DE3705176A1 - Digitalsignalumsetzer mit nichtlinearer umsetzkennlinie - Google Patents
Digitalsignalumsetzer mit nichtlinearer umsetzkennlinieInfo
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/231—Echo cancellers using readout of a memory to provide the echo replica
Landscapes
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Digitalsignalumsetzer mit nicht
linearer Umsetzkennlinie, insbesondere einen Echosignalkompen
sator, für die Umsetzung von eine erste Anzahl von Signalele
menten aufweisenden Eingangs-Digitalsignalen in von diesen
linear abhängige Ausgangs-Digitalsignale, die jeweils eine zwei
te, gegebenenfalls von der ersten Anzahl von Signalelementen
abweichende Anzahl von Signalelementen aufweisen.
Aus der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", VOL.
COM-30, Nr. 11, Nov. 1982, Seiten 2421 bis 2433 sind bereits
Echosignalkompensatoren für die Kompensation von nichtlinear von
den zu übertragenden Digitalsignalen abhängigen Echosignalen
bekannt. Ein erster Echosignalkompensator arbeitet dabei nach
einem sogenannten Speicherkompensations-Prinzip (memory compen
sation). Gemäß diesem Prinzip werden den möglichen Kombina
tionen von N aufeinanderfolgenden zu übertragenden Signalele
menten entsprechende Kompensationssignale in einer Speicheran
ordnung gespeichert. Diese Speicheranordnung wird auf jede Über
tragung eines Signalelementes hin angesteuert, um das dem je
weiligen Signalelement und den zuvor übertragenen (N - 1) Signal
elementen entsprechende Kompensationssignal bereitzustellen.
Mit diesem Echosignalkompensator sind zwar beliebige Nichtline
aritäten in den Echosignalen kompensierbar. Jedoch hängt die
für die Speicherung der Kompensationssignale erforderliche
Speicherkapazität in der Speicheranordnung von der Anzahl N der
für die Bildung der Kompensationssignale zu berücksichtigenden
Signalelemente ab.
Bei einem zweiten Echosignalkompensator wird von einem her
kömmlichen linearen Echokompensator ausgegangen, beispiels
weise von einem Transversalfilter, dem entsprechend der zu be
rücksichtigenden Nichtlinearitäten in den Echosignalen zusätzliche
Kompensationsstufen angefügt sind. Bei diesem Echo
kompensator ist zwar der für die Bildung von Kompensationssi
gnalen erforderliche Speicheraufwand gegenüber dem zuvorgenannten
Echokompensator wesentlich reduziert. Jedoch ist für die Reali
sierung der zusätzlichen Kompensationsstufen ein schaltungstechni
scher Aufwand erforderlich, der zuweilen unerwünscht ist.
Es ist nun Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Weg zu zei
gen, wie bei einem Digitalumsetzer der eingangs genannten Art
gegenüber dem genannten Stand der Technik der Speicherplatzbe
darf und der schaltungstechnische Aufwand reduziert werden
können.
Gelöst wird die vorstehend genannte Aufgabe bei einem Digital
signalumsetzer der eingangs genannten Art erfindungsgemäß da
durch, daß von den Eingangs-Digitalsignalen lediglich durch fest
gelegte Signalelemente gebildete Signalelemente-Kombinationen
zur Auswahl eines ihnen jeweils fest zugeordneten Segmentes der
Umsetzkennlinie herangezogen werden und daß für das jeweilige
Segment ein Ausgangs-Digitalsignal y der Form y = a i x + b i ge
bildet wird, wobei x das jeweils umzusetzende Eingangs-Digital
signal und a i , b i ein dem jeweils ausgewählten Segment zugeordne
tes Koeffizienten-Paar darstellen.
