DE3606749A1 - Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertes - Google Patents
Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertesInfo
- Publication number
- DE3606749A1 DE3606749A1 DE19863606749 DE3606749A DE3606749A1 DE 3606749 A1 DE3606749 A1 DE 3606749A1 DE 19863606749 DE19863606749 DE 19863606749 DE 3606749 A DE3606749 A DE 3606749A DE 3606749 A1 DE3606749 A1 DE 3606749A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- voltage
- diode
- resistor
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/243—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the phase or frequency of ac
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
DE 1242
-X-
Verfahren zum Verarbeiten eines als eine Frequenz vorliegenden Meßwertes; die Anwendung des Verfahrens und
Schaltung zur Durchführung des Verfahrens
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Verarbeiten eines als eine Frequenz vor!legenden Meßwertes,
die Anwendung des Verfahrens und Schaltung zur Durchführung des Verfahrens gemäß dem Oberbegriff des
Hauptanspruchs.
Es gibt eine Vielzahl von Anwendungsfällen für Meßverfahren,
bei denen die Meßwerte als Frequenzen vorliegen. Hierbei kämen Einrichtungen zur Wärmemengenmessung genauso
in Frage wie Drehzahlsteuerung oder Regelung von Elektromotoren.
Wenn ein solcher Meßwert lediglich als Frequenz vorliegt, besteht eine erhebliche Schwierigkeit
bei einer analogen Verarbeitung im Hinblick auf das Erreichen eines analogen Spannungs- oder Stromwertes, der
die Frequenz repräsentiert.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, das zu einem quasi ana-
logen Ausgangssignal für den Frequenzwert führt. Frequenzbeziehungsweise
zeitbestimmende Bauteile, an die entsprechend hohe Genauigkeitsanforderungen zu stellen
wären, werden dabei nicht benötigt.
Die Lösung der Aufgabe besteht in den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs.
Weitere Ausgestaltungen und besonders vorteilhafte Weiterbildungen
des Verfahrens sowie einer Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird anhand der Figuren 1 bis 6 der Zeichnung im folgenden näher erläutert, wobei die
Figur 1 ein Prinzipschaltbild, die Figur 2 ein anderes Prinzipschaltbild,
Figur 3 ein Diagramm und
die Figuren 4 bis 6 weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung
als Prinzipschaltbilder.
In allen sechs Figuren bedeuten gleiche Bezugszeichen jeweils
die gleichen Einzelheiten.
Die Figur 1 hat ein Prinzipschaltbild einer Motordrehzahlregelung
zum Inhalt. Ein Asynchron-Elektromotor 1 wird von einer Spannungsquelle 2 im Zuge einer Leitung 3
gespeist, in die ein Triac 4 eingeschleift ist. Bei dem
Asynchronmotor kann es sich um einen Spaltpolmotor ebenso
handeln wie um einen 3-Phasenmotor, nur sind dann in den verschiedenen Zuleitungen einzelne Triacs vorzusehen mit
separater Ansteuerung. Die Zündimpulse für den Triac 4 liefert ein Umsetzer 5, der über eine Leitung 6 vom Netz
synchronisiert wird, wofür eine Synchronisationseinrichtung
7 vorgesehen ist. Einen anderen Eingang des Umsetzers bildet eine Leitung 8, die den Ausgang eines
Integrators 9 darstellt. Der eine Eingang 10 des Integrators
ist Ausgang eines Komparators 11, der andere Eingang des Integrators 9 ist ein Vergleichsspannungsgeber
12. Ein Eingang des Komparators 11 bildet eine Leitung
13, die zu einem Frequenzumsetzer 14 führt, den anderen
Eingang des Komparators bildet eine Leitung 15, die zu einem Potentiometer 16 als Sollwertgeber führt. Auf den
