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Die Erfindung bezieht sich auf Hybridkoppler, die eine
inhärente Quadratur-Beziehung, oder eine Phasenverschiebung von
90º, bei zwischen zwei Wellenleitern gekoppelten
elektromagnetischen Wellen hervorrufen, und insbesondere auf eine
Koppeleinrichtung mit Phasenschiebern in jedem Wellenleiter
zur Kompensation der 90º-Phasenverschiebung.
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Hybridkoppler werden in breitem Umfang in
Mikrowellenschaltungen zum Koppeln eines Teils der in einem Wellenleiter
befindlichen elektromagnetischen Energie zu einem anderen
Wellenleiter eingesetzt. In einigen Fallen beträgt das
Koppelverhältnis 1/2, um eine gleiche Aufteilung der
Leistung auf die beiden Wellenleiter zu erzielen. In anderen
Fällen kann ein kleinerer Teil der Leistung wie etwa 1/4
oder 1/10 der Leistung von einem zum zweiten Wellenleiter
gekoppelt werden. Bei einer als Hybridkoppler bekannten
üblichen Form eines Kopplers werden die beiden Wellenleiter
benachbart zueinander und in paralleler Beziehung derart
angeordnet, daß sie eine gemeinsame Wand besitzen. Eine
Öffnung in der gemeinsamen Wand ermöglicht die Kopplung der
elektromagnetischen Energie.
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Ein Problem besteht darin, daß der Hybridkoppler eine 90º-
Phasenverschiebung bei einer vom ersten zum zweiten
Wellenleiter gekoppelten elektromagnetischen Welle hervorruft. In
vielen Leistungsaufteilungsfällen wie etwa bei der
gemeinschaftlichen Speisung einer Phasenanordnungsantenne ist es
wünschenswert, zwischen den elektromagnetischen Wellen in
den beiden Wellenleitern Phasengleichheit
aufrechtzuerhalten. Aufgrund des Vorliegens der 90º-Phasenverschiebung,
oder der Quadratur-Beziehung zwischen den Wellen in den
beiden Wellenleitern ist es notwendig, eine Phasenkorrektur der
Strahlungsenergie der beiden Wellenleiter vorzusehen.
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Eine Lösung dieses Problems bestand in der Einführung eines
Phasenschiebers in den ersten Wellenleiter stromab der Kop
pelöffnung, um die Phasenverschiebungen in den beiden
Wellenleitern zu vergleichmäßigen. Die 90º-Phasenverschiebung
im zweiten Wellenleiter ist eine Phasen-Nacheilung, so daß
der Phasenschieber dementsprechend eine Reihe von entlang
des ersten Wellenleiters angeordneten kapazitiven Elementen
umfaßt.
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Die vorstehend beschriebene Lösung des Problems leidet unter
dem Nachteil, dar ein kapazitiver Phasenschieber mit einer
zum Hervorrufen der erforderlichen 90º-Phasenverschiebung
ausreichenden Länge unangemessen lang und schwer für den
Einsatz in einem Mikrowellen-Netzwerk zum Speisen einer
Antenne ist. Solche Mikrowellen-Netzwerke haben typischerweise
zahlreiche Wellenleiter-Zweige. Daher führt die Einfügung
zusätzlicher Länge und zusätzlichen Gewichts der Komponenten
des Netzwerks zu einer erheblichen Vergrößerung des gesamten
Netzwerks, die das Netzwerk für Installation bei mobilen
An-Wendungen wie etwa bei von Satelliten getragenen Antennen
weniger geeignet macht. Ein weiterer Nachteil der vorstehend
beschriebenen Lösung besteht auch in der Tatsache, daß
solche Phasenschieber sich als in starkem Maße von der Frequenz
abhängig gezeigt haben, wobei die resultierende
Phasenverschiebung frequenzverteilt ist. Ein exakte Kompensation der
Quadratur-Beziehung wurde lediglich für einen einzigen
Frequenzwert oder einen schmalen Frequenzbereich erzielt.
