DE3726277C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Zeitnormal gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Schaltung ist aus der DE-OS 26 33 471 bekannt, wonach zur Frequenzerhöhung bzw. Frequenzerniedrigung in die vom Oszillator abgeleiteten Pulsfolgen entweder mittels einer Additionsschaltung einzelne Impulse zusätzlich eingefügt oder einzelne Impulse mittels einer Subtraktionsschaltung unterdrückt werden. Die Steuerung der Additionsschaltung und der Subtraktionsschaltung erfolgt über elektronische Rückkopplungselemente, die zwischen den Ausgängen bestimmter Teilerstufen der Teilerschaltung und den Eingängen der Additions- und der Subtraktionsschaltung angeordnet sind und die mittels besonderer Frequenzeinsteller in Betrieb gesetzt werden können. Diese Frequenzeinsteller lassen jedoch nur eine beschränkte Anzahl von Abgleichzuständen zu, wodurch nur innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches die Ausgangsfrequenz der Teilerschaltung nach oben oder unten veränderbar ist.

Ferner ist aus der DE-OS 24 15 735 eine Oszillatorschaltung mit einem Frequenzumsetzer bekannt, der eine programmierbare Anordnung von Schaltelementen enthält, die durch anzuschaltende Steuersignale eine deren Parametern entsprechende bleibende Schaltungsveränderung des Frequenzumsetzers erzeugen. Diese Druckschrift offenbart jedoch lediglich die Möglichkeit, mit einem Transmissionsgatter die Pegelwechsel zweier Pulsfolgen zu summieren. Eine vollständige Lehre zur Erzeugung der Steuersignale für positive und negative Frequenzänderungen wird nicht gegeben.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Zeitnormal der eingangs genannten Art anzugeben, das die oben genannten Nachteile vermeidet. Außerdem soll das erfindungsgemäße elektronische Zeitnormal einen möglichst geringen Energieaufwand benötigen. Diese Aufgabe wird bei einem elektronischen Zeitnormal der eingangs genannten Art gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.

Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt die Periode des ersten Steuersignales ein Vielfaches der halben Oszillatorperiode, wobei innerhalb einer Periode eine festgelegte Anzahl von Pegelwechseln stattfindet und mit der Abgleichsschaltung die Anzahl der Pegelwechsel innerhalb einer Periode des ersten Steuersignales programmierbar ist.

Bei einer weiteren zweiten Ausführungsform der Erfindung beträgt die Periode des ersten Steuersignales ebenfalls ein Vielfaches der halben Oszillatorperiode, wobei innerhalb der Periode des ersten Steuersignales ebenso eine festgelegte Anzahl von Pegelwechseln stattfindet, jedoch mit der Abgleichschaltung die Periode des ersten Steuersignales selbst sowie die Anzahl der während einer Periode durchgeführten Pegelwechsel programmierbar ist.

Das erfindungsgemäße Zeitnormal hat den Vorteil, daß für den Abgleich sehr kleine Abgleichschritte gewählt werden können, wobei der kleinstmögliche Abgleichschritt nur eine halbe Oszillatorperiode beträgt. Das erfindungsgemäße elektronische Zeitnormal läßt sich ferner mit einer einfachen und betriebssicheren Schaltung realisieren, mit der Folge, daß der zusätzliche Bedarf an Energie für die den Abgleich ermöglichenden Schaltungsteile sehr gering ist.

Darüberhinaus kann die Abgleichschaltung in einer sehr wesentlichen Weiterbildung der Erfindung so ausgestaltet werden, daß diese Abgleichschaltung einen sich selbsttätig bildenden Abgleichalgorithmus erzeugt, wobei ein vorgegebenes Programm variable Größen, wie beispielsweise Umgebungstemperaturen und Versorgungsspannung, fortlaufend erfaßt und unter Berücksichtigung dieser variablen Größen die Perioden des ersten Steuersignales selbst sowie die Anzahl der während einer Periode durchgeführten Pegelwechsel festlegt.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des elektronischen Zeitnormals nach der Erfindung, ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend noch anhand eines Ausführungsbeispieles näher erläutert.