beiden Eingängen 17 und 18 des Frequenzumsetzers 14 liegen Frequenzsignale an, auf der Leitung 17 Signale einer
Ist-Frequenz, die von einem Drehzahlgeber 19 kommen, der dem Motor 1 zugeordnet ist. Auf dem Eingang 18 liegt eine
Referenz-Frequenz an, die beispielsweise von der Netz-Frequenz
über eine Leitung 20 abgeleitet ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird nun anhand der Schaltung
der Figur 2 in Verbindung mit dem Funktionsdiagramm
der Figur 3 näher erläutert. Der Umsetzer 14 weist einen ersten elektronischen Schalter 30 auf, der beispielsweise
- 4
die Emitterkollektorstrecke eines Transistors sein kann
und der den Stromfluß im Zuge einer Leitung 31 zuläßt beziehungsweise
unterbricht in Abhängigkeit von den Ist-Frequenzsignalen auf der Leitung 17, die als Spannungsoder Stromwert an die Basis dieses Transistors geführt
werden. Der Geber 19 kann zum Beispiel als Hallgenerator
ausgeführt werden, der die Magnetpole eines Polrades abtastet, das an der Motorwelle angebracht ist. Er gibt
auf seiner Leitung 17 entsprechende Signale unmittelbar ab. Im Zuge der Leitung 31 liegt ein Widerstand 32, der
mit einem zweiten Widerstand 33 in Reihe liegt, der auf seiner anderen Seite an Masse liegt. An den Verbindungspunkt 34 beider Widerstände ist eine Leitung 35 angeknüpft,
die zu einer Verzweigung 36 führt. An den Verzweigungspunkt
36 ist einmal eine Leitung 37 angeschlossen, die zu einem Kondensator 38 führt, zum zweiten ein
weiterer elektronischer Schalter 39, der beispielsweise
wieder als Transistor ausgeführt ist. Die an den Schalter
anschließende Leitung 40 ist auf die von der Leitung 37
abgewandten Seite des Kondensators 38 geführt. Der elektronische Schalter 39 ist genauso wie ein weiterer elektronischer
Schalter 41 im Takt der Referenz-Frequenz gesteuert, die auf der Wirkungsleitung 18 ansteht. Da die
Referenz-Frequenz von der Netz-Frequenz abgeleitet ist, schließen und öffnen die beiden Schalter 39 und 41 völlig
- 5
synchron im Takt der Netz-Frequenz. Beide Schalter 39
und 41 schließen gemeinsam für eine Zeit von einigen Mikrosekunden bei jedem zweiten Nulldurchgang der Netzspannung.
Der elektronische Schalter 41 liegt einerseits
an Masse, andererseits an einer Leitung 42, die zu einer Verzweigung 43 führt. Von der Verzweigung 43 führt eine
Leitung 44 zu einer weiteren Verzweigung 45, von der über eine Leitung 46 ein weiterer Kondensator 47 an Masse gelegt ist. Eine weitere von der Verzweigung 45 abgehende
Leitung 48 ist über eine in Sperrichtung geschaltete Diode 49 mit einem Ausgang 50 eines Operationsverstärkers
51 verbunden. Zwischen der Diode 49 und der Verzweigung 45 liegt eine weitere Verzweigung 52, von der eine Leitung
einmal mit dem invertierenden Eingang 53 des Operationsverstärkers
51, zum anderen mit dem nicht invertierenden Eingang 54 eines zweiten Operationsverstärkers
verbunden ist, dessen Ausgang über eine Leitung 56, die eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 57 aufweist,
mit einer Verzweigung 58 verbunden ist. Von der Verzweigung 58 geht eine erste Leitung 59 aus, die einmal an den
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 55 und zum zweiten an den nicht invertierenden Eingang 60 des
Operationsverstärkers 51 führt. Eine weitere Leitung 61 führt von der Verzweigung 58 zu der Verzweigung 62, an
die einmal die Leitung 40 und zum anderen der Konden-
- 6
sator 38 angeschlossen sind. Die Verzweigung 43 liegt im Zuge der Leitung 13, wobei in der Leitung 13 ein Spannungsfolger
63 liegt.
