DE3903536A1

DE3903536A1 - Verfahren zur steuerung eines wechselstrommotors ueber einen wechselrichter

Info

Publication number: DE3903536A1
Application number: DE3903536A
Authority: DE
Inventors: Pasi Dipl Ing Pohjalainen
Original assignee: ABB Stromberg Drives Oy
Current assignee: ABB Stromberg Drives Oy
Priority date: 1988-02-08
Filing date: 1989-02-07
Publication date: 1989-08-17
Anticipated expiration: 2009-02-08
Also published as: US4918367A; JPH01274686A; DE3903536C2; FI79002B; FI880557A0; FI79002C

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines Wechselstrommotors über einen Wechselrichter gemäß dem Ober begriff des Anspruches 1. Ein solches Verfahren und die die sem zugrunde liegende elektrische Theorie sind aus der EP-A 01 79 356 bekannt.

Im folgenden wird zunächst der theoretische Hintergrund der Erfindung erläutert, und zwar zum besseren Verständnis an hand eines Beispiels. Das Beispiel bezieht sich auf den in der Praxis am häufigsten vorkommenden Fall der Speisung ei nes Dreiphasen-Motors über einen Wechselrichter, obwohl die entsprechende Theorie sowie die vorliegende Erfindung auf Wechselstrommotorantriebe aller Arten angewendet werden kön nen. Fig. 1 zeigt die grundlegende Schaltung eines solchen Wechselrichters mit einem Dreiphasenmotor. Wenn der Wechsel strommotor von einem mit mehreren Schaltern arbeitenden Wechselrichter gespeist wird, wie dies Fig. 1 zeigt, so wird der Motor dadurch gesteuert, daß die Phasenwicklungen A, B, C mittels der Schalter S _a, S _b, S _c entweder an den Plus- oder Minuspol der Gleichspannungsquelle (Spannung + 1/2 U _DC und 1/2 U _DC) angeschlossen werden. Die Schalter (Schaltzustandsvariablen des Wechselrichters) können daher die folgenden beiden Stellungen einnehmen:

S = 0 ⇒ Anschluß der Phase an die "-" Sammelschiene
S = 0 ⇒ Anschluß der Phase an die "+" Sammelschiene.

Entsprechend dem allgemeinen Raumzeigermodell wird der Span nungsraumzeiger der Wechselrichterspannung beschrieben durch die Gleichung

wobei n = 1, 2, . . . 6.

Der hier behandelte Wechselrichter erzeugt somit sechs mög liche verschiedene Positionen für die Spannungsraumzeiger der Statorspannung in der komplexen Ebene. Wenn alle Phasen gleiches Bezugspotential haben, ist ferner ein Null-Vektor (Null-Zeiger) als siebenter Zeiger vorhanden.

Für den Spannungsraumzeiger ergibt sich für die verschie denen Schalterkombinationen, wobei 2/3 U _DC=1.

Tabelle 1

Spannungsraumzeiger des Wechselrichters

In graphischer Darstellung ergeben die verschiedenen Augen blickswerte ₁, ₂, . . . ₆ des Spannungsraumzeigers einen Wechselrichterspannungsstern, wie er in Fig. 2 dargestellt ist.

Dieser Spannungsstern, also die gezeigten sechs möglichen Augenblickswerte, stellt alles dar, was mit einem dreiphasi gen Zwei-Niveau-Wechselrichter realisiert werden kann. Das Entwurfsproblem besteht darin, die äußere Steuerung der Schal ter S _A, S _B, S _C in der geeignetsten Weise durchzuführen.

Wenn im folgenden vereinfacht vom "Fluß" gesprochen wird, so ist damit der in Bezug auf den Stator rotierende Raumzeiger des magnetischen Feldes gemeint. Dieser Raumzeiger läuft mit seinem freien Ende mit konstanter Bahngeschwindigkeit längs des sogenannten Flußkreises (Flußraumzeigerbahn).

Es ist schwierig, ein vollständig sinusförmiges Drehfels mit einem dreiphasigen Wechselrichter zu erzeugen, zumindest er fordert dies eine hohe Schaltfrequenz. Es ist jedoch möglich, einen annähernd kreisförmigen Flußkreis zu erzeugen, indem man in jedem Falle den geeigneten Spannungszeiger aus den sechs verschiedenen alternativen Positionen auswählt. Der am besten geeignete Spannungszeiger ist derjenige, der den absoluten Wert des Flusses so konstant wie möglich hält. Dieser Zeiger ermöglicht gleichzeitig die schnellst mögliche Vorverlegung des Flusses. Ein Beispiel für eine solche Auswahl der Span nungszeiger zeigt Fig. 3, in der der Ständerfluß mit _s und die Augenblickswerte des Spannungsraumzeigers mit ₁, ₂, . . . ₆ bezeichnet sind.