Die Fig. 1 zeigt eine Schaltung für das elektronische Zeitnormal, während in Fig. 2 die zeitlichen Verläufe der wesentlichen Impulsfolgen dieser Schaltung dargestellt sind.

Die Gesamtschaltung wird vorzugsweise in der energiesparenden CMOS-Technologie mit monolithischer Integration der meisten Komponenten ausgeführt. Das Schaltungsdiagramm der Fig. 1 bezieht sich auf eine Realisierung in p-Wannen-Technik. Die angegebenen Spannungspegel V_SS und V_DD sind daher im wesentlichen identisch mit den logischen Pegeln "L" bzw. "H".

Bei dem elektronischen Zeitnormal nach Fig. 1 wird das Oszillatorsignal F_osc von einer Quarzoszillatorschaltung 10 mit einem Quarzschwingkreis erzeugt, dem zwei Inverterstufen 9a und 9b nachgeschaltet sind. Durch diese Inverterstufen wird das Oszillatorsignal F_osc bereits in Form von annähernden Rechteckimpulsen abgegeben, was der digitalen Weiterverarbeitung und dem energiesparenden Betrieb der Teilerstufen entgegenkommt. Dieses Signal F_osc ist in der Fig. 2 im obersten Zeitdiagramm dargestellt. Für Anwendungszwecke in der Uhrentechnik wird in der Regel eine Oszillatorfrequenz von 32 768 Hz oder 4 194 304 Hz benutzt.

Weiter enthält die Schaltung nach der Fig. 1 hintereinander geschaltete Teilerstufen 13 und 14, wobei es sich bei der Teilerstufe 13 im allgemeinen um einen dynamischen Vorteiler handelt, während die nachgeschaltete Teilerkette 14 aus Kippstufen aufgebaut ist. In der Fig. 1 ist nur der für die Erfindung wesentliche Teil der Teilerkette dargestellt. Für den Betrieb der Uhr sind in der Regel weitere nachgeschaltete Teilerstufen erforderlich. Der Vorteiler 13 wandelt bei der oben angeführten Oszillatorfrequenz das Oszillatorsignal in eine Impulsfolge mit 8192 Hz um. Der dynamische Vorteiler 13 ist in der Regel so aufgebaut, daß für ein ordnungsgemäßes Funktionieren eine rasche Schaltfolge erforderlich ist, längere Unterbrechungen führen zu Fehlfunktionen.

Die Aufbereitung der elektrischen Signale für die Ansteuerung der eigentlichen Zeitanzeige-Einrichtung, etwa eines schrittmotorgetriebenen Zeigerwerks oder einer Flüssigkristallanzeige, ist in Fig. 1 nicht dargestellt und erfolgt nach dem Stand der Technik durch einen gesonderten Schaltungsteil, der das Ausgangssignal der Teilerkette 14 und je nach Bedarf auch die Signale von Zwischenabgriffen zwischen einzelnen Stufen der Kette verarbeitet.

Bei sehr einfachen Ausführungsformen von Zeitnormalen nach dem Stand der Technik wird das Oszillatorsignal F_osc direkt auf den Vorteiler 13 geleitet. Ein Abgleich ist dann nur direkt am Oszillator möglich.