Der Vorteil der Erfindung besteht zum einen in der geringen An
zahl von bereitzustellenden Koeffizienten-Paaren und zum anderen
in der geringen Anzahl von arithmetischen Operationen, die für
die Bildung von Ausgangs-Digitalsignalen durchzuführen sind.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des Digitalsignalumsetzers gemäß
der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Im folgenden wird nun die vorliegende Erfindung anhand von
Zeichnungen beispielsweise näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt eine Datenübertragungseinrichtung, welche einen
Digitalsignalumsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung als
Echosignalkompensator aufweist und
Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Digitalsignalumsetzers
gemäß der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild einer Übertragungseinrich
tung für die Übertragung von Digitalsignalen im Gleichlagever
fahren über eine Zweidraht-Leitung ZLTG dargestellt. In dieses
Prinzipschaltbild sind dabei lediglich die für das Verständnis
der vorliegenden Erfindung erforderlichen Schaltungsteile
aufgenommen. Bei den Digitalsignalen kann es sich um beliebige
mehrstufige Signale handeln, wie z. B. Binärsignale oder die
bei einer derartigen Übertragung häufig verwendeten pseudoter
nären Signale.
Die Übertragungseinrichtung weist eine Sendeeinrichtung S auf,
welche beispielsweise die von einer Datenendeinrichtung ab
gegebenen, auf einer Sendeleitung SL 1 auftretenden Sendesignale
in für die Übertragung über die Zweidraht-Leitung geeignete Di
gitalsignale umsetzt. Eine solche Umsetzung kann beispielsweise
darin bestehen, daß von der Datenendeinrichtung abgegebene
Binärsignale leistungsverstärkt und anschließend in analoge Di
gitalsignale umgewandelt werden. Hierfür weist die Sendeeinrich
tung S eine mit S 1 bezeichnete Sendeausgangsstufe auf, die über
eine Leitung SL 2 mit einem Digital-/Analog-Wandler D/A verbun
den ist. Sind dagegen die von der Datenendeinrichtung abgegebe
nen Binärsignale als von den Binärsignalen abweichende mehrstu
fige Signale, beispielsweise als pseudoternäre Signale, zu
übertragen, so kann der genannten Sendeausgangsstufe S 1, wie in
Fig. 1 angedeutet, eine entsprechende Umsetzeinrichtung S 2 vorge
schaltet sein.
Die am Ausgang des genannten Digital-/Analog-Wandlers auftreten
den analogen Signale gelangen über eine Gabelanordnung G als Sen
designale auf die genannte Zweidraht-Leitung ZLTG. Gleichzeitig
nimmt diese Gabelanordnung zu der in Fig. 1 dargestellten Übertra
gungseinrichtung hin übertragene analoge Signale als Empfangssi
gnale auf und leitet diese an eine Empfangseinrichtung E weiter.
Dabei gibt die Gabelanordnung zusätzlich zu den Empfangssignalen
an die Empfangseinrichtung noch als Echosignale bezeichnete Stör
signale ab, welche bei der Abgabe von Sendesignalen entweder di
rekt in der Gabelanordnung durch eine nicht vollständige Entkopp
lung der Übertragungswege oder an Reflexionsstellen der Zweidraht-
Leitung entstehen. Damit erhält die Empfangseinrichtung nicht nur
die tatsächlichen Empfangssignale, sondern ein aus diesen und
den Echosignalen gebildetes Signalgemisch zugeführt.
Von der Empfangseinrichtung E sind in Fig. 1 dargestellt ein Ana
log-/Digital-Wandler A/D, ein diesem nachgeschalteter Subtra
hierer SUB und schließlich eine mit dem Ausgang des Subtrahierers
verbundene Empfangssteuerung ES. Der Analog-/Digital-Wandler ent
nimmt dabei dem ihm zugeführten Signalgemisch in vorgegebenen
Zeitabständen Abtastproben und wandelt diese in den jeweiligen
Abtastproben entsprechende codierte Bitgruppen um, die an pa
rallelen Ausgängen des Analog-/Digital-Wandlers auftreten. Mit
den einzelnen Bitgruppen, die immer noch in codierter Form Ab
tastproben des Signalgemisches darstellen, werden dann erste
Eingänge des Subtrahierers SUB angesteuert. Weiteren Eingängen
dieses Subtrahierers werden dabei gleichzeitig mit jeder Bitgruppe
eine dem darin enthaltenen Echosignalanteil entsprechende Bit
gruppe als Kompensationssignal zugeführt, so daß am Ausgang des
Subtrahierers Bitgruppen auftreten, die lediglich noch die den
Empfangssignalen entsprechenden Signalanteile in codierter Form
enthalten. Aus diesen Bitgruppen werden schließlich in der dem
Subtrahierer nachgeschalteten Empfangssteuerung ES Binärsignale
abgeleitet, die der bereits genannten Datenendeinrichtung über
eine Empfangsleitung EL zugeführt werden.
Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird davon
ausgegangen, daß die genannten Bitgruppen innerhalb der Empfangs
einrichtung E zwischen den genannten Schaltungsteilen über aus
einer vorgegebenen Anzahl von parallelen Einzelleitungen bestehen
de Leitungssysteme übertragen und innerhalb der jeweiligen
Schaltungsteile parallel behandelt werden. Demgegenüber wäre
es jedoch auch möglich, die genannten Bitgruppen zwischen den
einzelnen Schaltungsteilen der Empfangseinrichtung seriell zu
übertragen und innerhalb der Schaltungsteile eine serielle Be
handlung vorzunehmen.
Für die Erzeugung der zuvorgenannten Kompensationssignale weist
die in Fig. 1 dargestellte Übertragungseinrichtung eine Kompen
satoranordnung auf. Diese Kompensatoranordnung besteht insgesamt
aus drei gesonderten Echosignalkompensatoren. Ein erster mit
LK bezeichneter Echokompensator ist mit der bereits genannten
Leitung SL 1 verbunden und bildet nach Maßgabe der über die Lei
tung SL 1 übertragenen Digitalsignale (Sendesignale) lediglich
linear von den übertragenen Signalen abhängige Kompensationssi
gnale. Derartige Echokompensatoren und deren Wirkungsweise sind
bereits bekannt, so daß auf diesen Echokompensator LK im folgen
den nicht näher eingegangen wird. Bezüglich diese Echokompensa
tors sei hier lediglich noch angemerkt, daß dieser bei dem vor
liegenden Ausführungsbeispiel als Kompensationssignale jeweils
eine bereits obengenannte Bitgruppe bildet und diese an ein aus
einer Mehrzahl von parallelen Einzelleitungen bestehendes Lei
tungssystem SL 3 abgibt.
An das Leitungssystem SL 3 ist ein zweiter Echokompensator NK 1
angeschlossen. Dieser Echokompensator leitet aus den ihm je
weils zugeführten Signalen, hier den Kompensationssignalen
des ersten Echokompensators LK, Kompensationssignale für die
Kompensation der nichtlinear von den zu übertragenden Sende
signalen abhängigen Echosignale ab.
Neben dem gerade genannten nichtlinearen Echokompensator NK 1
ist noch ein zweiter nichtlinearer Echokompensator NK 2 vorge
sehen. Dieser Echokompensator ist über ein Leitungssystem SL 4
mit einem Ausgang der bereits genannten Sendeausgangsstufe S 1
der Sendeeinrichtung S verbunden und gibt wie der erste nicht
lineare Echokompensator Kompensationssignale für die Kompensation
der nichtlinear von den zu übertragenden Sendesignalen abhängigen
Echosignale ab.
Die zuvor genannten drei Echokompensatoren geben jeweils die
von ihnen gebildeten Kompensationssignale in paralleler Form
über ein Leitungssystem an einen mit SUM 1 bezeichneten Summierer
ab, der aus den einzelnen Kompensationssignalen ein Summenkompen
sationssignal bildet und dieses dem bereits genannten Subtra
hierer SUB der Empfangseinrichtung E zuführt.
Durch die aus dem linearen Echokompensator LK und dem nichtlinea
ren Echokompensator NK 1 bestehende Reihenschaltung können bei
spielsweise neben den linearen Echosignalanteilen auch nichtlineare,
durch Eingangsstufen der Empfangseinrichtung E, wie z. B.
durch den in Fig. 1 dargestellten Analog/Digital-Wandler A/D,
hervorgerufene nichtlineare Echosignalanteile kompensiert
werden. Dagegen ermöglicht der nichtlineare Echokompensator NK 2
die Kompensation von nichtlinearen Echosignalanteilen, die durch
die Sendeausgangsstufe S 1 der Sendeeinrichtung S hervorgerufen
werden. Entgegen dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel
können die aus dem linearen Echokompensator LK und dem nichtline
aren Echokompensator NK 1 bestehende Reihenschaltung und der
nichtlineare Echokompensator NK 2 auch je nach dem Entstehungsort
von nichtlinearen Echosignalanteilen mit anderen Schaltungsteilen
der Sendeeinrichtung S verbunden sein. Darüber hinaus ist es
auch möglich, lediglich einen der beiden nichtlinearen Echokom
pensatoren einzusetzen, beispielsweise den nichtlinearen Echo
kompensator NK 1, wenn die auftretenden nichtlinearen Echosignal
anteile von den Eingangsstufen der Empfangseinrichtung herrühren.