Der geeignete Augenblickswert des Spannungsraumzeigers ist ab hängig von dem Winkel des Flusses bezogen auf die Ständer koordinaten, der absoluten Größe des Flusses und der ge wünschten Drehrichtung.

Fig. 4 zeigt einen Flußkreis der derart in sechs Sektoren R unterteilt ist, daß die durch gestrichelte Linien angedeuteten Grenzen der Sektoren die Winkel zwischen den Spannungs raumzeigerpositionen halbieren. In jedem Sektor werden zwei Zeiger verwendet, und zwar je einer für jede Drehrichtung; ei ner dieser Zeiger vergrößert den Fluß und der andere ver kleinert ihn. Zum Beispiel wird im Sektor 2 (R=2) der Zeiger _s (0,1,1) dann benutzt, wenn man den Fluß vergrößern will, und der Zeiger _s (0,0,1) wird dann benutzt, wenn man den Fluß verkleinern will.

Der absolute Wert des Flusses kann nach dem Prinzip einer normalen Zweipunktsteuerung geregelt werden. Der Fluß wird vergrößert, bis er den oberen Grenzwert erreicht hat, worauf der Fluß bis zum unteren Grenzwert verkleinert wird. Das absolute Betragsbit für den Fluß ist mit ζ bezeichnet, welches den Wert 1 hat, wenn der Fluß vergrößert werden soll, und den Wert 0, wenn der Fluß verkleinert werden soll.

Die verwendeten Augenblickswerte des Spannungsraumzeigers können entsprechend dem Flußzeigersektor und dem absoluten Betragsbits tabularisiert werden.

Tabelle 2

Spannungsraumzeigerpositionen, verwendet mit verschiedenen Beträgen von R und ζ

a) Positive Drehrichtung (Gegenuhrzeigersinn)

Tabelle 3

b) Negative Drehrichtung

Den stärksten Anstieg des Drehmomentes erhält man, wenn der Fluß so schnell wie möglich in Drehrichtung vorverlegt wird. Entsprechend wird die schnellste Verminderung des Drehmomen tes dadurch erreicht, daß der Fluß so schnell wie möglich umgekehrt wird. Die Reduzierung des Drehmomentes wird prak tisch dadurch erreicht, daß er in der entgegengesetzten Drehrichtung vergrößert wird. Im stationären Betriebszustand ist es jedoch nicht sinnvoll, den Gegenzeiger zur Steuerung des Drehmomentes zu verwenden, da seine Verwendung elektri sche Leistung erfordert und die Schaltfrequenz erhöht. Ande rerseits kann man im stationären Betriebszustand zur Drehmo mentenreduzierung den Null-Zeiger benutzen, welcher das Drehmoment in dem gewünschten Änderungsbereich für eine ma ximale Zeit hält.

Auf die Auswahl des Flußbewegungszeigers (Vorwärts-, Rück wärts-, Nullzeiger) kann man auch eine Zweipunktsteuerung anwenden, jedoch in der Form einer dreistufigen Flußgrenze (obere positive, untere negative und mittlere Nullagen- Grenze). Der zugelassene Bereich der Drehmomentänderung Δ T, innerhalb derer die Steuerung das Drehmoment hält, wird ausgewählt. Die Auswahl von Δ T ist hauptsächlich abhängig von der gewünschten Genauigkeit der Regelung und der zuläs sigen Schaltfrequenz. Der (negative) Differenzwert (T _ref-T) des Drehmoments wird mit dem zulässigen Variationsbereich verglichen. Wenn das Drehmoment größer als der Sollwert wird, wird der Nullzeiger ausgewählt und solange verwendet, bis (T-T _ref) unter Δ T fällt. Danach wird der drehmomentver größernde Zeiger verwendet. Der Umkehrzeiger wird verwendet, wenn der Differenzwert des Drehmoments in der anderen Rich tung über Δ T hinaus vergrößert wird.

Das "Drehmoment-Bit" welches die Werte 0, 1 und -1 haben kann, ist mit τ bezeichnet. Wenn

τ = 0 ⇒ wird der Nullzeiger verwendet.
τ = 1 ⇒ wird der Fluß in positiver Richtung vorverlegt.
τ = -1 ⇒ wird der Fluß in die negative Richtung umgekehrt.

Wenn die Drehmomentensteuerung mit einer Zweipunkt-Fluß steuerung kombiniert wird, kann eine optimale Schalttabelle aufgestellt werden. Die Tabellen 2 und 3 zeigen die für jede Drehrichtung verwendeten Zeiger. Die optimale Schalttabelle wird aus diesen Tabellen dadurch gewonnen, daß, wenn τ=1, der Fluß in der positiven Drehrichtung rotiert wird, und wenn τ=1, der Fluß in der negativen Drehrichtung rotiert wird. Wenn τ=0 wird der Nullzeiger verwendet.