Nach der Erfindung werden zwischen die Inverter 9a und 9b, die der Oszillatorschaltung 10 nachgeschaltet sind, und den Eingang des Vorteilers 13 zwei Schalteinheiten eingefügt. Die erste Schalteinheit 7 sorgt dafür, daß in Abhängigkeit von einem Steuersignal Q₁ das Oszillatorsignal F_osc oder ein dazu inverses Signal auf seinen Ausgang durchgeschaltet wird. Dieses Ausgangssignal der ersten Schalteinheit 7 ist mit F_clk bezeichnet. Die Schalteinheit 7 ist bei der Schaltung nach Fig. 1 ein Exklusiv-Oder-Gatter, dessen Eingänge einmal das erste Steuersignal Q₁ und zum anderen das Oszillatorausgangssignal F_osc zugeführt wird. Ein Beispiel für das erste Steuersignal Q₁ zeigt das dritte Diagramm der Fig. 2. Beispielsweise wird nach der "H"-Phase eines ersten F_osc-Impulses der Pegel des Steuersignals von "L" nach "H" geändert. In der "H"-Phase des vierten Oszillatorimpulses F_osc geht das Steuersignal Q₁ von "H" wieder auf "L" zurück. Da das Exklusiv-Oder-Gatter 7 bei gleichartigen Eingangssignalen ein "L"-Signal und bei ungleichartigen Eingangssignalen ein "H"-Signal abgibt, ergibt sich am Ausgang des Exklusiv-Oder-Gatters 7 eine Impulsfolge gemäß dem vierten Diagramm der Fig. 2. Dieses Signal F_clk weist mehr Pegelwechsel auf als das Signal F_osc, und zwar ist die Zahl der zusätzlichen Pegelwechsel des Signals F_clk identisch mit der Zahl der Pegelwechsel des Steuersignals Q₁. Aus den vier Oszillatorimpulsen sind somit unter der Annahme eines Steuersignals Q₁ in der in Fig. 2 dargestellten Weise fünf Impulse des Signals F_clk am Ausgang des Exklusiv-Oder-Gatters 7 geworden. Dieser impulszahlvergrößernde Effekt durch das Exklusiv-Oder-Gatter 7 ergibt sich unabhängig davon, zu welchem Zeitpunkt der Pegelwechsel des Steuersignals Q₁ stattfindet. Es muß jedoch darauf geachtet werden, daß der Schaltzeitpunkt des Steuersignals Q₁ einen genügend großen Abstand t₁ zu den Schaltzeitpunkten des Oszillatorsignals F_osc aufweist, da sonst sehr kurze Impulse im Signal F_clk auftreten können, die eventuell vom Vorteiler 13 nicht richtig weiterverarbeitet werden. Durch eine entsprechende Ausgestaltung des Steuersignals und eine entsprechende Anzahl von Pegelwechseln innerhalb einer Periode dieses Steuersignals kann somit die Anzahl der auf den Vorteiler 13 gelangenden Impulse gegenüber der Impulszahl des Oszillatorsignals F_osc vergrößert werden.

Unter Hinzufügen der zweiten Schalteinheit 8 gemäß Fig. 1, können nun sowohl negative als auch positive Abweichungen von der Sollfrequenz ausgeglichen werden. Diese Schalteinheit 8 enthält ein Transmissionsgatter 11, das zwischen den Ausgang des Exklusiv-Oder-Gatters 7 und den Eingang der Vorteilerstufe 13 geschaltet ist. Das Transmissionsgatter 11 ist vorzugsweise mit komplementären Feldeffekttransistoren aufgebaut. Hierbei wird der eine Feldeffekttransistor vom Ausgangssignal eines Gatters 3 direkt angesteuert, während das invertierte Signal am Ausgang des Inverters 11a zur Ansteuerung des parallel geschalteten Komplementärtransistors im Transmissionsgatter verwendet wird. Das Transmissionsgatter 11 ist beispielsweise so aufgebaut, daß bei einem "H"-Ausgangssignal des Gatters 3 das Transmissionsgatter 11 gesperrt wird und zugleich der an den Eingang des Vorteilers 13 angeschlossene Feldeffekttransistor 12 durchgeschaltet wird. Dadurch wird das Eingangspotential der Vorteilerstufe 13 bei Sperrung des Transmissionsgatters 11 auf definiertes Potential, beispielsweise auf das Potential V_ss festgelegt.