Dagegen ist für den Fall, daß nichtlineare Echosignalanteile le
diglich durch die Sendeausgangsstufe S 1 der Sendeeinrichtung S
hervorgerufen werden, nur der nichtlineare Echokompensator NK 2
erforderlich.
Die drei zuvorgenannten Echokompensatoren sind hinsichtlich der
Abgabe von Kompensationssignalen adaptiv einstellbar. Dafür er
halten sie die bereits genannten, am Ausgang des Subtrahierers
SUB auftretenden Bitgruppen zugeführt. Das für diese Zuführung
benutzte Leitungssystem ist in Fig. 1 mit e bezeichnet.
Wie bereits vorstehend angedeutet, sind lineare Echokompensa
toren hinlänglich bekannt, so daß im weiteren auf den linearen
Echokompensator LK nicht näher eingegangen wird. Dagegen wird
im folgenden ein Ausführungsbeispiel für einen nichtlinearen
Echokompensator näher erläutert. Dabei wird bei dem Ausführungs
beispiel davon ausgegangen, daß als Sendesignale Binärsignale
übertragen werden und daß in der Sendeausgangsstufe S 1 der Sen
deeinrichtung S ein Serien-Parallel-Umsetzer, beispielsweise in
Form eines Schieberegisters mit parallelen Ausgängen vorgesehen
ist, welcher auf jede Übertragung eines Bits der Binärsignale
eine aus diesem und den (N - 1) zuvor übertragenen Bits eine aus
N-Bits bestehende Bitgruppe bildet. Außerdem möge auch der line
are Echokompensator LK auf jede Übertragung eines Bits hin ein aus
N-Bits bestehendes Kompensationssignal bereitstellen.
In Fig. 2 ist das gerade erwähnte Ausführungsbeispiel für einen
nichtlinearen Echokompensator dargestellt. Bei diesem Echokom
pensator wird die zu realisierende nichtlineare Umsetzkennlinie
durch eine vorgegebene Anzahl M stückweiser linearer Segmente
angenähert, indem die dem Echokompensator zugeführten Bitgruppen
jeweils entsprechend einer durch festgelegte Bits gebildeten
Bitkombination einem der vorgegebenen Segmente zugeordnet wer
den. Für jedes dieser Segmente wird ein Kompensationssignal y
der Form
y = a i x + b i
gebildet. Dabei bedeuten x die dem Echokompensator gerade zuge
führte Bitgruppe und a i , b i ein Kompensationssignal-Koeffizien
ten-Paar, welches innerhalb des der gerade vorliegenden Bitgruppe
x zugeordneten Segmentes zu verwenden ist.
Der in Fig. 3 dargestellte nichtlineare Echokompensator weist für
die Bildung der genannten Kompensationssignale eine Codierein
richtung COD auf. Diese Codiereinrichtung nimmt eine Einordnung
der ihr zugeführten Bitgruppen in die M vorgegebenen linearen
Segmente der Umsetzkennlinie vor, indem sie die in den Bitgrup
pen jeweils enthaltenen Bitkombinationen als dualcodierte Werte
bewertet und diese einem der vorgegebenen M Segmente durch
Abgabe eines entsprechenden Adressensignals zuordnet. Dies
kann beispielsweise dadurch erfolgen, daß für die Anzahl der
linearen Segmente eine 2er Potenz gewählt wird und daß die
Codiereinrichtung COD von den ihr jeweils zugeführten Bitgruppen
lediglich eine der Anzahl der M Segmente entsprechende Anzahl
von höherwertigen Bits als Adressensignal bereitstellt. So kön
nen z. B. durch die drei höchstwertigen Bits der der Codierein
richtung zugeführten Bitgruppen insgesamt acht lineare Segmente
festgelegt werden.