Das erläuterte Steuerprinzip hat jeoch Nachteile. Grundsätz lich liefert der Wechselrichter eine Spannungsgrundwelle (erste Harmonische) mit einem Effektivwert der Spannung von 0,78 U _DC. Diese Spannung erhält man, wenn jeder Spannungs zeiger nacheinander über 60° verwendet wird. Mit dem gezeig ten Steuerprinzip wird dies erreicht, wenn der Grenzwert für den Fluß genügend hoch ist. Diese Situation ist in Fig. 5 dargestellt. In diesem Falle ist jedoch die Drehmomenten steuerung in der das Drehmoment verstärkenden Richtung nicht mehr durchführbar, d. h. der Sollwert für das Drehmoment ist nicht mehr notwendigerweise erreichbar, da der Statorfluß _s bereits mit maximaler Geschwindigkeit rotiert. Dies be deutet gleichzeitig, daß die Drehgeschwindigkeit von _s nur durch Verkleinerung des Sollwertes für den Fluß weiter ver größert werden kann, da auf diese Weise die Strecke verklei nert wird, welche der Fluß _s während 60° zu durchlaufen hat.

Es gibt zwei Gründe für die Änderung der Rotationsgeschwin digkeit des Flusses:

1. Zur Änderung der mechanischen Drehgeschwindigkeit
2. Zur Änderung der Schlupffrequenz.

Um bei Änderungsvorgängen das Auftreten von Transienten (Ausgleichsvorgängen) zu vermeiden, sollte versucht werden, die ursprüngliche Positionierung so weit wie möglich zu er halten.

In Bereichen, bei denen man eine hohe Ausgangsspannung (hohe Geschwindigkeit) anstreben muß, kann eine nach oben gerich tete Drehmomentenstufe dadurch erfolgen, daß man einen "kur zen Schnitt" vornimmt, um den Ständerfluß weiter vor den Läuferfluß vorzuverlegen, d. h. den Ständerfluß dem Läufer fluß in der Drehrichtung stärker voreilen zu lassen. Für einen abwärts gerichteten Drehmomentenschritt gibt es zwei Möglichkeiten: Der Ständerfluß kann mit einem größeren Ab stand gegenüber dem Ausgangszustand rotiert werden, oder es wird der Nullzeiger benutzt. Fig. 6a zeigt einen das Dreh moment vergrößernden Schritt, Fig. 6b einen das Drehmoment verkleinernden Schritt nach der Deformierungsmethode, und Fig. 6c zeigt einen das Drehmoment verkleinernden Schritt nach der Anhaltemethode.

Alles, was im Vorhergehenden erläutert wurde, ist allgemein bekannt, z. B. aus verschiedenen Aufsätzen und aus der EP-A 01 79 356. Ein wirksames Verfahren zur Anwendung der darge stellten Gedanken ist dagegen bisher nicht bekannt geworden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfah ren der eingangs genannten Art zu entwickeln, mit welchem das Drehmoment bei allen Frequenzen beliebig geregelt werden kann, und zwar sowohl bei maximaler Spannung als auch in der Nähe der maximalen Spannung.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein Verfahren gemäß dem Ober begriff des Anspruches 1 vorgeschlagen, welches erfindungs gemäß die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 genannten Merkmale hat.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den wei teren Ansprüchen genannt.

Wenn der genannte Differenzwert bestimmt wird, kann die den magnetischen Zustand des Motors repräsentierende Größe der tatsächlich Wert des Ständerflusses sein oder eine diesem Wert entsprechende Größe oder eine diesem Wert proportionale Größe, wie der Sollwert des Ständerflusses, der Istwert oder Sollwert des Luftspaltflusses, der Ist- oder Sollwert des Erregerstromes oder einer anderen entsprechenden Größe, die von dem Istwert des Ständerflusses abhängig ist.

Gemäß der Erfindung wird also der Fluß in jedem Augenblick selbsttätig auf den höchsten erreichbaren Wert gebracht. Es ist ferner charakteristisch für das Verfahren gemäß der Er findung, daß die Drehmomentensteuerung versucht, das Drehmo ment dahin zu korrigieren, während des nächsten 60°-Sektors den korrekten Wert anzunehmen.

Anhand der in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele soll die Erfindung näher erläutert werden. Es zeigt:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines wechselrichtergespeisten Motors,

Fig. 2 den "Spannungsstern" eines Wechselrichters, das heißt die möglichen einnehmbaren Augenblickswerte des Spannungsraumzeigers,

Fig. 3 ein Beispiel für die Auswahl der Augenblickswerte des Spannungsraumzeigers.