Demgemäß ist das vorstehend genannte Problem der unerwünschten
Phasenverschiebung nicht in einer Weise gelöst, die die
Verringerung der Größe und des Gewichts der
Mikrowellenkomponenten ermöglicht.
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In IEEE translations of Antennas and Propagation, Vol. AP-
12, No. 5, September 1964, Seiten 541-551, ist ein
Leistungsaufteiler für die Verwendung bei einer Steuer-Box
offenbart,
der aus einem Ring-Hybrid mit einem
Varactor-Phasenschieber in jedem seiner beiden Ausgangskanäle besteht.
Diese Phasenschieber sind zur Erzeugung gleicher und
entgegengesetzter Phasenverschiebungen der Signale in den beiden
Ausgängen ausgelegt.
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Weiterhin ist ein Koppler mit den Merkmalen des Oberbegriffs
des Anspruchs 1 aus dem Patent DE-B-11 92 713 bekannt.
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Erfindungsgemäß ist ein phasenkompensierter
Wellenleiter-Hybridkoppler vorgesehen, der:
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erste und zweite Wellenleiter, die aus metallischen, mit
rechteckförmigem Querschnitt zusammengebauten Wänden
gebildet sind und jeweils ein Paar langer Wände und ein
Paar kurzer Wände enthalten, wobei eine kurze Wand
beiden Wellenleitern gemeinsam ist;
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eine Öffnung in der besagten kurzen Wand zum Koppeln
elektromagnetischer Strahlungsenergie zwischen den
Wellenleitern und zum Einführen einer vorbestimmten
Phasenverschiebung in die gekoppelte Energie;
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eine Mehrzahl kapazitiver Irisblenden, die entlang einer
der langen Wände des ersten Wellenleiters angeordnet
sind, sich von dieser für einen Teil der Strecke zur
anderen langen Wand erstrecken und von dessen beiden
kurzen Wänden beabstandet sind, um eine erste
Kompensationsphasenverschiebung mit demselben Vorzeichen wie die
vorbestimmte Phasenverschiebung einzuführen;
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eine Mehrzahl von induktiven Irisblenden aufweist, die
entlang einer der kurzen Wände des zweiten Wellenleiters
angeordnet sind und sich von einer langen Wand zu dessen
anderer erstrecken, um eine zweite Kompensationsphasen
verschiebung einzuführen, die umgekehrtes Vorzeichen wie
die vorbestimmte Phasenverschiebung besitzt und
gleichgroß ist wie die algebraische Differenz zwischen der
ersten Kompensationsphasenverschiebung und der
vorbestimmten Phasenverschiebung.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die vorstehend genannten Aspekte und andere Merkmale der
Erfindung werden in der folgenden Beschreibung unter
Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
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Fig. 1 eine Endansicht des kompensierten Kopplers der
Erfindung;
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Fig. 2 eine Draufsicht auf den Koppler, geschnitten
entlang der Linie 2-2 in Fig. 1;
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Fig. 3 eine Längsschnittansicht des Kopplers, gesehen
entlang der Linie 3-3 in Fig. 1;
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Fig. 4 eine Längsschnittansicht des Kopplers, gesehen
entlang der Linie 4-4 in Fig. 1; und
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Fig. 5 eine graphische Darstellung der
Phasenverschiebung über die Frequenz für jeden von zwei
Phasenschiebeabschnitten des kompensierten Kopplers.
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Bezugnehmend auf die Figuren 1 bis 4 ist ein Hybridkoppler
10 in Übereinstimmung mit der Erfindung für die Kopplung von
elektromagnetischer Energie aufgebaut. Der Koppler 10 ist
aus einem ersten Wellenleiter 12 und einem zweiten
Wellenleiter 14 gebildet, von denen jeder rechteckförmige
Querschnittsform mit einem Verhältnis einer langen zu einer
kurzen Wand von 2:1 besitzt. Für den Betrieb bei einer
Mikrowellenfrequenz von 12 GHz (Gigahertz) wird ein
Wellenleiter-Typ WR-75 eingesetzt. Jeder der Wellenleiter besitzt zwei
lange Wände, nämlich eine oberseitige Wand 16 und eine
Bodenwand 18, die durch kurze Wände, nämlich äußere
Seitenwände 20 und eine gemeinsame Wand 22, die als eine innere
Seitenwand für jeden der beiden Wellenleiter 12 und l4
dient, verbunden sind. Der Koppler 10 ist ein sehr
breitbandiges Bauteil, das im bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung einen von 11,7 GHz bis 14,5 GHz reichenden
Betriebsbereich besitzt.