Die Schalteinheit 8 enthält ferner das NAND-Gatter 6 mit dem nachgeschalteten Inverter 5, dessen Ausgang dem Eingang I einer Kippstufe 2 zugeführt wird. Am NAND-Gatter 6 wird das Ausgangssignal F_clk der ersten Schalteinheit 7 mit einem Fenstersignal B verknüpft, wobei dieses Fenstersignal B von einer Abgleicheinheit 15 bezogen wird und zum Zwecke der Energieeinsparung sicherstellt, daß die Schalteinheit 8 nur während der Korrekturphasen aktiviert wird. Wenn diese Energieeinsparung nicht erforderlich ist, könnte das Ausgangssignal F_clk des Exklusiv-Oder-Gatters 7 auch direkt auf den Eingang I der Kippstufe 2 durchgeschaltet werden. Das bereits erwähnte NOR-Gatter 3 verknüpft das am Ausgang Q₂ der Kippstufe 2 anstehende Signal mit einem zweiten Steuersignal A, durch das festgelegt wird, ob dem Oszillatorsignal F_osc Impulse zugefügt oder abgezogen werden. Erwähnt sei noch der Inverter 4, der zwischen den Eingang I und dem invertierenden Eingang dieser Kippstufe 2 geschaltet ist.

Wenn dem Oszillatorsignal F_osc infolge der notwendigen Korrekturmaßnahme Impulse hinzugefügt werden sollen, liegt das Eingangssignal A des NOR-Gatters 3 auf logischem "H"-Pegel. Dadurch liegt am Ausgang des NOR-Gatters 3 der "L"-Pegel, durch den das Transmissionsgatter 11 durchgeschaltet und der n-Kanal-Feldeffekttransistor 12 gesperrt wird. Das Signal F_clk gelangt somit direkt auf den Eingang des Vorteilers 13.

Der Ausgang Q₂ der Kippstufe 2 liegt dauernd auf dem Pegel "H", der von dem Augenblick an, wo das Fenstersignal B aktiviert ist, mit jedem Impuls des Oszillatorsignals F_clk neu eingelesen wird, da der Dateneingang der Kippstufe 2 fest mit V_DD (= "H") verbunden ist. Ein Pegelwechsel des Eingangssignals A des NOR-Gatters 3 von "H" auf "L"-Pegel, um die Impulszahl am Eingang des Vorteilers 13 gegenüber dem Oszillatorsignal F_osc zu reduzieren, hat daher zunächst keine Auswirkung auf die Funktion der Schaltung, da das Gatter 3 am Ausgang weiterhin aufgrund des Eingangssignals über Q₂ der Kippstufe 2 auf "L"-Pegel liegt. Wird jedoch gleichzeitig mit einem Pegelwechsel des Steuersignals Q₁ ein kurzer Reset-Impuls S_korr auf die Kippstufe 2 gegeben, geht der Pegel von Q₂ gemäß dem Diagramm in Fig. 2 von "H" auf "L" und wird erst mit der nächsten negativen Flanke des Signals F_clk wieder leitend geschaltet. Es werden also zwei Pegelwechsel des Signals F_clk nicht an die Vorteilerstufe 13 weitergegeben. Das Ergebnis ist das Signal C_V gemäß dem Zeitdiagramm in Fig. 2. Da das Signal F_clk gegenüber dem Oszillatorsignal F_osc einen zusätzlichen Pegelwechsel aufweist, fehlt nun dem Signal C_V ein Pegelwechsel relativ zu dem Oszillatorsignal F_osc. Gemäß Fig. 2 gehen somit dem Signal bei zwei Pegelwechseln des Steuersignals Q₁ zwei Impulse verloren, so daß aus fünf Impulsen des Signals F_osc vier Impulse des Signals C_V werden. Aus den Zeitdiagrammen der Fig. 2 ist deutlich ersichtlich, daß durch entsprechende Pegelwechsel des Steuersignals Q₁ und entsprechenden Vorgabe durch das Steuersignal A relativ zum Oszillatorsignal F_osc Frequenzerhöhungen bzw. Frequenzreduzierungen möglich sind.