Fig. 4 die Flußsektoren,

Fig. 5 die Bildung eines hexagonalen Ständerflußkreises,

Fig. 6a, 6b und 6c die Veränderung in der Gestalt des Stän derflußkreises für einen vergrößernden Drehmomenten schritt nach der Verformungsmethode, einen verklei nernden Drehmomentenschritt nach der Verformungsme thode und einen verkleinernden Drehmomentenschritt nach der Anhaltemethode,

Fig. 7 das Verhalten des Ständerflusses bei einer Änderung der Sektorgrenze,

Fig. 8 das Verhalten des Ständerflusses bei einer beträcht lichen Änderung der Sektorgrenze,

Fig. 9 den Ständerfluß im stationären Zustand an der Grenze zwischen dem Betriebsbereich mit konstanten Fluß und dem Betriebsbereich mit Feldschwächung,

Fig. 10 die Phasenverschiebung des Flusses bei der Deforma tionsmethode,

Fig. 11 die Kombination von Drehmomentänderung und Frequen zänderung,

Fig. 12 das Blockschaltbild für die Drehmomentensteuerung im Feldschwächungsbereich,

Fig. 13 das Blockschaltbild für die Drehmomentensteuerung an der Grenze zwischen dem Betriebsbereich mit kon stantem Fluß und dem Betriebsbereich mit Feld schwächung.

Das Verfahren gemäß der Erfindung basiert auf der Verwendung (Steuerung) des Winkels γ zwischen dem Ständerfluß und dem Rotorfluß.

Die Differentialgleichung für den Rotor im Rotorkoordinaten system lautet:

wobei _r ^r der Läuferfluß ist, R _r der Wirkwiderstand der Ro torwicklung und _r ^r der Rotorstrom.

Aus Gleichung (2) folgt, daß der Rotorfluß eine stetige ma thematische Funktion ist, solange der Rotorstrom _r ^r nicht unendlich ist. Da der Rotorwiderstand Rr bei Käfigläuferin duktionsmotoren hoher Leistung klein ist, (0,01 bis 0,02 pu bei Motoren über 10 kW), ist der Rotorfluß nicht nur eine mathematisch stetige Funktion, sondern sie verhält sich auch gemäßigt im Rotor-Koordinatensystem. Für kurze Zeitinter valle kann der Rotor als eine widerstandsfreie kurzgeschlos sene Windung betrachtet werden, deren mit ihr verketteter Fluß sich nicht ändern kann.

Um eine mathematische Grundlage für die Diskussion zu haben, wird der Statorfluß Ψ _s zerlegt in eine Komponente Ψ _sd ^r, deren Richtung mit dem Rotorfluß Ψ _r zusammenfällt, und eine Kompo nente Ψ _sq ^r senkrecht zur erstgenannten Komponente. Die ent sprechenden Gleichungen lauten

wobei σ der Dispersionskoeffizient ist, τ _r die Zeitkonstante des Rotors, L _m die Hauptinduktivität, L _s die Gesamtindukti vität des Ständers, die Rotationsgeschwindigkeit des Ro torflusses im Rotor-Koordinatensystem, T _m das Luftspaltdreh moment, P _n die Polpaarzahl und γ der Winkel zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß ist.

Aus diesen Gleichungen folgt, daß es möglich ist, das Dreh moment über den Winkel zwischen dem Statorfluß und dem Ro torfluß ähnlich wie bei einer Synchronmaschine zu steuern. Der Rotorfluß ist bei Betrachtung eines kurzen Zeitinter valls im Rotor-Koordinatensystem annähernd konstant, so daß es möglich ist, eine schnelle Drehmomentenänderung durch eine plötzliche Änderung des Winkels γ zwischen dem Stator fluß und dem Rotorfluß zu erzielen. Die Winkeländerung wird durch eine Phasenverschiebung des Ständerflusses um den kor rekten Betrag Δγ erzeugt.

Über ein längeres Zeitintervall betrachtet ist die Situation von der bei einer Synchronmaschine verschieden, da die Schlupfrequenz vom augenblicklichen Wert des Flusses gemäß Gleichung (4) abhängig ist. Daher muß bei einer stufenweisen Änderung des Drehmomentes der Phasenverschiebung Δγ stets eine Amplitudenänderung des Flusses folgen zur Kompensation der Änderung der Schlupfrequenz.

Das Verfahren gemäß der Erfindung arbeitet in folgender Weise: Die erforderliche Änderung des Winkels zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß wird zunächst auf der Grundlage der Istwert- und der Sollwertinformation für das Drehmoment und der Istwertinformation für den Fluß berechnet. Die Win keländerung ist mit Δγ bezeichnet. Diese Winkeländerung wird hergestellt durch Verschiebung der Grenze des Flußsektors um den Winkel ΔΦ · ΔΦ kann aus Δγ und früheren Informationen berechnet werden.