Die Beschaltung der beiden Operationsverstärker 51 und 55
ist insoweit unvollständig, als daß sie ideale Operationsverstärker
voraussetzt, bei denen die zwischen den Punkten 52 und 58 herrschende Offsetspannung Null ist.
Das über die Netzimpulse auf der Leitung 18 bewirkte periodische öffnen und Schließen der beiden elektronischen
Schalter 39 und 41 - es könnte auch ein Vielfaches der einzelnen Halb-Periöden der Netzspannung sein - bewirken
ein kurzzeitiges Entladen der beiden Kondensatoren 38 und 47. Die Schließzeit der beiden Schalter 39 und 41 beträgt
nur einige MikroSekunden und ist kurz gegenüber allen anderen noch zu behandelnden Zeiten des Verfahrens.
Der elektronische Schalter 30 wird im Takt der Drehzahl
des Motors 1 betätigt, so daß der Schalter 30 den Stromfluß
in der Leitung 31 im Takt der Motordrehzahl unterbricht beziehungsweise freigibt. Damit wird der
Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 32 und
33, periodisch an Spannung gelegt beziehungsweise von ihr
abgeschaltet.
Die Leitung 31 führt zu einer Spannungsquelle, die die
- 7
it
Betriebsspannungsquelle der gesamten in der Figur 2 dargestellten
Schaltung sein kann oder eine sonstige Referenzspannungsquelle.
Die Anzahl der öffnungs- und Schließvorgänge des Schalters
30 soll zwischen zwei Schließvorgängen der Schalter 39 und 41 möglichst groß sein, weil hiervon die Genauigkeit
des Verarbeitungsverfahrens stark abhängt. Um dies zu
verdeutlichen, ist in der Figur 3 die Zeit T dargestellt,
die zwischen den Zeitpunkten TO und Tl liegt. Die Netz-Frequenz ist durch die Kurve 70 repräsentiert. Bei jedem
zweiten Nu 11-Durchgang, nämlich zu den Zeitpunkten TO,
Tl...., entstehen Impulse 71, die zum Schließen der beiden Schalter 39 und 41 führen. Die Ist-Frequenz, mit der der
Schalter 30 betätigt wird, ist durch die Impulsfolge 72 dargestellt. Man erkennt hieraus, daß innerhalb einer
Periode T eine Vielzahl der Impulse des Drehzahlgebers
einläuft. Beim Auftreten der ersten positiven Flanke 73 des ersten Impulses 72 wird der Schalter 30 geschlossen.
In dem Augenblick liegt ein Spannungswert entsprechend
dem Teilerverhältnis durch die Widerstände 32 und 33 am
Kondensator 38 an und wird von diesem auf den Verzweigungspunkt 58 gegeben. Die Kondensatoren 47 und 38 sind
im Zeitpunkt TO ungeladen gewesen, weil kurz vorher die Schalter 39 und 41 betätigt wurden, was zu einer Entladung
der Kondensatoren führte. Beim Ansteigen des Span-
- 8
nungswertes im Verzweigungspunkt 58 wird der Spannungswert des Ausganges des Operationsverstärkers 55 auf der
Leitung 56 Null, womit die Diode 57 sperrt. Andererseits wird der Ausgang 50 des Operationsverstärkers 51 positiv,
der entsprechende Spannungswert wird über die leitende Diode 49 auf den Verzweigungspunkt 52 gedrückt. Damit
wird der Kondensator 47 um den entsprechenden Wert geladen, wobei der Endwert der Ladung dem Spannungswert
entspricht, der währenddessen am Verzweigungspunkt 58 herrscht. Damit ist nach Beendigung des Ladungsvorgangs
des Kondensators 57 die Spannungsdifferenz zwischen den Verzweigungspunkten 58 und 52 Null. Wesentlich ist dabei,
daß der Kondensator 38 durch den Vorgang nicht geladen wird, sondern im ungeladenen Zustand verbleibt.
