DE3737373C2 - Verfahren zur Isolationsprüfung von verlegten Kabeln und zur Ortung von Kabelfehlern sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Isolationsprüfung von verlegten Kabeln zur Übertragung elektrischer Energie und zur Ortung von Kabelfehlern mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Patentanspruch 1. Außerdem bezieht sich die Erfindung auf eine Schaltungsanordnung zur Ausführung dieses Verfahrens mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Patentanspruch 6.

Wenn in diesem Zusammenhang die Ortung von Kabelfehlern der­ artiger Kabel erwähnt wird, so sind hierunter insbesondere als Fehlerursachen schlecht verlegte Kabelmuffen, Kabelknickstellen oder allgemein geometrische Verformungen des Kabels, punktuelle Störungen am Kabel usf. gemeint, nämlich insbesondere metallische Spitzen, Fehlstellen der Halbleiterschicht, Blasenbildungen und thermische Verformungen.

Zu diesem Zweck scheidet eine Gleichspannungsprüfung aus, da insbesondere bei Kunststoffkabeln die Schädigung der Kabelisolation wegen des mangelnden Abbaus der Ladungsträger befürchtet werden muß.

Ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen der Oberbegriffe der Patentansprüche 1 bis 6 beschreibt die DE 35 25 507 A1. Dort wird ein Hochspannungsimpuls erzeugt, um Blitzstöße an Hochspannungsanlagen zu simulieren. Mit diesem bekannten Verfahren wird also die Blitzfestigkeit und die Stoßfestigkeit überprüft und dieses Verfahren zielt also nicht auf die Kabeldiagnostik im Feldeinsatz. Für diese Hochspannungsprüftechnik ist ein Hochspannungstransformator mit entsprechenden Steuergliedern, z. B. Thyristoren, erforderlich, was nachteilig ist.

Die DE 32 42 412 A1 beschreibt ein Impuls-Echomeßgerät, das über in Laufzeitmeßverfahren die Entfernungen von Kabelfehlern mißt. Hierbei wird als Kabelfehler ein Kurzschluß bzw. ein niederohmiger Isolationswert vorausgesetzt. Das Einsatzgebiet dieses bekannten Verfahrens ist somit begrenzt.

Die Druckschrift JP 60-237 377 A. In: Patents Abstracts of Japan, Sect. P. Vol. 10 (1986), Nr. 106 (P-449) beschreibt die Verwendung eines Hochspannungsgenerators, der eine Spannung sehr tiefer Frequenz erzeugt. Die Hochspannung wird über einen Demodulator dem kapazitiven Prüfling auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators zugeführt.

Ein bisher bekanntes Verfahren und eine Schaltungsanordnung verwenden zur Prüfung eine sehr niederfrequente Wechselspannung von z. H. 0,1 Hz mit hoher Amplitude von etwa 35 kV. Durch den langsamen Wechsel der Prüfspannung werden Ladungsträger im Kabel unschädlich verlagert, so daß ein Durchschlagen der Kabelisolation vermieden werden kann.

Hierzu sieht das bekannte Verfahren eine Schaltungsanordnung mit einem ersten Stelltransformator vor, dessen Schleifer entsprechend einer Frequenz von 0,1 Hz langsam hin- und herbewegt wird. Ein zweiter Stelltransformator überträgt die entstehende amplitudenmodulierte Spannung an die Primärseite eines Hochspannungstransformators. Auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators erfolgt die Demodulation mittels eines Schalters und die Zuleitung der hohen Prüfspannung von 0,1 Hz an das Kabel.

Nachteilig hierbei ist es, daß bei hohem mechanischen Aufwand zwei Stelltransformatoren für die volle Leistung benötigt werden. Wegen des schnellen Absinkens der Prüfspannung kann der Schalter für die Demodulation nachteilig auch nur für kurze Zeit, z. B. nur für eine Millisekunde geschlossen werden, da ansonsten die 50-Hz-Spannung zu weit abfällt. Bei den bisher bekannten Verfahren ist es demnach nachteilig, daß wegen der nur kurzen Zuschaltung an Kabel überdimensionierte Einrichtungen vorgesehen werden müssen, um das Kabel auf den Scheitelwert aufzuladen.

Werden bei bekannten Einrichtungen zur Demodulation rotierende Schalter verwendet, die durch einen Synchronmotor angetrieben werden könnten, so ist eine Justierung des Schaltzeitpunktes auf den Scheitelwert der 50-Hz-Spannung nur mechanisch möglich und sehr aufwendig. Wegen der möglichen Funkenbildung am Schleifer des ersten Stelltransformators ist bei den bekannten Einrichtungen eine empfindliche Teilentladungsmessung am Kabel nicht gewährleistet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß das Verfahren und die Schaltungsanordnung bei wenig Aufwand störungsfrei eine hohe Prüfspannung von etwa 0,1 Hz gewährleisten, wobei eine einfache Synchronisiermöglichkeit geschaffen werden soll, sowohl für die eigene Schaltungsanordnung als auch für den Meßvorgang der zugeschalteten Meßgeräte, wobei insbesondere hochfrequente Störungen beim Meßvorgang vermieden oder ausgeblendet werden sollen.

Zur Lösung der Aufgabe ist das Verfahren durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 vorgesehen.

In Bezug auf die Schaltungsanordnung sind zur Lösung der Aufgabe die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 6 vorgesehen.

Somit sind erfindungsgemäß an der Primärseite des Hochspannungstransformators ein Ladekondensator und mit unterschiedlicher Frequenz gesteuerte Halbleiter vorgesehen, so daß teure und schwere Stelltransformatoren, die zusätzlich geschaltet werden müßten, entfallen können.

Weiterhin ist auf der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators ein synchrongeschalteter Demodulator angeordnet, wobei der eigentliche Meßvorgang störungsfrei in Schaltpausen nach Art von Meßfenstern stattfindet.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators ist in Serie zum Kabel zur Demodulation ein VDR-Widerstand angeordnet.

An der Sekundärseite des Hochspannungstransformators sind zur Demodulation in Serie zum Kabel im Gegentakt geschaltete Funkenstrecken angeordnet.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators kann auch ein motorisch angetriebener rotierender Synchronschalter zur Demodulation vorgesehen sein.

Zur Ansteuerung des Hochspannungstransformators ist bei einer ersten Schaltungsanordnung an der Primärseite des Hochspannungstransformators ein Ladekondensator angeordnet, dessen Spannung über einen Thyristor in Form von Impulspaketen einem elektronischen Umschalter zugeführt wird, der an der Primärseite des Hochspannungstransformators einen Polaritätswechsel durchführt.

Dadurch wird der Hochspannungstransformator primärseitig von einem elektronischen Schalter geschaltet, wobei der Schalter der Primärseite des Hochspannungstransformators Impulspakete schneller Frequenz zuführt, die aus einem Ladekondensator in Verbindung mit einem Thyristor und einer Freilauf-Diode gewonnen werden.

Bei einer zweiten Schaltungsanordnung sind an Primärwicklungen des Hochspannungstransformators im Gegentakt nach Masse geschaltete Thyristoren angeordnet, die wechselseitig von weiteren Thyristoren in positiver und negativer Richtung gezündet werden.

Dadurch wird der Hochspannungstransformator primärseitig über im Gegentakt angeordnete Thyristoren mit unterschiedlicher Frequenz angesteuert.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators ist bei obiger primärseitiger Schaltung des Hochspannungs­ transformators zur Demodulation ein VDR-Widerstand vorgesehen, oder nach einer anderen Lösung zwei gegensätzlich geschaltete Funkenstrecken mit einer Gegenelektrode am Kabel.