Wie oben festgestellt, ergibt eine Zweipunktsteuerung des Flusses am Ausgang

ζ = 0, wenn der Fluß verkleinert werden soll.
ζ = 1, wenn der Fluß vergrößert werden soll.

Das Flußbit ζ=1, welches zur Herbeiführung der Phasenver schiebung verwendet wird, wird an die Grenze der Sektoren gesetzt. Wenn z. B. die Grenze zwischen den Sektoren 1 und 2, wie in den Fig. 4 und 7 gezeigt, entsprechend der Größe des Winkels ΔΦ verändert wird, so wird dadurch folgen des herbeigeführt:

- Im Sektor R=2 wird der Zeiger ₄ (0,1,1) verwendet, wenn eine Flußvergrößerung beabsichtig ist, d. h. ζ=1. Entsprechend wird der Zeiger _s (0,0,1) verwendet, wenn eine Flußverkleinerung beabsichtigt ist, d. h. ζ=0,
- an der Grenze der Sektoren wird ζ auf 1 gesetzt und als Folge davon wird der Zeiger ₄ (0,1,1) solange verwen det, bis das Flußbit zu Null wird (d. h. der Fluß die obere Grenze erreicht) oder ein neuer Sektor durchquert wird.

Die Änderung der Sektorgrenze führt zu einer Korrektur gemäß Fig. 7. In gestrichelten Linien ist angegeben, wie sich der Fluß verhalten würde, wenn der Sektor sich in einem Still stand befände.

Das Steuersystem arbeitet somit "inkorrekt" in dem Bereich ΔΦ, in welchen der Sektor R=2 vom Sektor R=1 aus einge drungen ist. Obwohl das Flußbit ζ=1, wird ein flußreduzie render Zeiger verwendet. Nur wenn der Fluß über die Grenze des theoretischen Sektors hinausgeht, wird sich die Steue rung wie eine normale Zweipunktsteuerung verhalten.

Fig. 7 zeigt eine "leichte Korrektur" wenn ΔΦ<π/6. Das Prinzip ist auch anwendbar bei "großen Korrekturen", wenn ΔΦ<π/6, wie in Fig. 8 gezeigt wird. Wenn im Falle von Fig. 8 die Grenze zwischen den Sektoren 2 und 3 um etwa π/6=30° elektrisch invertiert worden wäre, wäre das Ergebnis eine Hexagon.

Die theoretische obere Grenze für ΔΦ ist π/3. Mit darüber hinaus gehenden Werten überlappen sich die Sektoren und das Ergebnis wäre nicht länger eindeutig. Andererseits, wenn ΔΦ=π/3, bedeutet dies - wenn man aus dem stationären Be triebszustand heraus beginnt - eine Änderung von 0,47 rad=27° des Winkels zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß, was eine beträchtliche Änderung darstellt.

Die untere Grenze für ΔΦ ist natürlich 0. Ein negativer Wert für ΔΦ würde bedeuten, daß kein flußreduzierender Zei ger verfügbar wäre, sondern beide verwendeten Zeiger den Fluß vergrößern würden. Eine solche Situation ist bei hohen Geschwindigkeiten nicht sinnvoll.

ΔΦ kann daher Werte im Bereich von 0 bis π/3≅1 annehmen.

Wenn eine Korrektur gleicher Größe in jedem Sektor vorgenom men wird, wird der Flußkreis die in Fig. 9 gezeigte Form haben. Wenn ΔΦ über 30° anwächst, ist das Ergebnis ein He xagon. Die Amplitude des Flusses kann dann auf den gewünsch ten Wert verstellt werden durch eine weitere Reversierung der Grenzen. Wenn daher ΔΦ sich dem Wert 0 nähert, kann das Drehmoment nicht weiter durch die Reversierung der Grenzen verkleinert werden, sondern dann kann die Zweipunktsteuerung angewendet werden. Somit kann die Steuerung bei voller Span nung und der Übergang aus dem Arbeitsbereich mit konstantem Fluß in den Arbeitsbereich mit Feldschwächung und umgekehrt in flexibler Weise durch Veränderung der Grenzen der Sekto ren realisiert werden.

Die folgenden Größen werden für die Durchführung der Steue rung benötigt:

- augenblicklicher Wert Ψ _s des Statorflusses
- angenäherte Werte der folgenden Motorparameter:
- L _s = Hauptinduktivität plus Streuinduktivität = Gesamtinduktivität des Stators
- σ = Dispersionskoeffizient
- Istwert des Drehmoments als Augenblickswertinformation (z. B. T = _s x _s)
- Drehmomenten-Sollwertinformation T*.

Der Istwert des Winkels γ zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß kann aus den Augenblickswerten des Statorflusses und des Drehmoments und den Motorparametern wie folgt be rechnet werden:

wobei Ψ _s,SUOD der augenblickliche Wert des Statorflusses ist.