Um eine sichere Funktion der Schaltung zu gewährleisten, ist es empfehlenswert, während der Sperrung des Transmissionsgatters 11 das Signal C_V auf ein definiertes Potential festzulegen. Dies geschieht mit Hilfe des Feldeffekttransistors 12. Dieser ist in dem Ausführungsbeispiel an V_SS angeschlossen (= Pegel "L"). Das durch Durchschalten des Feldeffekttransistors den Pegel am Eingang der Teilerstufe stabilisieren soll, nicht aber ihn ändern, ist selbstverständlich Voraussetzung für diese einfache Lösung, daß Pegelwechsel des Steuersignals Q₁ nur dann durchgeführt werden, wenn das Signal C_V auf "L"-Pegel liegt. Die Abgleichschaltung 15 ist entsprechend auszulegen. Sie wird weiter unten näher beschrieben. In einer anderen Ausgestaltung ist der Transistor 12 an den Pegel "H" angeschlossen. Dem Fachmann ist ohne weiteres geläufig, wie dazu die Ansteuerschaltung modifiziert werden muß. Daher wird auf weitere Erläuterungen hier verzichtet. Der Pegelwechsel des Steuersignals muß in diesem Fall erfolgen während das Signal C_V auf "H"-Pegel liegt.

Reset-Impulse, die im Additionsbetrieb auf die Kippstufe 2 gelangen, haben keinen Einfluß, da aufgrund des "H"-Pegels am Eingangssignal A der "L"-Pegel am Ausgang des NOR-Gatters 3 erhalten bleibt. Wenn der Abstand zwischen zwei Pegelwechseln des Steuersignals Q₁ mindestens dem Eineinhalbfachen der Oszillatorperiode F_osc entspricht, kann die Schaltung nach Fig. 1 mit einem energiesparenden dynamischen Vorteiler betrieben werden. Dies liegt daran, daß bei diesen energiesparenden dynamischen Vorteilern bei längerem Ausbleiben von Fortschaltimpulsen die ordnungsgemäße Funktion beeinträchtigt wird.

Zur Erzeugung des Steuersignals Q₁ und des auslösenden Korrektursignals S_korr dient die Abgleichschaltung 15. Diese Abgleichschaltung gibt entsprechend einem vorgegebene Programm fest oder variabel definierte Korrektursignale S_korr ab, die einmal das Reset-Signal für die Kippstufe 2 und zum anderen das Eingangssignal für die Kippstufe 1 bilden. Am Ausgang Q₁ dieser Kippstufe 1 wird das Steuersignal Q₁ abgegriffen. Zwischen den Eingang I und dem invertierenden Eingang I_inv ist wieder der erforderliche Inverter 16 geschaltet. Die Abgleichschaltung 15 gibt ferner das Signal B ab, das das Zeitfenster definiert, währenddem die Schalteinheit 8 aktiviert ist. Die Abgleichschaltung 15 kann so ausgelegt werden, daß abhängig vom eingegebenen Code bei einer festen Periode des Steuersignals Q₁ während jeder Periode eine unterschiedliche Anzahl von Pegelwechseln vorgenommen wird. Eine andere Möglichkeit besteht darin, die Periodendauer des Steuersignals Q₁ selbst programmierbar zu gestalten.