Bei diesen Schaltungsanordnungen werden an der Primärseite des Hochspannungstransformators aufwendige und störanfällige zusätzliche Stell-Transformatoren vermieden.

Der Primärseite des Hochspannungstransformators werden vielmehr mit langsamer Frequenz entsprechend einer Arbeits- und Ruhepause schnell aufeinanderfolgende Zündimpulse nach Art von Impulspaketen zugeführt. Hierdurch steht am Kabel eine hohe Prüfspannung mit sehr langsamer Frequenz zur Verfügung und weiterhin werden für anschließende empfindliche Teilentladungsmessungen am Kabel störungsfreie Meßbereiche nach Art von Meßfenstern geschaffen, d. h. die empfindlichen Teilentladungsmessungen am Kabel werden nur dann durchgeführt, wenn an der Primärseite des Hochspannungs­ transformators keine Zündimpulse oder Spannungspakete anliegen, sondern dort vielmehr gerade eine Ruhepause vorliegt.

Auf diese Weise können, was bisher beim bekannten Stand der Technik nachteilig war, sehr empfindliche Teilentladungsmessungen durchgeführt werden, wobei das Meßgerät vorteilhaft über ein Relais von einer Steuerung an das Kabel zu- oder abgeschaltet wird.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators werden derart bei der Verwendung eines VDR-Widerstandes oder von Funkenstrecken mechanische Hochspannungsschalter zur Demodulation vermieden, die einem gewissen Verschleiß unterworfen sind.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es vorgesehen, daß am Hochspannungstransformator primärseitig ein über eine Steuerung umschaltbarer elektronischer Wechselschalter vorgesehen ist und am Wechselschalter über einen Thyristor und eine parallele Freilauf-Diode die Ladespannung eines Ladekondensators in Form von Impulspaketen anliegt, und daß auf der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators in Serie zum Kabel ein VDR-Widerstand angeordnet ist.

Bei dieser Schaltung wird die Spannung des Lade-Kondensators über den Thyristor der Primärseite des Hochspannungs­ transformators zugeführt, und zwar gemäß der Steuerung in Form von Impulspaketen mit schneller Frequenz und mit veränderter Polarität gemäß der Umschaltung mittels des elektronischen Schalters auf der Primärseite. Dadurch wird am Kabel insbesondere über den seriellen VDR-Widerstand eine sehr hohe langsam wechselnde Prüfspannung, etwa von 0,1 Hz, erzeugt, und zwar in vorteilhafter Weise ohne schwere teure Bauteile auf der Primärseite und ohne Bauteile auf der Sekundärseite, die einem mechanischen Verschleiß unterworfen wären.

Bei einer bevorzugten Ausgestaltung ist ein Komparator vorgesehen, dessen einer Eingang mit einem Niederspannungs- Oszillator über einen Abschwächer verbunden ist, und dessen anderer Eingang über einen Spannungsteiler an die Hochspannung an der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators angeschlossen ist und dessen Ausgang über einen Regler mit der primärseitigen Steuerung verbunden ist.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung sind an der Primärseite des Hochspannungstransformators anstelle des Schalters und der Freilauf-Diode an Wicklungen des Hochspannungstransformators zwei nach Masse gegeneinander geschaltete Thyristoren angeordnet, denen im Gegentakt über zwei weitere mit positiven und negativen Impulsen gezündete Thyristoren Impulspakete gemäß dem Spannungsverlauf am Lade- Kondensator zugeführt werden.

Wie schon erläutert können auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators anstelle des VDR-Widerstandes zwei parallele gegensätzlich geschaltete Funkenstrecken vorgesehen sein, wobei vorteilhaft die Funkenstrecke aus jeweils einer Hochspannungsdiode mit einem nachgeschalteten RC-Glied bestehen und am Kabel eine kugelförmige Gegenelektrode vorgesehen ist, der jeweils eine kugelförmige Elektrode mit einem Zündstift der Funkenstrecken gegenübersteht.

Bei einem weiteren Verfahren ist mit einer motorischen Umschaltung auf der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformator vorgesehen, daß eine Phasenanschnittsschaltung sehr niedriger Frequenz mit Gleichrichtung und Glättung vorgesehen ist mit Zuführung an die Primärseite des Hochspannungstransformators über einen elektronischen Schalter hoher Frequenz mit einer gemeinsamen Steuerung für die Phasenanschnittsschaltung und den elektronischen Schalter und mit einem motorisch angetriebenen, rotierenden Synchronschalter an der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators.

Die Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß an der Primärseite des Hochspannungstransformators Halbleiter mit einer gemeinsamen taktsynchronen Steuerung vorgesehen sind, wobei über einen Phasenanschnitt mit Gleichrichtung und Glättung die eingangsseitige Netzspannung in eine pulsierende Gleichspannung sehr niederer Frequenz umgewandelt wird, mit nachfolgender Zerhackung hoher Frequenz durch einen Halbleiter, und daß an der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators in der Zuleitung zum Kabel ein mechanischer, motorisch angetriebener Synchronschalter angeordnet ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von mehreren Ausführungswege darstellenden Zeichnungen näher erläutert. Hierbei gehen aus den Zeichnungen und ihrer Beschreibung weitere erfindungsgemäße Merkmale und Vorteile der Erfindung hervor.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung mit Ansteuerung der Primärseite des Hochspannungstransformators mit Impulspaketen und mit einem VDR-Widerstand zur Demodulation auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators,

Fig. 2a den Kurvenverlauf der Steuerspannung an der Primärseite des Hochspannungstransformators,

Fig. 2b die am Hochspannungstransformator anliegenden Impulspakete gemäß den Zündimpulsen am Thyristor mit aufeinanderfolgenden Arbeits- und Ruhephasen,

Fig. 2c die Darstellung eines Meßfensters in Ruhepausen der Ansteuerung zur Durchführung von empfindlichen Teilentladungsmessungen,

Fig. 3 die Schaltungsanordnung der Primärseite des Hochspannungstransformators mit im Gegentakt geschaltete Thyristoren zur Ansteuerung mit positiven und negativen Impulsen,

Fig. 4 eine Darstellung von Funkenstrecken auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators zur Demodulation,

Fig. 4a den Spannungsverlauf an der Sekundärseite des Hochspannungstransformators bei der Zündung einer Funkenstrecke,

Fig. 4b den Spannungsverlauf am Hochspannungstransformator auf der Sekundärseite bei Zündung der anderen Funkenstrecke,

Fig. 5 den Spannungsverlauf am Hochspannungstransformator bei der Verwendung eines VDR-Widerstandes auf der Sekundärseite,

Fig. 6 den charakteristischen Spannungsverlauf an einem VDR-Widerstand, abhängig vom dabei fließenden Strom,

Fig. 7 den Verlauf der erzeugten Spannung am Prüfling,

Fig. 8 den Spannungsverlauf am Hochspannungstransformator im negativen Spannungsbereich bei Verwendung eines VDR-Widerstandes,

Fig. 9 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verfahrens mit schematischer Darstellung der Schaltungsanordnung mit Darstellung von Spannungsverläufen,

Fig. 10 den Spannungsverlauf der eingangsseitigen Netzwechselspannung,

Fig. 11 den Spannungsverlauf im Bereich der Phasenanschnittsteuerung zur Gewinnung der mit sehr niedriger Frequenz pulsierenden Gleichspannung,

Fig. 12 die Prüfspannung an der Sekundärseite des Hochspannungstransformators im Vergleich zur sehr langsam pulsierenden Gleichspannung,

Fig. 13 die Funktionsweise des Demodulationsschalters,

Fig. 14 die Funktionsweise des elektronischen Schalters 54,

Fig. 15 den Spannungsverlauf am Prüfling nach Anlegen der Prüfspannung,

Fig. 16 im Detail eine Flanke der Prüfspannung im Vergleich zu einer Spannungsflanke nach dem Stand der Technik,

Fig. 17 einen Synchronschalter zur Demodulation mit Motor und mehreren Schaltebenen,

Fig. 18 schematisch die Schaltungsanordnung des Demodulationsschalters mit Anschluß an den Hochspannungstransformator und an den Prüfling.