Nach Abklingen des ersten Impulses hat somit der Kondensator 47 seine erste Ladungsstufe erreicht, während der
Kondensator 38 nach wie vor ungeladen bleibt. Hierbei ist für den Kondensator 47 wesentlich, daß unter dem Begriff
Ladung nicht ein bestimmter Energieinhalt, sondern lediglich
ein bestimmter Spannungswert verstanden wird. Die Genauigkeit der Schaltung ist damit nicht abhängig von
den Kapazitätswerten der Kondensatoren 47 und 38, sondern
lediglich von der Genauigkeit der Operationsverstärker und 55 und dem Teilerverhältnis der Widerstände 32 und
33. Die Spannung, auf die der Kondensator 38 jeweils stu-
- 9
fenweise aufgeladen wird beziehungsweise werden wird, hängt nur von der Teilspannung am Widerstand 33 ab
und von der Genauigkeit, mit der aufgrund der Beschaltung
der Operationsverstärker 51 und 55 die Beibehaltung dieses Spannungswerts verifiziert werden kann. Die Zeitkonstante
des RC-Gliedes aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand des Spannungsteilers 32, 33 muß klein gegenüber
der Periodendauer der Frequenz des Istwertgebers sein.
Die Schaltung verharrt nunmehr in dem Zustand bis zum Auftreten der Rückflanke 74 des ersten Impulses. Hierbei
öffnet der Schalter 30, der Spannungswert auf der Leitung 35 geht wieder gegen Null. Ein Absinken des Spannungsniveaus am Verzweigungspunkt 58 ist nicht möglich, da der
dann aufsteuernde Operationsverstärker 55 das Spannungsniveau über die dann leitende Diode 57 aufrechterhält.
Das gleiche Spannungsniveau am Verzweigungspunkt 52
bleibt erhalten, da der Kondensator 47 ein Absinken verhindert und weil andererseits der Ausgang 50 des Operationsverstärkers
51 Null wird, und damit sperrt die Diode 49.
Beim öffnen des Schalters 30 beginnt ein Ladevorgang für
den Kondensator 38, da dessen erster Anschluß am gleichbleibenden Spannungswert des Verzweigungspunktes 58 verbleibt,
sein anderer Anschluß aber von dem auf Nullpoten-
- 10
tial gehenden Spannungsteileranschluß 34 bestimmt wird.
Am Ende des Ladevorgangs weist der Kondensator 38 die gleiche Spannung wie der Kondensator 47 auf. Beim Auftreten
weiterer Impulse des Istwertgebers und damit bei erneutem Schließen des Schalters 30 wiederholt sich dieser
Vorgang so lange, bis der Zeitpunkt Tl erreicht ist.
Somit klettert die an den Kondensatoren 47 und 38 anliegende Spannung in Form einer Treppenspannung vom Anfangswert
Null auf einen Endwert, bis der Zeitpunkt Tl erreicht ist. Der Endwert ergibt sich aus der Anzahl der
Stufen, das heißt der Anzahl der Impulse des Istwertgebers innerhalb der Zeitspanne T und der Stufenhöhe. Die
Stufenanzahl entspricht unmittelbar dem Verhältnis der Frequenz des Istwertgebers und der Frequenz beziehungsweise
ganzzahligen Teilen der doppelten Netzfrequenz der Netzspannung.
Ist die Drehzahl des Asynchronmotors 1 niedriger geworden, so ergeben sich bei gleicher Treppenstufenhöhe weniger
Impulse, das heißt weniger Stufen. Dies ist durch die Kurve 75 angedeutet, die weniger Treppenstufen als
die ursprünglich betrachtete Kurve 76 aufweist. Da die Treppenstufenhöhe unabhängig von der Treppenstufenanzahl
ist, ist der erreichte Spannungsendwert kleiner. Dieser Spannungsendwert liegt auf der Leitung 13 am Ausgang der
Schaltung gemäß Figur 2 an. Somit liegt am Ausgang 13
- 11
16
36067A9 --*1 - '-· -
36067A9 --*1 - '-· -
eine quasi analoge Spannung an, deren Höhe ein unmittelbares Maß für die Drehzahl des Motors ist.