Die Abgleichschaltung 15 besteht im einfachsten Fall aus einer Impulsformerstufe, die im Rhythmus der Ausgangssignale der Teilerkette 14 jeweils einen Korrekturimpuls S_korr abgibt. Die Impulsformerstufe ist so auszuführen, daß der Korrekturimpuls gegenüber der Umschaltflanke des Oszillatorsignals F_osc um die Zeit t₁ verzögert ist, wobei t₁ so zu wählen ist, daß eine sichere Trennung der Umschaltflanken des Signals F_clk gewährleistet bleibt. Wie bereits erwähnt, kann der Korrekturimpuls als Reset-Signal für die Kippstufe 2 verwendet werden, wobei zu beachten ist, daß der Korrekturimpuls kurz genug ist, um sicherzustellen, daß der Reset vor Eintreffen des nächsten Impulses des F_clk-Signals wieder aufgehoben wird. Zur Programmierung der Umschaltperiode für das Steuersignal Q₁ können beispielsweise eine Reihe unterschiedlicher Abgriffe der Teilerkette 14 in die Abgleichschaltung 15 geführt werden. Dies ist in Fig. 1 symbolisch durch das Signal E dargestellt. Die abgegriffenen Signale werden nach einem vorgegebenen Code derart logisch miteinander verknüpft, daß die Korrekturimpulse die gewünschte bzw. erforderliche Periodizität aufweisen. Eine andere Möglichkeit besteht darin, einen Zähler in die Abgleichschaltung 15 einzubeziehen. Dieser kann z. B. als Rückwärtszähler ausgelegt sein, wobei jeweils mit Erreichen des Wertes 0 ein Korrekturimpuls ausgegeben wird und der Zähler anschließend auf einen vorprogrammierten Wert größer 0 wieder hochgesetzt wird. Ferner sei erwähnt, daß die Programmierung der Abgleichschaltung durch Einschreiben eines Datenwortes auf in der Abgleichschaltung enthaltene Speicherzellen oder durch externe Beschaltung besonderer Dateneingänge erfolgen kann.

Ferner kann es vorteilhaft sein, die Anzahl der Pegelwechsel des Steuersignals Q₁ pro Periode programmierbar zu gestalten. So kann beispielsweise die Abgleichschaltung 15 wiederum mit einem Rückwärtszähler realisiert werden, der zu Beginn jeder Periode auf den programmierten Wert gesetzt wird. Er wird anschließend mit einem Signal aus der Zählerkette 14 zurückgezählt, das eine höhere Frequenz aufweist als das die Periode des Steuersignals bestimmende Signal. Solange der Zähler nicht den Wert 0 erreicht hat, wird mit jedem Zählimpuls ein Korrekturimpuls S_korr abgegeben.

Ferner besteht die Möglichkeit, die innerhalb einer Periode des Steuersignals Q₁ stattfindenden Pegelwechsel zeitlich gleichmäßig über die ganze Periode zu verteilen. Dies wird dann von Bedeutung sein, wenn hohe Anforderungen an die Präzision des Zeitnormals auch innerhalb von Zeiten gestellt werden, die kürzer sind als die Periode des Steuersignals. Dies ist beispielsweise bei extrem genauen Zeitmessungen erforderlich. So muß beispielsweise bei einer Ganggenauigkeit von 1 ppm die Abgleichperiode mindestens etwa 16 sek dauern, da in 16 sek gerade etwa 1 Millionen mal der kleinste Abgleichschritt einer halben Oszillatorperiode bei der üblichen Oszillatorfrequenz enthalten ist. Wenn der verwendete Quarz nur eine Grundgenauigkeit von 64 ppm hat, müssen im Extremfall mindestens 64 Pegelwechsel des Steuersignals innerhalb dieser 16 sek erfolgen. Diese Pegelwechsel können auf einen Zeitraum von eintausendstel Sekunde komprimiert werden oder aber in langsamer Folge mit bis zu einviertel Sekunde Abstand über die verfügbaren 16 sek verteilt werden. Im ersten Fall ergibt sich nach der ersten tausendstel Sekunde eine Abweichung der Uhrenanzeige von eintausendstel Sekunde, die dann über den Rest der Abgleichperiode wieder kompensiert wird. Im zweiten Fall wird nach jedem Korrekturimpuls zunächst die entstandene Abweichung wieder über die Zeit von 0,25 sek kompensiert, bevor der nächste Korrekturimpuls ausgelöst wird. Die auftretende Maximalabweichung ist auf ein Vierundsechzigstel des ersten Falls beschränkt.