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In Übereinstimmung mit der Erfindung stellt der Koppler 10
die dualen Funktionen der Hybridkopplung plus der
Phasenkompensation der elektromagnetischen Energie zwischen den
beiden Wellenleiter 12 und 14 bereit. Die Kopplung der
elektromagnetischen Energie wird durch ein in der gemeinsamen Wand
22 angeordnetes Tor (gate) 24 erreicht. Für eine 3
dB-Kopplung (dB = decibel) ist das Tor 24 ständig geöffnet und
besitzt, gemessen entlang einer Längsachse jedes Wellenleiters
12 oder 14, eine feste Länge, die ungefähr gleichgroß ist
wie eine Wellenlänge der elektromagnetischen Energie im
freien Raum. Für kleinere Beträge der Kopplung ist die Länge
des Tors 24 verringert, beispielsweise auf 0,8 Wellenleiter-
Wellenlängen für eine 6 dB-Kopplung.
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Der Koppler 10 besitzt zwei Ausgangsterminals, die als eine
durchgehende Öffnung und eine gekoppelte Öffnung 28 gezeigt
und an Enden der Wellenleiter 12 bzw. 14 angeordnet sind.
Der Koppler 10 weist weiterhin eine Eingangsöffnung 30, die
an einem der durchgehenden Öffnung 26 gegenüberliegenden
Ende des ersten Wellenleiters 12 angeordnet ist, und eine
isolierte Öffnung 32 auf, die an einem der gekoppelten
Öffnung 28 gegenüberliegenden Ende des zweiten Wellenleiters
angeordnet ist. Die isolierte Öffnung 32 ist schematisch als
mit einem Widerstand 34 verbunden gezeigt, der eine nicht
reflektierende Last mit einer an die Impedanz des zweiten
Wellenleiters 14 angepassten Impedanz repräsentiert. Solch
eine nicht gezeigte Last ist typischerweise in der Form
eines bekannten Keils bzw. Keilabschlusses konstruiert, der
elektromagnetische Energie bei der Betriebsfrequenz des
Kopplers 10 absorbiert und zweckmäßig innerhalb eines mit
der isolierten Öffnung 32 verbundenen Abschnitts des
Wellenleiters (nicht gezeigt) mittels nicht gezeigter Flansche
montiert ist. Im Einsatz würde der Koppler 10 mit
Komponenten einer nicht gezeigten Mikrowellenschaltung verbunden
sein; solche Komponenten können Wellenleiter-Anschlußstücke
umfassen, die mit den Öffnungen 26, 28 und 30 des Kopplers
10 in herkömmlicher Weise, beispielsweise mittels nicht
gezeigter Flansche verbunden würden.
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Die Anordnung des koppelnden Tors 24 in der gemeinsamen
Seitenwand 22 der beiden Wellenleiter 12 und l4 stellt die
Konfiguration eines
Quadratur-Seitenwand-Kurzschlitz-Hybridkopplers bereit. Mikrowellensignale, die über das Tor 24
zwischen den beiden Wellenleitern gekoppelt werden,
unterliegen einer nacheilenden 90º-Phasenverschiebung, die dem
bekannten Betrieb eines Quadratur-Seitenwand-Kurzschlitz-
Hybridkopplers inhärent ist. In vielen
Mikrowellenschaltungen wie etwa diejenigen einer phasengesteuerten
Antennenanordnung ist eine solche Phasenverschiebung unerwünscht und
es ist eine Form einer Phasenkompensation erforderlich, um
die Phase zwischen den Mikrowellensignalen der beiden
Wellenleiter 12 und 14 zu vergleichmäßigen.