Die Aufgabe des sekundärseitigen Schaltungsteils am Hochspannungstransformator ist es, dem Prüfling, bestehend aus der Ersatzkapazität und dem Ersatzwiderstand, eine sehr hohe langsam wechselnde Prüfspannung zuzuführen.

Hierzu sind erfindungsgemäß im wesentlichen sekundärseitig am Hochspannungstransformator nach Fig. 1 zur Demodulation ein VDR-Widerstand 8 oder nach Fig. 4 Funkenstrecken 34, 35 vorgesehen.

Nach den Fig. 9, 17 und 18 ist die Sekundärseite des Hochspannungstransformators als motorisch angetriebener Wechselschalter 72 ausgebildet, um eine vorteilhaft synchrone Demodulation und Zuführung der hohen Prüfspannung an dem Prüfling zu erreichen.

Auf der Primärseite des Hochspannungstransformators 7 geht es im wesentlichen darum, mit einfachen Mitteln die Ansteuerung für den Hochspannungstransformator zu erzeugen.

Hierzu sind erfindungsgemäß mehrere Ausgestaltungen an der Primärseite des Hochspannungstransformators 7 vorgesehen.

Nach Fig. 1 werden an der Primärseite des Hochspannungs­ transformators 7 über einen Thyristor 4 Impulspakete mit langsam wechselnder Polarität über den Umschalter 6 erzeugt.

Nach Fig. 3 sind zur Ansteuerung der Primärseite des Hochspannungstransformators 7 Thyristoren 30, 32 vorgesehen, die je nach Richtung der Impulse im Gegentakt geschaltete weitere Thyristoren 31, 33 an gegen Masse geschaltete Wicklungen an der Primärseite des Hochspannungs­ transformators 7 ansteuern.

Nach Fig. 9 werden über eine Phasenanschnittsteuerung 62 und über einen elektronischen oder mechanischen Schalter 65 der Primärseite des Hochspannungstransformators 70 Rechteckimpulse mit langsam wachsender und abfallender Spannung zugeführt.

Im folgenden wird zunächst eine 0,1-Hz-Spannungsquelle ohne mechanische Umschaltung nach den Fig. 1 bis Fig. 8 beschrieben.

Nach Fig. 1 wird der Lade-Kondensator 3 über einen Gleichrichter 1, ausgehend vom Netzanschluß 2, auf eine bestimmte Gleichspannung aufgeladen. Wenn der Thyristor 4 einen Zündimpuls von der Steuerung 21 erhält, wird der Lade- Kondensator 3 über einen Hochspannungstransformator 7 - der die Kondensatorspannung bei gleichem Ladungsinhalt auf eine dem Übersetzungsverhältnis des Transformators entsprechende Hochspannung transformiert - und einen spannungsabhängigen VDR-Widerstand 8, der durch den Hochspannungsimpuls niederohmig wird, auf den Prüfling 9 entladen.

Die Prüflingskapazität 42 mit dem parallelen Ersatzwiderstand 43 wird dadurch auf eine gewisse Spannung aufgeladen. Bei richtiger Dimensionierung des VDR-Widerstandes 8 kann die Ladung von dem Lade-Kondensator 3 nach dem Umladevorgang nicht wieder in den Transformator 7 zurückfließen, da der VDR-Widerstand 8 nun hochohmig ist.

Diese Funktion wird nun anhand eines Zahlenbeispiels erläutert:

Der Ladekondensator 3 sei auf eine Gleichspannung von 100 Volt aufgeladen. Der Transformator 7 hat ein Übersetzungsverhältnis von 1 : 1000.

Der beim Entladen des Lade-Kondensators 3 entstehende Spannungsimpuls mit einer Amplitude von 100 Volt wird mittels des Transformators 7 auf 100.000 Volt herauftransformiert. Der VDR-Widerstand 8 hat eine Spannung von 60 kV. Da die Prüflingskapazität 42 zu Beginn die Spannung 0 hat, liegen nun am VDR-Widerstand 8 insgesamt 100 kV an. Dieser wird nun leitend und die Ladung des Lade-Kondensators 3 kann die Kapazität 42 des Prüflings 9 auf eine bestimmte Spannung aufladen. Dieser Spannungssprung von der Prüflingskapazität 42 ist proportional zur Spannung am Lade-Kondensator 3 und zum Verhältnis zwischen der Kapazität des Lade-Kondensators und der Kapazität des Prüflings.

Durch die Streukapazität des Hochspannungstransformators 7 würde ohne den Thyristor 4 und die Freilaufdiode 5 der Umladevorgang zwischen der Kapazität des Lade-Kondensators und der Kapazität des Prüflings in Form einer Schwingung verlaufen. Ein Umschwingen auf eine negative Spannung am Transformator 7 wird jedoch durch die Freilauf-Diode 5 verhindert.

Ohne den VDR-Widerstand 8 würde die 42 unmittelbar über die Hochspannungswicklung von dem Hochspannungstransformator wieder entladen werden. Diese wird durch den VDR-Widerstand 8 verhindert, solange die Spannung an der Prüflingskapazität 42 deutlich unter der Ansprechspannung des VDR-Widerstandes 8 liegt. Bei dem Zahlenbeispiel kann die Prüflingskapazität 42, d. h. das zu prüfende Kabel auf maximal 40 kV aufgeladen werden.

An der Prüflingskapazität 42, d. h. am Kabel, soll nun mit der Anordnung nach Fig. 1 eine sinusförmige Spannung mit beispielsweise 0,1 Hz erzeugt werden. Der eine Eingang 19 des Komparators 14 ist mit einem Niederspannungs-Oszillator 16 von 0,1 Hz über einen Abschwächer 17 verbunden. Die Spannung des Oszillators 16 kann beispielsweise von 0 bis 10 Volt durch den Abschwächer 17 verändert werden. Der andere Eingang 18 des Komparators 14 wird über einen Spannungsteiler 13 mit dem Übersetzungsverhältnis 1:10000 mit der Hochspannungsklemme an der Prüflingskapazität 42 verbunden.

Die Spannung am Spannungsteiler beträgt

solange U_R2 kleiner U_G ist, d. h., solange die Spannung am Spannungsteiler kleiner als die Spannung des Niederspannungs- Oszillators ist, liefert der Komparator 14 ein positives Signal über einen Regler 15 an die Steuerung 21.

Diese sendet Zündimpulse über die Leitung 22 zum Steueranschluß des Thyristors 4. Die Prüflingskapazität 42 wird durch die vorher beschriebenen Umladeimpulse solange aufgeladen, bis U_R2 = U_G ist, das heißt, bis die Spannung am Spannungsteiler gleich der Spannung des Niederspannungs- Oszillators ist.

Über den Komparator 14 und den Regler 15 wird dies der Steuerung 21 gemeldet und es werden keine weiteren Zündimpulse zum Thyristor 4 geschickt.

Wird die Spannung am Oszillator 16 entsprechend dem Eingang 19 am Komparator 14 wieder kleiner (z. B. nach dem 1. Scheitel der 0,1-Hz-Sinusspannung), muß die Prüflingskapazität 42 auch wieder entladen werden. Durch Umschalten des Umschalters 6 durch die Steuerung 21 werden über die Steuerleitung 23 die Impulse in der Polarität verändert, so daß nun eine negative Ladung auf die Prüflingskapazität gegeben wird, wobei dort die augenblickliche Spannung reduziert wird.