Entsprechend ergibt sich für den Sollwert von:

Aus diesen Werten kann der Differenzwert des Winkels

Δγ = γ* - γ (8)

berechnet werden.

Eine Näherung für diesen Differenzwinkel erhält man auch beispielsweise aus der folgenden Gleichung:

In den Gleichungen (6), (7) und (9) ist Ψ _s,SUOD der gefil terte augenblickliche Wert des Statorflusses, welcher den Rotorfluß simuliert. Der Rotorfluß ist relativ stabil. Wenn der Rotorfluß direkt näherungsweise aus dem augenblicklichen Wert des Statorflusses ermittelt werden würde, würden die Oberwellen des absoluten Wertes des Statorflusses zu ausge prägt in Erscheinung treten, besonders wenn der Statorfluß auf einem Hexagon wandert. Eine geeignete Filterzeitkon stante τ _F ist beispielsweise

τ _F = 2/f _s (10)

wobei f _s die Speisefrequenz ist.

In der Praxis kann die Soll-Istwertdifferenz Δγ des Winkels γ zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß mit genügender Genauigkeit für die vorliegende Erfindung auf sehr vielen Wegen näherungsweise bestimmt werden. Erstens ist der Aus druck σ L _s/(1-σ) im Prinzip eine motorbezogene Konstante, welche jedoch offensichtlich näherungsweise mit ausreichen der Genauigkeit zumindest bezüglich des Motortyps bestimmt werden kann oder sogar universeller. Es ist jedoch offen sichtlich, daß selbst relativ ungenaue Schätzungen des ge nannten Ausdruckes keine nachteilige Wirkung auf die prakti sche Verwirklichung des Verfahrens gemäß der Erfindung ha ben. Was die Größen Ψ _s und Ψ _s/SUOD anbetrifft, so beschreibt Ψ _s den augenblicklichen magnetischen Zustand des Motors und kann entweder direkt oder mittels einer Größe bestimmt wer den, die auch den magnetischen Zustand einer Anzahl anderer Motoren bestimmt, wie z. B. den Luftspaltfluß und den Erre gerstrom oder selbst die Zeit eines vollständigen Zyklus. Bei den praktischen Verwirklichungsformen bilden auch die Sollwerte für den Statorfluß, den Luftspaltfluß oder den Er regerstrom geeignete Grundlagen für die näherungsweise Be stimmung des augenblicklichen Wertes des Statorflusses. So mit ist die wichtigste Größe, für welche die exakteste In formation in Gleichung 9 erforderlich ist, Δ T, d. h. die ge wünschte Änderung des Drehmoments.

Die nächste Überlegung ist, welche Art von Änderungsverfor mung des Hexagons in dem Winkelbereich γ zwischen den Flüs sen entsteht. Die Situation ist in Fig. 10 dargestellt. Im normalen Zustand wandert der Fluß längs des Pfades ACDB. Der Rotorfluß eilt längs der Peripherie des Kreises voraus. Wenn statt des Pfades ACDB der Pfad AB durchlaufen wird unter Um gehung der Punkte C und D, dann durchläuft der Statorfluß den Pfad ΔΨ _s auf kürzerem Wege als normal. Dies erzeugt eine Phasenverschiebung des Flusses von

Δγ ≈ ΔΦ′ (11)

wenn der Rotorfluß und die Frequenz konstant bleiben. In wirklichen Motoren ist dies jedoch nicht der Fall; vielmehr erzeugen der Drehmomentenschritt und die Deformation des Sechsecks eine Veränderung des Rotorflusses und der Schlupfrequenz. In der Praxis bedeutet dies, daß zu Beginn der Drehmomentensprung ΔΦ′ größer als Δγ wird. Dies kann be rücksichtigt werden durch einen motor-bezogenen Koeffizien ten k₁, d. h.

ΔΦ′ = k₁Δγ (12)

Da die Schlupfrequenz (und evtl. auch die mechanische Dreh geschwindigkeit) sich ebenfalls infolge des Drehmomenten schrittes ändern, wird in dem nächsten Sektor die Winkelän derung k₂Δγ in der negativen Richtung kleiner sein als k₁Δγ. Eine solche kombinierte Drehmoment- und Frequenzänderung ist in Fig. 11 dargestellt.

Dies ergibt als Steuer-Algorithmus

wenn ΔΦ von der normalen Flußsektorgrenze berechnet wird und Δγ _(-1) den temporären Voreilwert von Δγ darstellt.

Der Koeffizient k₁ kompensiert so die Änderung der Rotorfre quenz bei Drehmomentenänderung innerhalt eines kurzen Zei tintervalls derart, daß das Drehmoment in der gewünschten Weise verändert wird.

