vorschaltanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktimpulsquelle äquidistante Impulse abgibt, wobei die Breite jedes Impulses wesentlich kleiner ist, als die Zeitspanne zum Erreichen des Maximal-Primärstroms (i_max).

20. Vorschaltanordnung bzw. Verfahren nach Anspruch 5 bzw. Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (P_soll), welches die Soll-Verbraucherleistung (P_soll) vorgibt, von einem Potentiometer, Spannungsteiler oder einer Leistungsvorgabe-Schaltung abgegeben wird.

21. Vorschaltanordnung bzw. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Soll-Verbraucherleistung (P_soll) als nichtlineare Funktion der primärseitigen Stromamplitude (i_max) und nach Maßgabe des Wirkungsgrades des Gesamtsystems (η, eta) vorgegeben wird.