Mit dieser Schaltungsanordnung ist es also möglich, daß die Kondensatorspannung der Prüflingskapazität 42 der Generatorspannung des Oszillators 16 folgen kann. Die Amplitude der Prüfspannung an der Prüflingskapazität 42 kann derart mit dem Abschwächer 17 auf einfache Art eingestellt werden.

Der Schalter 6 wird vorteilhaft als elektronischer Umschalter ausgebildet, was ohne weiteres möglich ist, da es sich hier um Niederspannungen handelt.

Wenn der Lade-Kondensator 3 kleiner gewählt wird, ist auch die entsprechende Ladung dort klein und die Wiederholrate der Impulse kann entsprechend einer hohen Frequenz dort schnell gemacht werden. Dadurch kann für den Hochspannungs­ transformator ein Ferritkern verwendet werden, wodurch sich bei konstruktiv kleiner Ausbildung des Transformators eine feinstufige Regelung ergibt.

Durch eine zusätzliche Wicklung am Hochspannungs­ transformator und eine Gleichstromquelle, die den Kern des Hochspannungstransformators in der Impuls-Polarität mit entgegengesetzter Polarität vormagnetisiert, kann ein Sättigungseffekt des Kernes vermieden werden.

Um eine Sättigung zu vermeiden, sollte der Kern des Hochspannungstransformators einen Luftspalt haben oder als Stabkern ausgeführt sein.

Anstelle der Kondensator-Entladungen des Lade-Kondensators 3 über den Thyristor 4 können auch Netzhalbwellen verwendet werden, wodurch der Gleichrichter im Netzteil 1 entfällt.

Für eine Teilentladungsmessung sind erfindungsgemäß für die Impulse eine Arbeitszeit- und eine Ruhezeit vorgesehen. In der impulsfreien Zeit wird der Eingang der Teilentladungsmeßeinrichtung 12 über eine Ankoppeleinrichtung 10 mit dem Prüfling 9 verbunden, insbesondere über ein Relais 11, ausgehend von einer Steuerleitung 24 der Steuerung 21, und in der sonstigen Zeit ist der Eingang des Teilentladungsmeßgerätes über das Relais 11 kurzgeschlossen. Die Umschaltung Arbeitsphase/Ruhephase kann beispielsweise im 50-Hz-Rhythmus erfolgen.

Anstelle des Gleichrichters im Netzteil 1 nach Fig. 1 kann dort auch ein Thyristorsteller verwendet werden, dessen Zündwinkel im Rhythmus der 0,1-Hz-Spannung verändert wird. Hierbei wird eine Amplitudensteuerung anstatt einer Impulspaketsteuerung erzielt.

Anstelle eines VDR-Widerstandes 8 in der Sekundärseite des Hochspannungstransformators können dort auch Halbleiter, z. B. Zenerdioden, verwendet werden, wobei je zwei Stück gegeneinander in Serie geschaltet werden.

Wie noch weiter erläutert wird, können auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators auch Funkenstrecken nach Fig. 4 vorgesehen werden, wobei die Funkenstrecken hierbei passiv oder auch aktiv gezündet werden.

Bei der Schaltung nach den Fig. 1 und 3 übernimmt der spannungsabhängige VDR-Widerstand 8 eine Gleichrichter­ funktion (Demodulator), wenn der Hochspannungstransformator 7 mit unipolaren Impulsen beaufschlagt wird. Liegt die Ansprechspannung des VDR-Widerstandes 8 genügend über der maximalen Prüfspannung, so wird das ungewollte Entladen der 42 zwischen den Auflade- bzw. Entladeimpulsen verhindert.

Die Funktion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem VDR-Widerstand 8 wird nun im folgenden näher erläutert.

Der VDR-Widerstand 8 übt nach Fig. 1 und Fig. 3 eine Art Gleichrichterfunktion aus, gemäß der Kennlinie nach Fig. 6. Dort ist zu entnehmen, daß bei der maximalen Prüfspannung U_Pmax der VDR-Widerstand 8 in Position 44 des Kurvenlaufs hochohmig ist und nur ein vernachlässigbar kleiner Strom fließt. Wenn beispielsweise der Prüfling 9 auf 40 kV aufgeladen ist und der VDR-Widerstand 8 hat eine Ansprechspannung von 60 kV, dann benötigt man als Sekundärspannung beim Hochspannungstransformator 7 mindestens 100 kV, damit überhaupt eine Spannung übertragen werden kann, wobei der VDR-Widerstand 8 in diesem Bereich leitend ist, d. h., der VDR-Widerstand 8 wird im Bereich unterhalb der maximalen Hochspannung U_HTmax am Hochspannungstransformator 7 betrieben. Aus der Kennlinie nach Fig. 6 ergibt sich, daß hier dann ein Strom fließt, d. h., wir befinden uns jetzt im positiven Kurvenanteil 52 von U_HT gemäß Fig. 5.

In diesem Augenblick liegt am VDR-Widerstand 8 eine Spannung von U_HTmax minus U_T an.

Der VDR-Widerstand 8 wird jetzt in seinem Bereich U_Pmax dadurch betrieben, das heißt, er sperrt dann, wenn am Prüfling wiederum beispielsweise 40 kV anliegen und am Transformator 7 höchstens eine negative Spannung von 20 kV anliegt.

Die Summe dieser beiden Spannungen ergibt dann etwa 60 kV oder weniger, wodurch der VDR-Widerstand 8 hochohmig wird, d. h., er wird also in dem Bereich um U_pmax in dieser negativen Spannung gemäß dem Kurvenanteil 53 nach Fig. 5 betrieben, wodurch verhindert wird, daß durch den nun hochohmigen VDR- Widerstand 8 die Ladung vom Prüfling wieder abfließen kann.

Es wird also dafür gesorgt, daß der Prüfling 9 sich stufenweise auflädt und negative Spannungsanteile, die den Prüfling entladen könnten, in diesem Betriebszustand der Schaltung am Prüfling vermieden werden.

Nach Fig. 7 ist demnach am Prüfling ein Spannungsverlauf erreicht gemäß dem Kurvenbereich von Position 54 bis Position 55, wo die Spannung am Prüfling 9 auf einen Maximalwert steigt.

Nachfolgend wird jetzt beschrieben, wie die Spannung U_P jetzt ausgehend von dem Scheitelwert 55 nach Fig. 7 auf einen Nullwert 56 oder sogar auf einen negativen maximalen Wert 57 vermindert wird.

Hierzu wird von der Steuerung 21 nach Fig. 1 der Schalter 6 auf der Primärseite der Schaltung betätigt und der Transformator 7 liefert nun einen im Vergleich zu Fig. 5 dargestellten, entgegengesetzten spiegelbildlichen Spannungsimpuls.

Der VDR-Widerstand 8 dient jetzt dazu, den negativen Kurvenanteil 58 nach Fig. 8 dem Prüfling 9 zuzuführen und die Prüflingskapazität 42 kontinuierlich wieder zu entladen und gleichzeitig dient der VDR-Widerstand 8 dazu, den positiven Kurvenanteil 59 nach Fig. 8 vom Prüfling 9 fernzuhalten, um eine in diesem Betriebszustand unerwünschte Aufladung zu vermeiden.

Es gelten dabei zu Fig. 8 dieselben Erläuterungen, wie sie für Fig. 5 in analoger Weise gegeben wurden.

Bei den beschriebenen Schaltungen wird also der Kurvenanteil 55 bis 57 nach Fig. 7 durchschritten und nach Erreichung der negativen Scheitelspannung am Prüfling 9 wird der Schalter 6 in Fig. 1 wieder umgepolt und derselbe Vorgang, wie anhand des Kurvenanteils 54, 55 nach Fig. 7 fängt wieder von neuem an.