Die Frequenz des Istwertgebers schwankt zwischen zwei
Grenzwerten entsprechend dem Stellbereich der Motordrehzahlregelung,
wobei der obere Grenzwert bei Asynchronmotoren durch die synchrone Drehzahl bestimmt wird.
Die synchrone Drehzahl η ergibt sich bekanntlich aus der Netzfrequenz f., und der ganzzahligen Polpaarzahl ρ des
Motors gemäß Gleichung (1).
(1) ns = f^
Sie ist die theoretische Obergrenze der Motordrehzahl. In der Praxis liegt die maximale Drehzahl bei ca. 95 % dieses
Wertes, zum Beispiel 2.850 u/min bei f., = 50 Hz und
p = l.
Es erweist sich als vorteilhaft, eine Istdrehzahl durch
das Verhältnis dieser Istdrehzahl zur synchronen Drehzahl zu kennzeichnen. Bei Motoren liegt dieses Verhältnis
stets zwischen 0 und 100 %.
Analog hierzu ist es ebenso zweckmäßig, die Stufenhöhe
U der Treppenspannung so festzulegen, daß bei maximaler Stufenanzahl, das heißt bei synchroner Drehzahl,
die letzte Treppenstufe in ihVer Höhe einem elektrischen
- 12
Referenzwert Uf entspricht, von dem gleichzeitig die
Stufenhöhe U abgeleitet ist. Als Referenzwert kann beispielsweise die Betriebsspannung Ug des Reglers dienen,
wobei die Stufenhöhe U durch das Teilerverhältnis
des aus den Widerständen 32 und 33 gebildeten Spannungsteilers bestimmt wird. Die Leitung 31 wird dazu mit der
Betriebsspannung Uß verbunden. Das Verhältnis zwischen der Höhe der letzten Treppenstufe und der Betriebsspannung
ist dann gleich dem Verhältnis der Istdrehzahl zur synchronen Drehzahl. Schwankungen der Betriebsspannung
wirken sich auf die Funktionsweise nicht aus.
Aus diesen Festlegungen ergibt sich eine einfache Bemessungsregel für das Verhältnis U/U f beziehungsweise
das zu wählende Spannungsteilerverhältnis (32, 33)
auf der Basis konstruktionsbedingter Vorgabedaten:
= 2p
Uref
wobei ρ die Polpaarzahl
die Referenzspannung
ζ die Anzahl der Drehzahlgeberimpulse pro
Motorumdrehung
n0 die Anzahl der Netzhalbwellen zwischen
- 13
36067A9
dem Beginn und dem Ende der Treppenkurve bedeuten.
Es versteht sich von selbst, daß auch andere Festlegungen getroffen werden können. Weil bei sehr niedrigen Drehzahlen
nur wenige Impulse 72 vom Istwertgeber ankommen, ist es aus Genauigkeitsgründen zweckmäßig, eine untere
Drehzahl-StelIbereichsgrenze nicht zu unterschreiten.
Will man einen Asynchronmotor auf relativ kleine Drehzahlbereiche regeln, so müßte man, um hier Abhilfe zu
schaffen, entweder die Periodendauer T vergrößern oder die Anzahl der Istwertimpulse pro Umdrehung des Motors
durch zusätzliche Mittel vergrößern.
Während mit dem Verhältnis der Ist-Frequenz, bezogen auf die Referenz-Frequenz, die auf der Leitung 13 anstehende
Spannung variabel ist, ist das andere Verhältnis, nämlich das Verhältnis dieser Spannung zu einem elektrischen Referenzwert,
durch das Verhältnis der einzelnen Stufenhöhe zu diesem Referenzwert gegeben.
Für die weitere Erklärung der Funktion der Anwendung des Verfahrens bei einer Drehzahlregelung wird jetzt wieder
die Figur 1 herangezogen, wobei an den Eingängen des Komparators 11 einmal die an der Leitung 13 anstehende
Treppenspannung und zum anderen ein Sollwert über den
- 14
43 '■
Geber 16 ansteht. Der Komparator schaltet jeweils durch, wenn die Treppe den Sol I-Spannungswert überschreitet.