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Die Erfindung stellt die geforderte Phasenkoinpensation durch
Einsatz eines Satzes von vier kapazitiven Irisblenden 36,
die in dem ersten Wellenleiter 12 nach dem Tor 24 angeordnet
sind, und eines Satzes von vier induktiven Irisblenden 38
bereit, die im zweiten Wellenleiter 14 jenseits des Tors 24
angeordnet sind. Die Anordnung der kapazitiven Irisblenden
36 im Wellenleiter 12 bildet einen Phasenschieber 40, der
eine nacheilende Phasenverschiebung von 45º bei der
durchgehenden Öffnung 26 hervorruft. Die Anordnung der induktiven
Irisblenden 38 im Wellenleiter 14 bildet einen
Phasenschieber 42, der eine voreilende Phasenverschiebung von 45º bei
der gekoppelten Öffnung 28 hervorruft. Die Kombination der
beim Tor 24 hervorgeruf enen -90º-Verschiebung und der durch
den Schieber 42 bewirkten +45º-Verschiebung ergibt eine
- 45º-Netto-Verschiebung bei der gekoppelten Öffnung 28, die
die durch den Schieber 40 bei der durchgehenden Öffnung 26
hervorgerufene -45º-Verschiebung balanciert.
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Um den Koppler 10 in gewissen Situationen wie etwa als
Mikrowellenschaltung, die eine Zwei-Richtungs-Kommunikation
über eine durch einen Satelliten getragene Antenne steuert,
einsetzen zu können, ist es wünschenswert, den Koppler 10
mit einer Bandbreite auszulegen, die breit genug ist, um
einen Sendekanal und einen Empfangskanal unterzubringen, die
im Frequenzbereich durch ein das Übersprechen zwischen den
beiden Kanälen verhinderndes leeres Band beabstandet sind.
Die vergrößerte Bandbreite des Kopplers 10 wird durch
Verwendung von gestuften Widerlagern bzw. Vorsprüngen 44 er
zielt, die an den äußeren Seitenwänden 20 auf einer
Mittellinie des Tors 24 angeordnet sind. Die Widerlager bzw.
Vorsprünge 44 verringern die Breite der wellenleiter 12 und 14
beim Tor 24, um die Kopplung der Strahlungsenergie über das
Tor 24 zu fördern.
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Jeder der Vorsprünge 44 ist aus drei Lagen mit Stufen 46A-E
und Stichen bzw. Stufenvorderseiten 48A-E zusammengesetzt.
Die Abmessungen eines Vorsprungs 44 können zur Erzielung
einer gewünschten Bandbreite eingestellt werden. Typische
Abmessungen in Einheiten der Wellenlänge im freien Raum sind
wie folgt. Die gesamte Länge beträgt 1 1/4 Wellenlänge, die
Stufe 46C 1/2 Wellenlänge, die Stufen 46B und 46D betragen
jeweils 1/4 Wellenlängen und die Stufen 46A und 46E betragen
jeweils 1/8 Wellenlängen. Die Stiche bzw.
Treppenvorderseiten 48A und 48E betragen jeweils 1,27 mm (0,050 Zoll), die
Stiche 48B und 48D jeweils 1,14 mm (0.045 Zoll) und die
Stiche 48C auf beiden Seiten der Stufe 46C betragen jeweils
1,52 mm (0,060 Zoll). Es ist anzumerken, dar jeder Stich
bzw. jede Treppenvorderseite kleiner als 1/10 einer
Wellenlänge ist, um Reflektionen von den Vorsprüngen 44 zu
minimieren.