Nach Fig. 2 erfolgt die Steuerung des Schalters 6 über den Komparator 14 mit den Eingängen 18, 19 und dem Ausgang, der zu einem Regler 15 und im weiteren zu einer Steuerung 21 geführt wird.

Aus Fig. 2a ist das Taktsignal 25 ersichtlich, welches in der Steuerung 21 nach Fig. 1 erzeugt wird und Fig. 2b zeigt die Zündimpulse 26 am Thyristor 4 in der Primärseite der Schaltung nach Fig. 1. In Fig. 2c ist dargestellt, wie das Meßfenster 27 für die Teilentladungsmessung gewonnen wird.

Am Prüfling 9 ist über einen Ankopplungs-Vierpol 10 über ein Relais 11 das Teilentladungsmeßgerät 12 angekoppelt. Die Spannung nach Fig. 2c nach Art eines Meßfensters 27 zeigt die Ansteuerung des Relais 11, d. h., die Teilentladungsmessung wird lediglich nur in den Ruhepausen der Prüfschaltung nach Fig. 1 durchgeführt, damit die Zündimpulse des Thyristors 4 die empfindliche Teilentladungsmessung nicht stören können.

Die Fig. 3 zeigt eine weitere Möglichkeit der Ausführung des primärseitigen Teils der Schaltung nach Fig. 1. Dort ist nach Fig. 3 dargestellt, daß statt der Freilauf-Diode 5 zwei entgegengesetzt gepolte Thyristoren 31, 33 gegeneinander geschaltet werden, wobei zur Erzeugung der positiven Spannungsimpulse ein Thyristor 30 zusammen mit dem Thyristor 31 durchgeschaltet wird bei einem Stromfluß durch die Masseleitung.

Während der negativen Spannungsimpulse wird eine Durchschaltung des Thyristors 32 in Verbindung mit dem Thyristor 33 durchgeführt, ebenfalls bei einer Ableitung über die gemeinsame Masseleitung.

Bei dieser Schaltungsanordnung nach Fig. 3 wird der elektronische Schalter 6 nach Fig. 1 eingespart und durch eine einfache Gegentaktsteuerung ersetzt.

Die Fig. 4 zeigt den Ersatz der sekundärseitigen Schaltung nach Fig. 1, wobei die Charakteristik des VDR-Widerstandes 8 nun durch Funkenentladungsstrecken 34, 35 ersetzt wird.

Nach Fig. 4 steuert der Hochtransformator 7 über eine Hochspannungsdiode 37 und über ein RC-Glied 36 eine triggerbare Funkenstrecke 34 an. In der hochspannungsseitigen Elektrode am Hochspannungstransformator 7 ist ein Zündstift 38 vorgesehen zur Einleitung der Zündung in Bezug auf eine Gegenelektrode 39 am Prüfling 9.

Die Streukapazität des Kondensators 47 zwischen der Elektrode und der Gegenelektrode 39 bildet zusammen mit dem RC-Glied 36 einen frequenzabhängigen Spannungsteiler, wie anhand der Fig. 4a noch näher erläutert wird.

Über den Transformator 7 wird die Spannung U_HT gemäß Fig. 4a erzeugt, wobei ein positiver Spannungsimpuls 40 über die Hochspannungsdiode 37 dem RC-Glied 36 und der Elektrodenanordnung zugeführt wird.

Bedingt durch die Steilheit dieses Spannungsimpulses 40 wird ein Zündlichtbogen zwischen dem Zündstift 38 und der Elektrode erzeugt, der die vollständige Zündung zwischen dieser Elektrode und der Gegenelektrode 39 einleitet.

Es kommt hierbei zum Stromfluß und derart zu einer Aufladung des Prüflings 9.

Die Diode 37 bewirkt hierbei, daß der negative Kurvenanteil 45 der Spannung U_HT nach Fig. 8 nicht übertragen wird und das, damit der Zündlichtbogen zwischen der Elektrode und der Gegenelektrode 39 erlischt.

Auf diese Weise wird der Prüfling 9 durch die positiven Spannungsimpulse, welche selektiv durch die Funkenstrecke 34 übertragen werden, aufgeladen. Sollte ein Prüfling nun wieder gemäß Fig. 4b entladen werden, so gilt die zu Fig. 4a gegebene Erläuterung analog, wobei in diesem Fall der untere Teil der Schaltung nach Fig. 4 mit der Funkenstrecke 35 der Elektrode mit dem Zündstift 38 dem RC-Glied 36 und der Diode 37 in Funktion tritt, d. h., diese Funkenstrecke läßt nur die negativen Impulse 41 nach Fig. 4b hindurch.

Wichtig bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel ist es, daß die Funkenstrecken 34, 35 nur bei sehr steilen Spannungsanstiegen der Spannungsimpulse zünden und daß z. B. eine 50-Hz-Schwingung nicht durchgelassen wird, denn die Kombination aus der Streukapazität 47 in Verbindung mit dem RC-Glied 36 lassen eine Zündung der Funkenstrecken 34, 35 bei derartigen langsam ansteigenden Spannungsimpulsen nicht zu.

Der Widerstand des RC-Gliedes 36 wird im Vergleich zum Kapazitätenblindwiderstand des C-Gliedes im RC-Glied 36 relativ klein gewählt, damit bei einer Frequenz von 50 Hz zwischen der Elektrode und dem Zündstift 38 nur eine kleine Spannung anliegt, die nicht zu einer Durchzündung zwischen diesen beiden Teilen ausreicht.

Wichtig bei der Schaltung nach Fig. 4 ist es, daß auch bei dieser Schaltung eine Teilentladungsmessung möglich ist, d. h., es kann eine Schaltung nach Fig. 1 mit einem Teilentladungsmeßgerät 12 über ein Relais angeschlossen werden.

Dies ist ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung gegenüber bekannten Schaltungen, denn bei bekannten Schaltungen werden unter Umständen kontinuierlich Störungen erzeugt, so daß es nicht möglich ist, eine Teilentladungsmessung in den Ruhepausen einer derartigen 0,1- Hz-Schaltung durchzuführen. Bei der vorliegenden Erfindung bestehen aber derartige Ruhepausen und daher ist die Durchführung von empfindlichen Teilentladungsmessungen ohne Impulsstörung möglich.

Im folgenden wird nun eine Schaltungsanordnung gemäß den Fig. 9 bis 18 beschrieben, wo primärseitig eine Phasenanschnittsschaltung verwendet wird und sekundärseitig ein motorisch angetriebener Schalter angeordnet ist.

Nach Fig. 9 wird die 50/60-Hz-Netzspannung U1 durch eine Phasenanschnittsschaltung 62 gleichgerichtet. Hierbei wird die Amplitude der Gleichspannung U3 sinusförmig von 0 bis zu einer mit dem Potentiometer 25 einstellbaren Spannungsamplitude innerhalb von 2,5 Sekunden bei 0,1 Hz gesteigert. Danach wird sie innerhalb von 2,5 Sekunden wieder auf 0 reduziert.

Die mit 0,2 Hz pulsierende Gleichspannung U3 wird mittels des elektronischen Schalters 65 (S2) mit beispielsweise einer Frequenz von 50 Hz zerhackt. Der Schalter 65 ist vorteilhaft als Gegentaktschalter ausgeführt.