Die Differenz (k₁-k₂) wird verwendet zur Bestimmung, wie groß die Wechsel in der Flußrotationsgeschwindigkeit in Zu sammenhang mit einer Drehmomentenänderung gemacht werden muß. In Fig. 11 ist diese Änderung als Verkleinerung des Radius des Flußkreises (Flußraumzeigerbahnkurve) erkennbar.

Gemäß diesem Prinzip ist kein Rotationsgeschwindigkeitwert für die Drehmomentensteuerung erforderlich, wenn mit der ma ximalen Ausgangsspannung des Wechselrichters gearbeitet wird, in welchem Falle der Motor sich im Feldschwächungsbe reich gemäß der optimalen Bemessung befindet. Die grundsätz liche Auffassung ist, daß zu jeder Kombination von Rotati onsgeschwindigkeit und Drehmoment im stationären Betriebszu stand ein genau definierter Flußkreis und eine genau defi nierte Frequenz beim Betrieb mit konstanter Spannung gehören. Wenn die Speisefrequenz von diesem Wert abweicht, so macht sich dies früher oder später im Istwert des Drehmoments be merkbar. Wenn die Drehmomentensteuerung auch die Drehge schwindigkeit des Flusses in einem bestimmten Verhältnis zu der Drehmomentenänderung verändert, können die Rota tionsgeschwindigkeiten nur bei der Drehmomentensteuerung be rücksichtigt werden.

In der Praxis wird man so antizipieren, ob die Änderung des Differenzwertes des Drehmoments auf einer Änderung des Drehmomentensollwertes beruht oder einer Änderung der Rota tionsgeschwindigkeit, und jede dieser Größen wird dann in einem bestimmten Verhältnis zu der anderen verändert. Nach 60° wird überprüft, ob die Steuerung erfolgreich war und die notwendigen Korrekturen ausgeführt wurden, und zwar wieder sowohl hinsichtlich des Drehmomentes als auch der Frequenz.

Nach einiger Zeit wird jede der Größen den gewünschten Wert angenommen haben.

Wenn die Gleichung (13) retrospektiv geschrieben wird, er hält man

d. h.

Ein Beispiel eines Blockschaltbildes einer Steuerung auf der Grundlage dieser Gleichungen zeigt Fig. 12, wobei das Glied Z ^-1 den Eingangswert speichert und den früheren Wert als Ausgangsgröße abgibt. Das bedeutet, daß das Blockschaltbild gemäß Fig. 12 anwendbar ist, wenn die maximale Ausgangs spannung des Wechselrichters verwendet wird.

An der Grenze zwischen dem Arbeitsbereich mit konstantem Fluß und dem Feldschwächungsarbeitsbereich, in welchem der Flußkreis noch kein Hexagon ist, ist der Steueralgorithmus komplexer, da die Auswirkung der Phasenverschiebung des Ro tationswinkels der Flußsektorengrenze auf den Statorfluß nicht linear ist. Wenn der Rotationswinkel der Grenze im vorhergehenden Sektor ΔΦ _(-1) gewesen ist und im augenblick lichen Sektor ΔΦ ist, wird eine Änderung des Winkels zwi schen den Flüssen herbeigeführt, wenn dieser stationäre Zu stand ausging von:

Δγ = f(ΔΦ) - f(ΔΦ _(-1)) (16)

wobei f näherungsweise wie folgt dargestellt werden kann

Für den notwendigen Wert ΔΦ aus Gleichung (16) kann man er halten

ΔΦ = f ^-1[Δγ+f(ΔΦ _(-1))] (18)

wobei f ^-1 die inverse Funktion von f ist.

Mittels dieses Algorithmus kann der erste Wert ΔΦ der Dreh momentenstufe beim Starten aus dem stationären Betrieb kor rekt berechnet werden. Die Änderung des nächsten Sektors wird nicht korrekt erhalten, da nicht mehr aus dem statio nären Betrieb gestartet wird. Mit anderen Worten, wenn das Drehmoment sich im Laufe von 60° in der gewünschten Weise geändert hat, ist Δγ=0, und gemäß Gleichung (18) ist das ΔΦ des nächsten Sektors gleich dem des vorhergehenden Sek tors. Dies führt zu einer neuen Änderung des Winkels zwi schen den Flüssen, wobei diese Änderung von gleicher Größe ist, so daß das Drehmoment zu stark ansteigt, bzw. zu weit verkleinert wird, je nach Richtung der gewünschten Drehmomen tenänderung.

Dieses Problem kann dadurch beseitigt werden, daß ΔΦ ersetzt wird durch,

Δγ = k₁Δγ* - k₂Δγ*_(-1) (19)

wobei
Δγ* die gewünschte Winkeländerung zwischen den Flüssen ist und k₁ und k₂ Steuerparameter sind, die denen des Feld schwächungsbereiches entsprechen.