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Unter Bezugnahme auf den Aufbau des Phasenschiebers 40 haben
die beiden mittleren Irisblenden 36 eine gleiche Höhe von
1/8 Wellenlängen, was 2,79 mm (0.110 Zoll) bei der
Betriebsfrequenz
des Kopplers 10 entspricht. Die beiden
verbleibenden Irisblenden 36 an den Enden des Irisblendensatzes haben
eine gleiche Länge von ungefähr 1/16 Wellenlängen, was einer
Länge von 2,03 mm (0.080 Zoll) bei der Betriebsfrequenz des
Kopplers 10 entspricht und kleiner als die Höhe der
mittleren Irisblenden 36 ist. Die Dicke jeder Irisblende 36
beträgt, gemessen entlang der Achse des Wellenleiters 12, 1/8
Wellenlänge. Der Mittelpunktsabstand zwischen aufeinander
folgenden Irisblenden 36 beträgt 1/4 der Führungs- oder
Leiter-Wellenlänge. Die Breite jeder Irisblende 36, gemessen in
einer Richtung quer zur Wellenleiter-Achse, beträgt ungefähr
5,08 mm (0.2 Zoll). Die Länge des den kapazitiven
Irisblenden 36 benachbarten Segments der Wand 22 beträgt 43,1 mm
(1,7 Zoll). Die kapazitiven Irisblenden 36 sind zentral
zwischen den beiden Seitenwänden 20 und 22 beabstandet. Während
die kapazitiven Irisblenden 36 als sich nach oben von der
Bodenwand 18 aus erstreckend gezeigt sind, sei angemerkt,
daß sie alternativ auch als sich von der oberseitigen Wand
16 nach unten erstreckend aufgebaut sein können.
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Bezugnehmend auf den Aufbau des Phasenschiebers 42
erstrecken sich die beiden mittleren induktiven Irisblenden 38 von
der äußeren Seitenwand 20 um eine Strecke von 2,92 mm (0.115
Zoll), während sich die beiden verbleibenden Irisblenden 38
an den äußeren Enden des Irisblendensatzes von der
Seitenwand 20 um eine kürzere Strecke, nämlich 2,79 mm (0.110
Zoll) erstrecken. Der Abstand zwischen den Mittelpunkten der
induktiven Irisblenden 38 beträgt 1/4 der
Leiter-Wellenlänge. Die Dicke der induktiven Irisblenden 38, gemessen
entlang einer Achse des Wellenleiters 14, beträgt ungefähr
1/8 der Wellenlänge im freien Raum.
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Weitere Abmessungen des Kopplers 10 sind wie folgt. Der der
Eingangsöffnung 30 benachbarte Abschnitt der gemeinsamen
Wand 22 maß 17,8 mm (0.7 Zoll). Der Abstand zwischen den
Seitenwänden 20 und 22 beträgt bei jedem Wellenleiter 12 und
14 19,1 mm (0,75 Zoll), was ungefähr 3/4 einer Wellenlänge
entspricht. Die Gesamtlänge des Kopplers 10 beträgt 91,4 mm
(3,6 Zoll).
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Bei der Konstruktion des Kopplers 10 wird Messing oder
Aluminium für die Herstellung beider Wellenleiterwände sowie
der Irisblenden 36 und 38 und der Vorsprünge 44 eingesetzt.
Beide Metalle stellen adäquate elektrische Leitfähigkeit
bereit, wobei Aluminium eingesetzt wird, wenn eine
Gewichtsverringerung erwünscht ist. Sowohl die Vorsprünge 44 als
auch-die induktiven Irisblenden 38 erstrecken sich über die
volle Strecke zwischen der oberseitigen Wand 16 und der
Bodenwand 18. Auch wenn kapazitive Irisblenden hergestellt
werden können, die sich über die gesamte Strecke zwischen
den kurzen Wänden erstrecken, wurde die gewünschte
Phasenverschiebung und Bandbreite beim bevorzugten
Ausführungsbeispiel durch Herstellung der kapazitiven Irisblenden 36 mit
einer wie vorstehend angegebenen Breite erzielt, die sich
lediglich einen Teil der Strecke zwischen den beiden
Seitenwänden 22 und 20 des ersten Wellenleiters 12 erstreckt.