Die zerhackte, rechteckförmige Spannung U4 wird einem Hochspannungstransformator 70 zugeführt. Ein nachgeschalteter Synchrongleichrichter (S3), der z. B. als synchron mit der Netzfrequenz rotierender Schalter 72 ausgeführt ist, wirkt als Demodulator. Am Prüfling 76 steht eine sinusförmige Spannung U5 mit 0,1 Hz an. Durch das Potentiometer 101 kann die Zerhackerfrequenz gegenüber der Netzspannung phasenverschoben werden. Damit entfällt eine mechanische Justierung des Schalters 72 (S3). die negative Halbwelle der 0,1-Hz-Spannung wird durch Aussetzen des Halbleiterschalters 65 im Nullpunkt der 0,1-Hz-Spannung um 10 Millisekunden (bei 50 Hz Zerhackerfrequenz) erreicht.

Nach Fig. 9 ergibt sich die genaue Funktion des erfindungsgemäßen Verfahrens aus dem dargestellten Blockschaltbild.

Ausgehend von einer Netzspannung 61, deren Verlauf mit U1 in Fig. 10 dargestellt ist, gelangt diese Netzeingangsspannung 61 zu einer Phasenanschnittsteuerung 62, wobei die Phasenanschnittsteuerung 62 über die Leitung 84 von einer Steuerung 68 beaufschlagt wird. Die Steuerung der Phasenanschnittschaltung 62 über die Steuerung 68 erfolgt gemäß dem Funktionsschaltbild in Fig. 11.

Demnach wird die Netzeingangsspannung U1 in der Phasenanschnittsteuerung 62 gleichgerichtet, so daß - wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 11 - nur noch positive Halbwellen U3 mit sehr niedriger Frequenz vorhanden sind. Die Spannung U2 wird über die Leitung 63 der Glättungsschaltung 64 eingegeben und am Ausgang der Glättungsschaltung 64 erscheint nach einer Summation von positiven Spannungsimpulsen der Netzfrequenz ein Spannungsverlauf U3, wie er gestrichelt in Fig. 11 dargestellt ist. Dieser Spannungsverlauf ist dadurch gekennzeichnet, daß er als pulsierende Gleichspannung, z. B. eine Frequenz von 0,2 Hz aufweist, wenn die Phasenanschnittsteuerung 62 über die Leitung 84 ebenfalls mit einer Steuerfrequenz von 0,2 Hz beaufschlagt wird.

Die Spannung U3 wird an den Eingang eines Schalters 65 (S2) zugeführt, wobei dieser Schalter diese Spannung U3 periodisch unterbricht. Der Schalter 65 wird hierbei von einer Steuerschaltung 66 beaufschlagt, die über die Leitung 67 zur Steuerung 68 geführt ist.

Die Schaltfrequenz des Schalters 65 ist ein Vielfaches der Netzfrequenz, z. B. 50 Hz oder 100 Hz oder auch 200 Hz. Es ergibt sich damit ein Spannungsverlauf, wie er mit der Spannung U4 auf der Leitung 69 dargestellt ist. Dieser Spannungsverlauf U4 ist dadurch gekennzeichnet, daß eine pulsierende Gleichspannung mit einer Frequenz von z. B. 0,2 Hz moduliert ist, mit der Schaltfrequenz des Schalters 65 von einer Frequenz von beispielsweise 50 Hz oder 100 Hz oder einem Vielfachen davon.

Im Ausführungsbeispiel kann der elektronische Schalter 65 auch als Gegentaktschalter ausgebildet sein, d. h., es sind zwei Schalter vorhanden, von denen jeweils einer die Wicklung 89 und der andere die Wicklung 90 des Hochspannungs­ transformators 70 abwechselnd schaltet. Dies ist erforderlich, um eine Gleichstrommagnetisierung des Hochspannungstransformators 10 zu vermeiden.

Die Sekundärwicklung 91 des Hochspannungstransformators ist - wie in Fig. 9 schematisch dargestellt - über die Leitung 71 mit einem Synchronschalter 72 verbunden, dessen Schaltglied von einer Steuerung 73 beaufschlagt wird, wobei die Steuerung im gezeigten Ausführungsbeispiel als Synchronmotor 74 ausgebildet ist. Der Synchronmotor 74 wird mit der Netzeingangsspannung 61 betrieben, so daß der Schalter 72 genau im Rhythmus der Netzeingangsspannung schaltet. Hierdurch ist eine absolute Synchronisierung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite dieser Schaltung erreicht.

Die Spannung U5, die bevorzugt eine Frequenz von 0,1 Hz hat, wird dann dem Prüfling 76 zugeführt.

Am Ausgang des Hochspannungstransformators 70 liegt also auf der Leitung 71 die Spannung U6 an, die in Fig. 12 dargestellt ist. Diese Spannung U6 ist hierbei eine Wechselspannung von der Zerhackerfrequenz, die mit der Frequenz aus der Spannung U3, d. h., mit 0,1 Hz moduliert ist.

Im Zeichendiagramm nach Fig. 16 ist diese Spannung U6 vergrößert dargestellt und es ist zum Vergleich ein sinusförmiger Kurvenzug 111 eingezeichnet, der die bisherige Prüfspannung nach dem Stand der Technik zeigt.

Durch den Vergleich der bisherigen Auswertung mit der Spannung 111 nach Fig. 16 nach dem Stand der Technik mit der hier erhaltenen Spannung U6 entsprechend dem Kurvenzug 98 nach Fig. 16 werden die wesentlichen Vorteile der vorliegenden Erfindung sichtbar.

Bisher hatte man auf der Sekundärseite, d. h., direkt vor dem Synchronschalter 72, die sinusförmige Kurvenfunktion 111, wie sie zum Stand der Technik nach Fig. 16 dargestellt ist. Man hatte bisher diesen Zielkonflikt, daß man den Prüfling 76, der als Kapazität im Ersatzschaltbild darstellbar ist, innerhalb kurzer Zeit möglichst auf den Scheitelwert aufladen will und hierzu benötigt man ein hohe Stromzeitfläche. Dies war bisher nicht möglich, denn wie die Kurve 111 nach dem Stand der Technik zeigt, konnte man aus der Sinusfunktion lediglich durch Betätigung eines Schalters im Bereich der eng beieinander liegenden Schnittstellen 92, 93 nach Fig. 16 einen relativ kurzen Kurvenbogen 94 herausschneiden, wobei dieser Kurvenbogen für die Aufladung der Kapazität des Prüflings verwendet wurde. Um möglichst hohe Ladungsmengen zu erreichen, mußte der Scheitelwert des Stromes hoch vorgesehen werden, woraus eine hohe thermische Belastung des Hochspannungstransformators resultierte.

Statt relativ schmaler Sinuskurven, aus denen aufgrund eng beieinander liegender Schnittstellen 92, 93 nur kurze Kurvenbögen 94 ausgeschnitten werden können, ist bei der Erfindung nun statt dessen eine Rechteckkurve mit Kurvenverlauf 98 nach Fig. 16 vorgesehen. Die Erzeugung derartiger Rechteckimpulse 95 bzw. 98 gemäß Fig. 16 und Fig. 12 hat den wesentlichen Vorteil, daß nun der Schalter 72 so betätigt werden kann, daß er genau in den Flanken des Impulses 98 schaltet, d. h., die Schnittstellen 96, 97 liegen optimal weit auseinander und es gelingt dadurch, einen Kurvenbogen 98 über eine sehr lange Zeit hinweg zu erhalten, so daß der Scheitelwert des Stromes erheblich kleiner sein kann, damit der Prüfling die gleiche Ladungsmenge erhält, wie vorher bei dem sinusförmigen Kurvenverlauf 111 nach dem Stand der Technik. Damit ist also der Vorteil verbunden, daß bei dem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung die thermische Belastung des Hochspannungstransformators 70 auf ein Minimum reduziert wird. Dadurch werden auch komplizierte und schwere Stelltransformatoren vermieden.