Wenn Gleichung (19) für Δγ in Gleichung (18) eingesetzt wird, erhält man

ΔΦ = f ^-1 [k₁Δγ* - k₂Δγ*_(-1)+f (ΔΦ _(-1))] (20)

In dem Algorithmus nach Gleichung (20) ist der Rotationswin kel ΔΦ der Sektorgrenze von zwei Faktoren abhängig: Durch den Ausdruck k₁Δγ* wird die notwendige Größe des Wechsels berücksichtigt und von der früheren Information

f(ΔΦ _(-1)) - k₂Δγ*_(-1) (21)

wird der Rotationswinkel der Grenze im stationären Be triebszustand ermittelt. Wenn im vorhergehenden Sektor keine Änderung stattfand, gilt Δγ*_(-1)=0 und Δγ _(-1) repräsen tiert direkt den Wert im stationären Betriebszustand. Wenn andererseits eine Änderung bestimmter Größe im vorhergehen den Sektor stattfand, muß diese von dem Wert ΔΦ _(-1) abgezo gen werden, um den stationären Betriebszustand zu finden.

Gleichung (20) kann retrospektiv geschrieben werden, wobei man erhält

Ein Beispiel für ein Blockschaltbild einer Drehmomenten steuerung für die Anwendung an der Grenze zwischen dem Be trieb mit konstantem Fluß und dem Feldschwächungsbetrieb, aufgestellt auf der Grundlage der Gleichung (22), zeigt Fig. 13.

Im Vorhergehenden wurde das Verfahren gemäß der Erfindung anhand eines Beispiels für ein dreiphasiges Stromsystem be schrieben; wie aber bereits einleitend festgestellt wurde, kann die Erfindung auch auf Fälle angewendet werden, in denen die Anzahl der Phasen von drei verschieden ist.

Claims

1. Verfahren zur Steuerung eines Wechselstrommotors über einen Wechselrichter, der mehrere Schalter hat, da durch gekennzeichnet,

- daß ein Wert (Δγ) bestimmt wird, welcher die Differenz zwischen dem Sollwert und dem Istwert des Winkels zwi schen dem Statorfluß und dem Rotorfluß des Motors auf der Basis eines Wertes beschreibt, der einer gewünschten Drehmomentenänderung des Motors entspricht, beispiels weise mittels der Differenz (Δ T) zwischen dem Sollwert (T*) und dem Istwert (T) des Drehmoments und eine Größe bestimmt wird, welche den magnetischen Zustand des Motors beschreibt, beispielsweise der Istwert des Statorflusses (Ψ _s) oder einer diesem entsprechenden oder diesem propor tionalen Größe, wie zum Beispiel der Sollwert des Stator flusses, der Ist- oder Sollwert des Luftspaltflusses, der Ist- oder Sollwert des Erregerstromes oder einer anderen entsprechenden Größe, die von dem Istwert des Statorflus ses (Ψ _s) abhängt;
- daß der nächste Schaltaugenblick der Schalter des Wech selrichters verschoben wird, d. h. die sogenannte Grenze zwischen den Flußsektoren (ΔΦ) entsprechend einer ersten Größe (k₁Δγ), die proportional ist zu dem ermittelten Differenzwert zur stufenweisen Änderung des Winkels (γ) zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß, also des Dreh momentes des Motors, auf den gewünschten Wert gebracht wird;
- und daß derjenige Schaltaugenblick der Schalter des Wech selrichters, der als nächster an der Reihe ist, zur Ände rung der Rotationsgeschwindigkeit des Statorflusses um eine zweite Größe (k₂Δγ) verschoben wird, die proportio nal zu dem ermittelten Differenzwert ist und in entgegen gesetzter Richtung zur ersten Größe (k₂Δγ) wirkt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Soll-Istwertdifferenz (Δγ) des Win kels zwischen dem Statorfluß und dem Rotorfluß bestimmt wird durch die verlangte Änderung (Δ T) des Motordrehmomentes, dem Istwert des Statorflusses (Ψ _s), dem gefilterten Au genblickswert (Ψ _s,SUOD) des Statorflusses, der Gesamtinduk tivität (L _s) des Stators und dem Dispersionskoeffizienten (σ) gemäß der Gleichung

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß beim Betrieb mit maximaler Ausgangs spannung des Wechselrichters die erste Größe, welche dem er mittelten Differenzwert proportional ist, bestimmt wird durch Multiplikation des Differenzwertes (Δγ) mit einer er sten motor-bezogenen Konstante (k₁).

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß beim Betrieb mit maximaler Ausgangs spannung des Wechselrichters die zweite Größe, welche dem ermittelten Differenzwert proportional ist, bestimmt wird durch Multiplikation des Differenzwertes (Δγ) mit einer zweiten motor-bezogenen Konstante (k₂).