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Im Betrieb arbeitet der Koppler 10 als Ku-Band-Seitenwand-
Kurzschlitz-Hybridkoppler mit einer in die Ausgangsterminals
26 und 28 eingeführten bzw. dort bereitgestellten
Phasenkompensation. Die Phasenkompensation streut nicht über die
Frequenz, und die Phasenschiebestrukturen erlauben die
Herstellung der Koppeleinrichtung als kompakte Anordnung geringen
Gewichts für den Einsatz in Breitband-Leistungsaufteilungs-
Netzwerken. Der kapazitive Phasenschieber 40 stellt eine
Phasenverschiebung von -45º bei der durchgehenden Öffnung 26
bereit. Der induktive Phasenschieber 42 führt zu einer +45º-
Phasenverschiebung im zweiten Wellenleiter 14, die
algebraisch mit der -90º-Phasenverschiebung, die durch die
Hybridkopplung eingeführt wird, zusammengefaßt wird. Die
algebraische Zusammenfassung der +45º-Phasenverschiebung und der
-90º-Phasenverschiebung im zweiten Wellenleiter 14 ergibt
eine resultierende Phasenverschiebung von -45º bei der
gekoppelten Öffnung 28, wobei diese resultierende
Phasenverschiebung gleichgroß ist wie die -45º-Phasenverschiebung bei
der durchgehenden Öffnung 26. Folglich sind bei
Beaufschlagung der Eingangsöffnung 30 mit Strahlungsenergie die
resultierenden elektromagnetischen Wellen, die aus der
durchgehenden Öffnung 26 und der gekoppelten Öffnung 28
austreten, miteinander in Phase.
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Fig. 5 zeigt ein Merkmal der Erfindung, bei der die
Frequenzstreuungseingenschaften der Phasenschieber 40 und 42
einander folgen. Bekanntlich unterscheidet sich die durch
einen Phasenschieber bei einer Frequenz hervorgerufene
Phasenverschiebung etwas von der bei einer anderen Frequenz
hervorgerufenen Phasenverschiebung. Der Koppler 10 ist über
einen breiten Frequenzbereich einzusetzen, so daß demgemäß
jede Frequenzabhängigkeit der Phasenverschiebung gleichfalls
korrigiert werden muß. Während die Nennwerte der
Phasenverschiebung der induktiven Irisblende 38 und der kapazitiven
Irisblende 36 +45º bzw. -45º sind, weichen die tatsächlichen
Werte der Phasenverschiebung vom Nennwert als Funktion der
Frequenz ab. Wie in Fig. 5 gezeigt, ruft der induktive
Phasenschieber 42 eine Phasenverschiebung hervor, die bei
niedrigeren Frequenzwerten oberhalb von +45º liegt, während der
Wert der Phasenverschiebung bei höheren Frequenzwerten in
Richtung zum Nennwert abfällt. Die durch den kapazitiven
Phasenschieber 40 hervorgerufene Phasenverschiebung ist bei
niedrigeren Frequenzwerten kleiner als der Nennwert und
steigt bei höheren Frequenzen auf den Nennwert an.
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Allerdings bleibt in Übereinstimmung mit einem wichtigen
Merkmal der Erfindung der Unterschied zwischen den durch die
Reihe von induktiven Irisblenden und die Reihe von
kapazitiven Irisblenden hervorgerufenen Phasenverschiebungen über
den Frequenzbereich des interessierenden Bands konstant bei
90º. Folglich kompensiert der Koppler 10 frequenzbedingte
Veränderungen der Phasenverschiebung, so daß eine Breitband-
Kompensation der mit einem Hybridkoppler verknüpften inneren
90º-Phasenverschiebung bereitgestellt ist. Wie in Fig. 5
gezeigt, folgt die obere Kurve für die Reihe induktiver
Irisblenden exakt der unteren Kurve, die die Reihe der
kapazitiven Irisblenden repräsentiert. Somit bringt die
Phasenkompensation des Kopplers 10 einen wesentlichen Vorteil
gegenüber bislang erhältlichen Phasenkompensationseinrichtungen
dahingehend, daß die Kompensation bei der Erfindung frei von
Frequenzstreuung ist. Dieser Vorteil wird in Verbindung mit
dem mechanischen Vorteil verringerter Packungsgröße und
verringerten Gewichts erzielt.