Der Prüfling 76 wird demnach über die Leitung 75 mit der Prüfspannung U5 nach Fig. 15 aufgeladen, wobei nun vorteilhaft eine Teilentladungsmessung an dem mit der erfindungsgemäßen Prüfspannung U5 angeschlossenen Prüfling vorgenommen werden kann.

Als Vorteil ergibt sich hier, daß mit der erfindungsgemäßen Schaltung die Störspannungsspitzen, die in den Flanken der Rechteckimpulse 95 bzw. 98 auftreten können, auf einfache Weise ausgeblendet werden, so daß eine einfache und wirksame Teilentladungsmessung möglich ist.

Über die Leitung 77 liegt hierbei eine Ankopplungseinrichtung 78 parallel zum Prüfling 76. Die Ankopplungseinrichtung 78 ist galvanisch über die Leitung 99 mit dem Ausgang eines Schalters 79 verbunden (Schalter S4). Statt der galvanischen Kopplung der Leitung 99 mit der Ankopplungseinrichtung 78 kann auch in diesem Bereich ein Übertrager vorgesehen werden.

Die Schalteranordnung 79 dient zum Ausblenden der Störspannungsspitzen, die möglicherweise durch die Schalter 65 und 72 in die Meßspannung U5 eingebracht werden könnten. Hierzu wird bevorzugt als Schalteranordnung eine Gegentaktanordnung von zwei Schaltern 80 und 81 verwendet, wobei stets immer der eine Schalter geöffnet und der andere Schalter geschlossen ist. Im gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 ist hierbei der Schalter 80 geöffnet und der Schalter 81 geschlossen.

Die Schalteranordnung 79 wird über die Leitung 83 von der Steuerung 68 angesteuert; das Steuerdiagramm des Schalters ist hierbei in Fig. 14 dargestellt.

Hieraus ergibt sich, daß die Schalteranordnung 79 genau phasenversetzt um eine Halbwelle verschoben zum Schalter 72 schaltet.

Dies führt dazu, daß das Teilentladungsmeßgerät 82 nur in der störfreien Zeit an dem Prüfling 76 anliegt, insbesondere dann, wenn der Schalter 72 geöffnet ist. Dort werden die an den Schnittstellen 96, 97 der Spannung U6 entstehenden Störspannungsspitzen ausgeblendet und vom Teilentladungsmeßgerät ferngehalten.

Aus der Kombination der beschriebenen Schaltung, bestehend aus den Schaltungsteilen 62 bis 76, in Verbindung mit der Störspannungsspitzenausblendung nach Art einer Synchronisierung ist es nun möglich, eine besonders empfindliche Teilentladungsmessung mit dem an sich bekannten Teilentladungsmeßgerät 82 durchzuführen.

Bei bisher bekannten Schaltungen mit zwei Stelltransformatoren waren die Störspannungsspitzen nicht genau zu lokalisieren, d. h., sie traten sporadisch auf, weil das Auftreten von Störspannungsspitzen von der Bewegung der Bürstenkohlen des Stelltransformators abhängt.

Bei der vorliegenden Erfindung mit der beschriebenen elektronischen Schaltung treten stets definiert Störspannungsspitzen lediglich an den Flanken der Rechteckimpulse 95 nach Fig. 16 auf, wobei diese Störspannungsspitzen leicht mit der beschriebenen Ausblend- bzw. Synchronisierschaltung ausgeblendet und daher vom Teilentladungsmeßgerät ferngehalten werden können.

Hierbei können nun Kabel gemessen werden, die eine Kunststoffisolierung aus Polyethylen oder vernetztem Polyethylen besitzen. Die Isolierung derartiger Kabel könnte durch Teilentladungen auch mit kleinem Pegel zerstört werden, was dazu führt, daß bei derartigen Kabeln beispielsweise nur Teilentladungsmengen von beispielsweise 5 pC bis 20 pC (piko- Coulomb) zulässig sind.

Insoweit können bei diesen Kabeln wegen der störungsfreien Meßanordnung nun auch kleine Teilentladungsmengen nachgewiesen werden.

Es können aber nicht nur Kabel allein, sondern auch beliebige Prüflinge 76 gemessen werden, wie z. B. ein Transformator oder ein Generator oder ähnliche elektrische Einrichtungen.

Im folgenden wird nun beschrieben, wie in einer weiteren Ausführungsform eine zusätzliche Messung einer Durchschlagstelle bei einem Kabel durchgeführt wird.

Hierbei ist vorgesehen, daß an die Ankopplungseinrichtung 78 eine Anschaltbuchse 86 angeordnet ist, über die über eine Leitung 100 die Diagnose-Einrichtung angeschlossen wird, wobei die Diagnose-Einrichtung aus einem Echometer 87 und einer dazugehörenden Trigger-Einrichtung 88 besteht.

Wird also ein zu prüfendes Kabel als Prüfling 76 mit der Prüfspannung U5 geprüft und kommt es hierbei zu einem Durchschlag im Kabel, dann wird an der Durchschlagstelle ein Hochfrequenzimpuls erzeugt, der vom Prüfling 76 über die Leitung 77 in die Ankopplungseinrichtung 78 fließt und von der Ankopplungseinrichtung über die Anschaltbuchse 86 und damit von der Diagnose-Einheit 87, 88 erfaßt wird. Mit dieser Diagnose-Einheit kann damit der Kabelfehler am Kabel lokalisiert werden.

Bisher benötigte man zur Lokalisierung von Kabelfehlern in entsprechenden Kabeln eine Funkenstrecke und eine Drosselspule. Dies wird nach der vorliegenden Erfindung vermieden, denn mit der erfindungsgemäßen Schaltung ist es nun direkt möglich, mit der Diagnoseeinheit 87, 88 über die Leitung 74 sich direkt an die Ankopplungseinrichtung 78 anzuschalten. Damit ergeben sich wesentliche Vorteile, denn der entsprechende apparative Aufwand mit Funkenstrecke und Drosselspule wird vermieden und vor allem kann man die Diagnose-Einheit 87, 88 prophylaktisch zu einer Prüfung des Kabels nach dem erfindungsgemäßen Verfahren verwenden und nur dann, wenn es zu einem Durchschlag im Kabel kommt, wird automatisch mit der angeschalteten Diagnose-Einheit 87, 88 der Kabelfehler lokalisiert.

Bisher konnte man nämlich nur feststellen, daß der Durchschlag stattgefunden hatte. Dann mußte man einen Stoßgenerator verwenden, um diese Fehlerstelle erneut zum Zünden zu bringen und erst in diesem Verfahrensschritt hatte man dann die Diagnose-Einrichtung angeschaltet. Bei der vorliegenden Erfindung kann statt dessen die Diagnose- Einrichtung ständig an dem zu prüfenden Kabel angeschaltet bleiben.

Als Vorteil können mit der erfindungsgemäßen Prüfspannung U5 Hochspannungswerte von z. B. 100 kV erreicht werden, was mit den bisherigen Stoßgeneratoren nur mit großem Aufwand möglich war.

Mit dem Echometer 87 mit Transientenspeicher kann direkt eine Fehlerortung an einem zu prüfenden Kabel vorgenommen werden. Hierzu wird die gleiche Koppeleinrichtung 78, wie für die Teilentladungsmessung verwendet.

Der schnelle Zusammenbruch der Prüfspannung U5 bei einem Durchschlag im Kabel löst über einen Hochpaß an einer Trigger-Einrichtung 88 einen Trigger-Impuls aus, der mit einer einstellbaren Verzögerung Δt einen Sendeimpuls des Echometers auslöst. Dieser Sendeimpuls gelangt über die Koppeleinrichtung 78 in das defekte Kabel und wird am Lichtbogen reflektiert. Die Zeit zwischen Sendeimpuls und Reflektion ermöglicht eine Fehlerortsbestimmung.