Es sind auch Lösungen denkbar, die zwar die Periodizität der Signalpegelwechsel innerhalb der Abgleichperiode nicht voll realisieren, aber dennoch wesentlich geringere Maximalabweichungen als im ersten Beispielfall ergeben. Ein Beispiel ist die Verwendung einer sog. Multiplikatorschaltung, bei der einer Reihe von aufeinanderfolgenden Teilergliedern einer Teilerkette je eine monostabile Kippstufe zugeordnet ist. Diese Kippstufen werden so verschaltet, daß sie jeweils einen Impuls ausgeben, wenn die zugehörige Kippstufe auf H-Pegel schaltet. Man kann eine Folge von Impulsen wählbarer Anzahl während einer Zählerdurchlaufperiode dadurch erzeugen, daß man eine Oderverknüpfung zwischen den Ausgängen einer bestimmten Kombination der monostabilen Kippstufen herstellt. Die so erzeugten Impulse haben die Eigenschaft, daß sie innerhalb des vorgegebenen Raster bestmöglich über die Zählerdurchlaufperiode verteilt sind. Es kommen nur zwei verschiedene Impulsabstände vor, wobei der eine Abstand doppelt so groß ist wie der andere. Im oben genannten Beispiel ist mit dieser Lösung eine 32 mal höhere Kurzzeitgenauigkeit erreichbar gegenüber dem erstgeschilderten Fall.

Erwähnt sei noch, daß die Programmierung der Abgleichschaltung 15 nicht nur auf die einmalige Festlegung eines entsprechenden Codes erfolgen kann, sondern daß die Programmierung auch indirekt durch Festlegung eines Abgleichalgorithmus durchgeführt werden kann. Dieser Abgleichalgorithmus ist beispielsweise in einem auf dem integrierten Schaltkreis enthaltenen Mikrocomputer einprogrammiert. In Abhängigkeit von festen Parametern, wie etwa der Grundabweichung des Oszillators sowie von Umgebungsvariablen wie Temperatur oder Versorgungsspannung, wird daraus das aktuell angepaßte Korrekturcodewort für die Durchführung eines optimalen Abgleichs errechnet.

Claims (13)

1. Elektronisches Zeitnormal aus einem Oszillator (10), einer dem Oszillator (10) nachgeschalteten ersten Schalteinheit (7), die abhängig von einem ihr zugeführten ersten Steuersignal (Q₁) entweder das vom Oszillator (10) kommende Signal (F_osc) oder ein dazu inverses Signal auf seinen Ausgang durchschaltet, einer der ersten Schalteinheit (7) nachgeschalteten zweiten Schalteinheit (8), die in Abhängigkeit von einem zweiten Steuersignal (A) die Ausgangssignale (F_clk) der ersten Schalteinheit (7) auf an die zweite Schalteinheit (8) angeschlossene Teilerstufe (13, 14) durchschaltet oder einzelne vom Ausgang der ersten Schalteinheit (7) kommende Impulse unterdückt, wobei das erste Steuersignal (Q₁) periodisch seinen Pegel ändert, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abgleichschaltung (15) vorgesehen ist, die kurze Korrekturimpulse (S_korr) abgibt, die jeweils einen Pegelwechsel am Ausgang einer nachgeschalteten, das erste Steuersignal (Q₁) abgebenden Kippstufe (1) auslösen, daß bei Unterdrückung einzelner, vom Ausgang der ersten Schalteinheit (7) kommenden Impulse (F_clk) durch die zweite Schalteinheit (8) die Zahl der unterdrückten Impulse der Anzahl der Pegelwechsel des ersten Steuersignals (Q₁) entspricht, wobei die Unterdrückung einzelner Impulse durch die zweite Schalteinheit (8) synchron mit dem durch das erste Steuersignal (Q₁) vorgegebenen Pegelwechsel erfolgt, daß die zweite Schalteinheit (8) eine Umschaltvorrichtung (11) zwischen dem Ausgang der ersten Schalteinheit (7) und dem Eingang der Teilerstufen (13) enthält und daß diese Umschaltvorrichtung (11) in Abhängigkeit vom zweiten Steuersignal (A) gesperrt wird oder die Ausgangsimpulse (F_clk) der ersten Schalteinheit (7) auf den Eingang der Teilerstufen (13) durchläßt.