Die von der Codiereinrichtung COD abgegebenen Adressensignale
erhält eine Speicheranordnung zugeführt. Diese Speicheranordnung
weist zwei gesonderte, in Fig. 2 mit SP 1 und SP 2 bezeichnete
Speicherbereiche auf. Jedem diesem Speicherbereiche ist dabei
eine der Anzahl M linearer Segmente entsprechende Anzahl von
Speicherplätzen zugehörig. In den Speicherplätzen des Speicher
bereiches SP 1 sind dabei die Kompensationssignal-Koeffizienten
a i , in den Speicherplätzen des Speicherbereiches SP 2 dagegen die
Kompensationssignal-Koeffizienten b i gespeichert.
Mit jeder Zuführung eines Adressensignals treten an den Aus
gängen der beiden Speicherbereiche ein dem jeweiligen Adressen
signal zugeordnetes Kompensationssignal-Koeffizienten-Paar auf.
Der Kompensationssignal-Koeffizient a i wird dabei einem Multi
plizierer MUL 1 zugeführt, der diesen Kompensationssignal-Koeffi
zienten mit der der Codiereinrichtung COD gerade zugeführten
Bitgruppe multipliziert. Mit einem daraus resultierenden
Produktsignal werden schließlich erste Eingänge
eines Summierers SUM 2 beaufschlagt, der gleichzeitig an zweiten
Eingängen den am Ausgang des Speicherbereiches SP 2 auftretenden
Kompensationssignal-Koeffizienten b i aufnimmt. Dieser Summierer
bildet aus den ihm zugeführten Eingangssignalen ein Summensignal
und gibt dieses als Kompensationssignal an den in Fig. 1 mit SUM 1
bezeichneten Summierer ab.
Der in Fig. 2 dargestellte Echokompensator weist eine Schaltungs
anordnung für die adaptive Einstellung der einzelnen, in den
Speicherbereichen SP 1 und SP 2 gespeicherten Kompensationssignal-
Koeffizienten-Paare auf. Diese Schaltungsanordnung stellt diese
Koeffizienten-Paare nach der Vorschrift
a i (neu) = a i (alt) + gex
b i (neu) = b i (alt) + ge
b i (neu) = b i (alt) + ge
ein. Dabei bedeuten a i , b i das jeweils einzustellende Kompensa
tionssignal-Koeffizienten-Paar, g eine das Einlaufverhalten des
Echokompensators und den Restfehler der Echokompensation beein
flussende Konstante, e die am Ausgang des in Fig. 1 dargestellten
Subtrahierers SUB auftretende Bitgruppe und x die der Codierein
richtung COD gerade zugeführte Bitgruppe.
Gemäß der obenangegebenen Einstellvorschrift ist für die Ein
stellung des Kompensationssignal-Koeffizienten b i ein Summierer
SUM 3 vorgesehen, dem einerseits der gerade am Ausgang des Spei
cherbereiches SP 2 auftretende Kompensationssignal-Koeffizient
b i und andererseits die in einem Multiplizierer MUL 2 mit der
Konstanten g multiplizierte, am Ausgang des in Fig. 1 darge
stellten Subtrahierers SUB gerade auftretende Bitgruppe zuge
führt ist. Am Ausgang dieses Summierers tritt der aktualisierte
Kompensationssignal-Koeffizient b i auf. Dieser wird in denjenigen
Speicherplatz des Speicherbereiches SP 2 übertragen, welcher durch
das dem Speicherbereich SP 2 zugführte Adressensignal angesteuert
ist. Dabei wird der bisher in diesem Speicherplatz gespeicherte
Kompensationssignal-Koeffizient überschrieben.
Für die Einstellung der in dem Speicherbereich SP 1 gespeicherten
Kompensationssignal-Koeffizienten a i ist ein Summierer SUM 4 vor
gesehen, der einerseits den gerade am Ausgang des Speicherberei
ches SP 1 auftretenden Kompensationssignal-Koeffizienten und
andererseits von einer Multipliziereinrichtung her ein Produkt
signal zugeführt erhält. Diese Multipliziereinrichtung besteht
aus einem ersten Multiplizierer MUL 3, der die am Ausgang des in
Fig. 1 dargestellten Subtrahierers SUB auftretende Bitgruppe mit
der der Codiereinrichtung COD zugeführten Bitgruppe multipli
ziert und das daraus resultierende Produktsignal einem weiteren
Multiplizierers MUL 4 zuführt, der dieses Produktsignal mit der
bereits genannten Konstanten g multipliziert und das daraus re
sultierende Produktsignal an den bereits genannten Summierer
SUM 4 abgibt.