Die Ausgangsspannung des Komparators 11 wird eine Rechteck-Spannung sein. Diese Rechteck-Spannung wird ein Pulspausenverhältnis
von 1 haben, wenn der Sollwert die Hälfte des Treppenendwertes ausmacht. Diese Rechteck-Spannung
wird im Integrator 9 integriert. Der Vergleichsspannungsgeber
12 dient dazu, den Integrator 9 mit der halben Betriebsspannung zu beaufschlagen. Die volle Betriebsspannung
entspricht den Betriebsspannungen, an denen der Integrator 9 und der Komparator 11 liegen. Damit
entspricht das maximale Ausgangssignal des Komparators
dieser Betriebsspannung. Am Ausgang 8 des Integrators steht somit eine Regel spannung an. Der Umsetzer 5 setzt
die Regel spannung 8 in einen Phasenwinkel um, zu dem die Zündimpulse für den Triac 4 auftreten. Diese Variation
des Phasenwinkels führt dann zu einer Drehzahl veränderung
des Asynchronmotors in dem Sinne, daß dessen Regelabweichung gegen Null geht. Eine ansteigende Steuerspannung
Β"
auf der Leitung 8 verkleinert den Zündwinkel des Triacs 4, damit wird die Drehzahl erhöht.
Ausgehend von der Tatsache, daß bei dem Schaltbild nach Figur 2 ideale Operationsverstärker 51 und 55 vorausgesetzt
wurden, diese aber praktisch nicht vorhanden sind, wurde die Schaltung nach Figur 2 gemäß den in Figuren 4
- 15
und 5 dargestellten Schaltungen modifiziert. Im Rahmen der Figur 4 ist in die Leitung 59 eine Reihenschaltung
zweier Widerstände 80 und 81 eingeschaltet, wobei der Widerstand 81 mit dem invertierenden Eingang 82 des
Operationsverstärkers 55 verbunden ist, der seinerseits
über eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 83 mit
der Leitung 56 verbunden ist. Der Verbindungspunkt 84 zwischen den beiden Widerständen 80 und 81 ist mit der
Kathode der Diode 57 verbunden. Der Widerstand 81 ist relativ hochohmig gegenüber dem Widerstand 80, und zwar
2 3 etwa im Verhältnis von 1:10 bis 1:10 .
Der Punkt 45 ist mit dem invertierenden Eingang 53 des
Operationsverstärkers 51 gleichermaßen über eine Serienschaltung zweier Widerstände 85 und 86 verbunden, wobei
der Verbindungspunkt 87 beider Widerstände über die in Sperrichtung geschaltete Diode 49 mit dem Ausgang 50 des
Operationsverstärkers 51 verbunden ist. Der invertierende
Eingang 53 dieses Operationsverstärkers ist mit dem Widerstand 85 einerseits und über eine in Durchlaßrichtung
geschaltete Diode 88 mit dem Ausgang 50 verbunden. Auch hier gilt, daß der Widerstand 85 im Verhältnis von
2 3
1:10 bis 1:10 größer ist als der Widerstand 86.
1:10 bis 1:10 größer ist als der Widerstand 86.
Die Widerstände 86 und 85 beziehungsweise 80 und 81 dienen
als Ladewiderstände für die Kondensatoren 47 und
- 16
Zi
Sie begrenzen den Ladestrom, führen andererseits aber zu einer zeitlichen Verlängerung des Ladevorganges. Kleine
Zeitkonstanten sind jedoch zweckmäßig, weshalb man die
Werte der Widerstände 80 und 86 möglichst klein wählen sollte. Eine zu kleine Wahl der Widerstandsgrößen stellt
aber zu große Anforderungen an die Operationsverstärker
und wirkt sich damit verteuernd aus.