2. Elektronisches Zeitnormal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Periode des ersten Steuersignales (Q₁) ein Vielfaches der halben Oszillatorperiode ist, daß innerhalb der Periode des ersten Steuersignales (Q₁) eine festgelegte Anzahl von Pegelwechseln stattfindet und daß mit der Abgleichschaltung (15) die Anzahl der Pegelwechsel innerhalb einer Periode des ersten Steuersignales (Q₁) programmierbar ist.

3. Elektronisches Zeitnormal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Periode des ersten Steuersignales (Q₁) ein Vielfaches der halben Oszillatorperiode ist, daß innerhalb der Periode des ersten Steuersignales (Q₁) eine festgelegte Anzahl von Pegelwechseln stattfindet und daß mit der Abgleichschaltung (15) die Periode des ersten Steuersignales (Q₁) selbst sowie die Anzahl der während einer Periode durchgeführten Pegelwechsel programmierbar ist.

4. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand zwischen den Pegelwechseln des ersten Steuersignales (Q₁) ein ungerades Vielfaches der halben Oszillatorperiode ist.

5. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltvorrichtung (11) aus einem mit komplementären Feldeffekttransistoren aufgebauten Transmissionsgatter besteht.

6. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (12) vorgesehen sind, durch die bei einer Sperrung des Transmissionsgatters (11) am Eingang der Teilerstufen (13) das Potential aufrechterhalten wird, das vor der Sperrung des Transmissionsgatters an diesem Eingang bestand.

7. Elektronisches Zeitnormal nach Anspruch 6,dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel (12) ein Feldeffekttransistor ist, der bei Sperrung des Transmissionsgatters (11) das Eingangspotential an den Teilerstufen auf ein Referenzpotential festlegt.

8. Elektronisches Zeitnormal nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal mit dem "L"-Potential oder dem "H"-Potential des Oszillatorsignals (F_osc) übereinstimmt und daß die Sperrung des Transmissionsgatters (11) nur während der Halbperiode des Oszillatorsignals (F_osc) durchgeführt wird, die den gleichen Pegel wie das Referenzsignal aufweist.

9. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Logik (4, 5, 6, 2, 3) das Ausgangssignal (F_clk) der ersten Schalteinheit (7) mit dem zweiten Steuersignal (A) derart verknüpft, daß bei einer durch das zweite Steuersignal vorgegebenen erwünschten Vergrößerung der Impulszahl am Eingang der Teilerstufen (13) während des Auftretens des ersten Steuersignals (Q₁) das Transmissionsgatter (11) durchlässig und der Feldeffekttransistor (12) gesperrt ist, während bei einer erwünschten Reduzierung der Impulszahl am Eingang der Teilerstufen (13) das Transmissionsgatter (11) gesperrt und der Feldeffekttransistor (12) derart durchgeschaltet wird, daß der Eingang der Teilerstufen auf einem definierten Referenzpotential liegt.

10. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die innerhalb einer Periode des ersten Steuersignals (Q₁) stattfindenden Pegelwechsel zeitlich über die ganze Periode verteilt sind.

11. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand zwischen zwei Pegelwechseln des Steuersignals (Q₁) mindestens dem Eineinhalbfachen der Oszillatorperiode entspricht.

12. Elektronisches Zeitnormal nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale (Q₁, A) durch eine einmalig vorgegebene und im weiteren unveränderliche Programmierung der Abgleichschaltung (5) festgelegt sind.

13. Elektronisches Zeitnormal nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale (Q₁, A) durch einen sich in der Abgleichschaltung (15) aufgrund eines Programms selbsttätig bildenden Abgleichalgorithmus variabel sind, wobei das vorgegebene Programm variable Größen, wie Umgebungstemperatur und Versorgungsspannung, berücksichtigt.