In Fig. 9 ist noch ein Potentiometer 85 gezeigt, um die Spannungsamplitude am Prüfling 76 einzustellen und es ist ferner ein Potentiometer 101 der Steuerung 68 zugeordnet, um die Phasendifferenz zwischen der Spannung U1 und U4 einzustellen. Damit wird dann auf elektronische Weise erreicht, daß der Schalter 72, der die Schnittstellen 96, 97 nach Fig. 16 anbringt, genau in den Flanken des Rechteckimpulses der Spannung U6 schaltet. Kommt es einmal nicht zu dieser Zuordnung, dann kann mit Hilfe des Potentiometers 101 die Phase verschoben werden, d. h., der Rechteckimpuls wird auf der Zeitachse so verschoben, daß es dann stets zu der beschriebenen Zuordnung der Schnittstellen 96, 97 in den Flanken des Rechteckimpulses kommt.

Die Fig. 17 und 18 zeigen einen bevorzugten konstruktiven Aufbau einer Schalteranordnung zur Demodulation, wobei der Synchronmotor 74 mit seiner Antriebsachse 102, die als Isolierwelle ausgeführt wird, synchron eine Reihe von übereinander angeordneten Schaltern antreibt, wobei die Schalter Teil des Schalters 72 sind. Die Unterteilung des Hochspannungsschalters 72 in einzelne Teilschalter 103, 104, 105 hat den Vorteil, daß jeder Teilschalter nur einen geringen Teil der gesamten Hochspannung zu schalten hat und daher weniger belastet ist.

Im gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig. 17 und Fig. 18 wird hierbei die Hochspannung über die Leitung 71 zugeführt und gelangt über den ersten Teilschalter 103, der drehfest mit der Antriebsachse 102 verbunden ist.

Über die Leitung 109 ist der feststehende Kontakt des Teilschalters 103 mit dem feststehenden Kontakt des darüberliegenden Teilschalters 104 verbunden und dessen gegenüberliegender, feststehender Kontakt ist über die Leitung 110 mit dem darüberliegenden, festen Kontakt des Teilschalters 105 verbunden. Fig. 17 zeigt die Schalter im geschlossenen Zustand. Den feststehenden Kontakten jedes Teilschalters 103, 104, 105 sind RC-Glieder 106, 107, 108 parallelgeschaltet, so daß im offenen Zustand dieser Teilschalter 103, 104, 105 die anstehende Hochspannung in gleiche Teilspannungen aufgeteilt wird. Dadurch wird jeder Teilschalter nur mit seinem dazugehörenden Anteil der Hochspannung belastet.

Damit können beliebig hohe Hochspannungsschalter angeordnet werden und es ist möglich, beliebig viele Teilschalter übereinander anzuordnen, wodurch mit einem derartigen neuartigen Schalter 72 sehr hohe Spannungen unter geringer Belastung der Schaltkontakte geschaltet werden können.

Weil jedem Teilschalter 103, 104, 105 eine nur relativ geringe Hochspannung zugeordnet ist, erfolgt die Funkenlöschung im Schaltvorgang relativ schnell, insbesondere schneller, als wenn nur mit einem einzigen Schalter die gesamte Hochspannung geschaltet werden müßte.

Deshalb entstehen vorteilhaft nur relativ kurze Störspannungsimpulse in den Flanken (Schnittstellen 96, 97) der Spannung U6, weil nur Störspannungsspitzen relativ niedriger Amplitude entstehen können, die dann sehr schnell verlöschen. Diese konstruktive Ausbildung des Schalters trägt dazu bei, daß man mit einem empfindlichen Teilentladungsmeßgerät und der beschriebenen Schaltung vorteilhaft empfindliche Teilentladungsmessungen z. B. auch an Kunststoffkabeln vornehmen kann.

Claims (6)

1. Verfahren zur Isolationsprüfung von verlegten Kabeln zur Übertragung elektrischer Energie und zur Ortung von Kabelfehlern mit Hilfe einer sehr niederfrequenten Wechsel­ spannung hoher Amplitude, die aus einer Netzspannung erzeugt wird, wobei an einem Hochspannungstransformator primärseitig die mit der Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz modulierte, aus der Netzwechselspannung gewonnene, pulsierende Gleichspannung anliegt und sekundärseitig in der Spannungszuführung zum Kabel ein Schalter zur Demodulation vorgesehen ist und über eine Ankopplungseinheit parallel zum Kabel ein Echometer und ein Teilentladungsmeßgerät zugeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine Phasenanschnittsteuerung (62) mit einer Spannung mit sehr niedriger Frequenz angesteuert wird, eine Gleichrichtung und Glättung vorgesehen ist mit Zuführung an die Primärseite des Hochspannungstransformators (70) über einen elektronischen Schalter (65), der mit einer Spannung mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz aus einer gemeinsamen Steuerung (68) für die Phasenanschnitt­ schaltung (62) und den elektronischen Schalter (65) getaktet wird, und mit einem motorisch angetriebenen rotierenden Synchronschalter (72) an der Sekundärseite des Hochspannungs­ transformators (70), und daß über eine zur Teilentladungsmessung verwendete Ankopplungseinrichtung (78) und über eine Triggereinrichtung (88) ein Echometer mit Transientenspeicher angeschlossen ist, das bei einem Durchschlag des Kabels (76) einen Sendeimpuls über die Ankopplungseinrichtung (78) auf den stehenden Lichtbogen sendet und mit dem die Zeit zwischen dem Sendeimpuls und dem Reflektionsimpuls gemessen werden und damit der Fehler geortet werden kann.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (65) im Nullpunkt der anliegenden sehr niederfrequenten Spannung (U3) bei einer Zerhackerfrequenz von 50 Hz auf der Steuerung (68) für eine Zeitdauer von 10 Millisekunden aussetzt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der Phasenanschnittschaltung (62) und des elektronischen Schalters (65) synchron zur Netzfrequenz vorgesehen ist und daß an der Steuerung (68) ein Potentiometer (85) zur Einstellung der Spannungsamplitude am Kabel und ein weiteres Potentiometer (101) zur Einstellung der Phasendifferenz zwischen Netzspannung und primärseitiger Spannung (U4) am Hochspannungstransformator vorgesehen sind.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der motorisch angetriebene Schalter (72) synchron zur Netzfrequenz rotiert und eine Antriebsachse (102) aufweist mit übereinander angeordneten Schaltebenen mit Teilschaltern (103, 104, 105), die über Entstörglieder (106, 107, 108) miteinander verbunden sind.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung (68) phasenversetzt synchron im Gegentakt einen Schalter (80, 81) ansteuert, welcher ein Teilentladungsmeßgerät (82) an dem Kabel (76) zuschaltet.

6. Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 5 mit einem Hochspannungstrans­ formator mit primärseitig modulierter Spannung und mit einem Schalter zur Demodulation auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators, dadurch gekennzeichnet, daß an der Primärseite des Hochspannungstransformators (70) Halbleiter mit einer gemeinsamen taktsynchronen Steuerung vorgesehen sind, wobei über einen Phasenabschnitt mit Gleichrichtung und Glättung die eingangsseitige Netzspannung (U1) in eine pulsierende Gleichspannung (U3) sehr niedriger Frequenz umgewandelt wird mit nachfolgender Zerhackung hoher Frequenz durch einen Halbleiter, und daß an der Sekundärseite des Hochspannungstransformators (70) in der Zuleitung zum Kabel (76) ein mechanischer, motorisch angetriebener Synchronschalter (72) angeordnet ist.