Im übrigen sei noch darauf hingewiesen, daß die Schaltungsan
ordnung für die Einstellung der Kompensationssignal-Koeffizien
ten-Paare auch derart ausgebildet sein kann, daß für die Aktuali
sierung der einzelnen Kompensationssignal-Koeffizienten-Paare
nicht die am Ausgang des Subtrahierers SUB bzw. am Eingang der
Codiereinrichtung COD auftretenden Bitgruppen, sondern lediglich
deren Vorzeichen berücksichtigt werden. In diesem Falle werden
die genannten Bitgruppen den Multiplizierern MUL 2 und MUL 3 über
jeweils eine Schaltungsanordnung zur Vorzeichenermittlung zuge
führt. Diese Schaltungsanordnungen sind in Fig. 3 mit SGN 1 und
SGN 2 bezeichnet.
Der in Fig. 2 dargestellte nichtlineare Echokompensator hat den
Vorteil, daß lediglich eine der obengenannten Anzahl M von line
aren Segmenten entsprechenden Anzahl von Kompensationssignal-Koef
fizienten-Paaren in den Speicherbereichen SP 1 und SP 2 zu spei
chern und für die Bildung von Kompensationssignalen lediglich
zwei arithmetische Operationen, nämlich eine Multiplikation und
eine Addition, erforderlich sind.
Abweichend von dem zuvor erläuterten Ausführungsbeispiel für
einen nichtlinearen Echokompensator könnten die arithmetischen
Operationen für die Bildung von Kompensationssignalen bzw. für
die adaptive Einstellung dieser Kompensationssignale auch durch
eine Mikroprozessoranordnung ausgeführt werden, der dafür bei
spielsweise von einer ihr zugeordneten Speicheranordnung (SP 1,
SP 2) her die zuvor erwähnten Kompensationssignal-Koeffizienten-
Paare zur Verfügung gestellt werden.
Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß zwar die Erfindung
am Beispiel eines nichtlinearen Echokomparators erläutert wor
den ist. Deren Verwendung beschränkt sich jedoch nicht auf das
Gebiet der Echokompensation. Vielmehr ist der Digitalsignalum
setzer der vorliegenden Erfindung allgemein für eine nichtlinea
re Umsetzung von Digitalsignalen geeignet. So ist beispielswei
se dieser Digitalsignalumsetzer in Entzerreranordnungen für die
Erzeugung von Korrektursignalen einsetzbar, mit deren Hilfe in
den zu entzerrenden Signalen auftretende, von ihnen nichtlinear
abhängige Störsignale kompensiert werden können.
Claims (4)
1. Digitalsignalumsetzer mit nichtlinerarer Umsetzkennlinie,
insbesondere Echosignalkompensator, für die Umsetzung von eine
erste Anzahl von Signalelementen aufweisenden Eingangs-Digital
signalen in von diesen nichtlinear abhängige Ausgangs-Digital
signale, die jeweils eine zweite, gegebenenfalls von der ersten
Anzahl von Signalelementen abweichende Anzahl von Signalele
menten aufweisen, dadurch gekennzeichnet,
daß von den Eingangs-Digitalsignalen lediglich durch festgelegte
Signalelemente gebildete Signalelemente-Kombinationen zur
Auswahl eines ihnen jeweils fest zugeordneten Segmentes der
Umsetzkennlinie herangezogen werden und daß für das jeweilige
Segment ein Ausgangs-Digitalsignal y der Form y = a i x + b i
gebildet wird, wobei x das jeweils umzusetzende Eingangs-Digi
talsignal und a i , b i ein dem jeweils ausgewählten Segment zuge
ordnetes Koeffizienten-Paar darstellen.
2. Digitalsignalumsetzer nach Anspruch 1, dadurch ge
kennzeichnet,
daß eine Codiereinrichtung (COD) vor gesehen ist, welche anhand der in den Eingangs-Digitalsignalen jeweils auftretenden festgelegten Signalelemente das jeweils in Frage kommende Segment der Umsetzkennlinie auswählt und ein das jeweilige Segment bezeichnendes Adressensignal bereitstellt,
daß mit den Adressensignalen eine Speicheranordnung (SP 1, SP 2) beaufschlagt ist, in welcher die den einzelnen Segmenten der Umsetzkennlinie zugeordneten Koeffizienten-Paare (a i , b i ) gespeichert sind und welche auf das Auftreten eines Adressen signals hin das diesem zugeordnete Koeffizienten-Paar bereitstellt, und
daß ein Rechenwerk vorgesehen ist, welches nach Maßgabe der von der Speicheranordnung her bereitgestellten Koeffizienten- Paare und der Eingangs-Digitalsignale die genannten Ausgangs- Digitalsignale erzeugt.
daß eine Codiereinrichtung (COD) vor gesehen ist, welche anhand der in den Eingangs-Digitalsignalen jeweils auftretenden festgelegten Signalelemente das jeweils in Frage kommende Segment der Umsetzkennlinie auswählt und ein das jeweilige Segment bezeichnendes Adressensignal bereitstellt,
daß mit den Adressensignalen eine Speicheranordnung (SP 1, SP 2) beaufschlagt ist, in welcher die den einzelnen Segmenten der Umsetzkennlinie zugeordneten Koeffizienten-Paare (a i , b i ) gespeichert sind und welche auf das Auftreten eines Adressen signals hin das diesem zugeordnete Koeffizienten-Paar bereitstellt, und
daß ein Rechenwerk vorgesehen ist, welches nach Maßgabe der von der Speicheranordnung her bereitgestellten Koeffizienten- Paare und der Eingangs-Digitalsignale die genannten Ausgangs- Digitalsignale erzeugt.
3. Digitalsignalumsetzer nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Rechenwerk einen Multiplizierer
(MUL 1) aufweist, welcher auf das Auftreten eines Adressen
signals hin ein dem von der Speicheranordnung (SP 1, SP 2) bereit
gestellten Koeffizienten a i und dem jeweiligen Eingangs-Digital
signal entsprechendes Produktsignal bildet und diese einem
Summierer (SUM 2) zuführt, der aus dem Produktsignal und dem von
der Speicheranordnung gerade bereitgestellten Koeffizienten b i
ein Summensignal als Ausgangs-Digitalsignal bildet.
4. Digitalsignalumsetzer nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß als Rechenwerk eine Mikroprozessor
anordnung vorgesehen ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873705176 DE3705176A1 (de) | 1987-02-18 | 1987-02-18 | Digitalsignalumsetzer mit nichtlinearer umsetzkennlinie |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873705176 DE3705176A1 (de) | 1987-02-18 | 1987-02-18 | Digitalsignalumsetzer mit nichtlinearer umsetzkennlinie |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3705176A1 true DE3705176A1 (de) | 1988-09-01 |
Family
ID=6321265
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19873705176 Withdrawn DE3705176A1 (de) | 1987-02-18 | 1987-02-18 | Digitalsignalumsetzer mit nichtlinearer umsetzkennlinie |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3705176A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0954793A1 (de) * | 1996-04-16 | 1999-11-10 | Comsys Communication & Signal Processing Ltd. | Übertragungssystem mit nichtfester puffergrösse |
-
1987
- 1987-02-18 DE DE19873705176 patent/DE3705176A1/de not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0954793A1 (de) * | 1996-04-16 | 1999-11-10 | Comsys Communication & Signal Processing Ltd. | Übertragungssystem mit nichtfester puffergrösse |
EP0954793A4 (de) * | 1996-04-16 | 2002-10-16 | Conexant Systems Inc | Übertragungssystem mit nichtfester puffergrösse |
USRE40497E1 (en) | 1996-04-16 | 2008-09-09 | Silicon Laboratories Inc. | Communication system which dynamically switches sizes of sample buffer between first size for quick response time and second size for robustness to interrupt latency |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8141 | Disposal/no request for examination |