Die Ladezeitkonstante für die Kondensatoren 47 und 38 muß
klein gegenüber der niedrigstmög1ichen Periodendauer bei
maximaler Drehzahl des Asynchronmotors sein.
Um ein schnelles Kippen der Operationsverstärker 51 und 55 zu ermöglichen, sollen sie nicht in den Bereich der
Sättigung gesteuert werden. Um das zu gewährleisten, sind die Dioden 88 und 83 vorgesehen, die die Operationsverstärker
im aktiven Bereich halten. Um hier LadungsabflUsse aus den Kondensatoren 38 und 47 zu vermeiden, sind
die Widerstände 85 und 81 vorgesehen, die aus diesem Grunde relativ hochohmig gehalten werden. Eine zu hohe
Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 85 und 81 beeinträchtigt die Schaltgeschwindigkeit der Operationsverstärker,
eine Wahl zu kleiner Werte eine zu große Entladung der Kondensatoren.
Die Unterschiede bezüglich der Schaltungen nach Figuren und 5 liegen darin, daß die Dioden 83 und 88 in eine
- 17
Serienschaltung von wenigstens zwei Dioden aufgespalten
sind. Zu der Diode 83 ist eine Diode 91 und zu der Diode 88 eine Diode 92 in gleicher Richtung geschaltet. Die
Verbindungspunkte 93 und 94 zwischen den jeweils in Serie liegenden Dioden sind über je einen Widerstand 95 und 96
mit den nicht invertierenden Eingängen 54 und 60 der beiden Operationsverstärker 51 und 55 verbunden. In die
Verbindung 97 zwischen dem Punkt 45 und dem nicht invertierenden Eingang 54 des Operationsverstärkers 55 ist ein
Widerstand 98, in die Verbindung 99 zwischen dem Punkt und dem invertierenden Eingang 60 des Operationsverstärkers
51 ist ein Widerstand 100 eingeschleift. Durch
die Widerstände werden Spannungsteiler gebildet, die
einmal aus dem Widerstand 95 in Verbindung mit dem Widerstand 98 und aus dem Widerstand 96 in Verbindung mit dem
Widerstand 100 besteht, wobei der Verbindungspunkt beider Widerstände auf den jeweils nicht invertierenden Eingang
des zugehörigen Operationsverstärkers gelegt ist. Hierdurch
wird erreicht, daß bei einer gegenüber der Kondensatorspannung des zugehörigen Kondensators negativen
Ausgangsspannung am zugehörigen Operationsverstärker die zugehörigen Dioden 88 und 92 oder 83 und 91 leiten und
damit eine Mitkopplung über den Widerstand 96 beziehungsweise 95 des zugehörigen Spannungsteilers wirksam wird,
die auf den nicht invertierenden Eingang des zugehörigen Operationsverstärkers einwirkt. Der Spannungsabfall an
- 18 -
dem zugehörigen Widerstand 96 beziehungsweise 95 entspricht
der Flußspannung der Diode 88 oder 83. Das Verhältnis der beiden Widerstände 96 und 100 beziehungsweise
95 und 98 ist so zu wählen, daß die am Widerstand 100 beziehungsweise
98 abfallende Spannung größer als die Offsetspannung
des zugehörigen Operationsverstärkers ist.
Ausgehend von der in Figur vier dargestellten Schaltung
sind in dem Ausführungsbeispiel nach Figur sechs den
Dioden 83 und 88 Widerstände 101 und 102 parallelgeschaltet.
Die Werte dieser Widerstände sind so zu wählen, daß im Ruhezustand der Schaltung die Spannungsabfälle an den
Widerständen (101, 102) kleiner als die Durchlaßspannungen der zugehörigen Dioden 49 und 57 sind. Zu niedrige
Werte dürfen andererseits auch nicht gewählt werden, damit
die Funktion der Schaltung nicht beeinträchtigt wird.
Je nach der Polarität der Summe der Offsetspannungen der beiden Operationsverstärker stellt sich im Ruhezustand,
das heißt, wenn keiner der beiden Kondensatoren 38 und 47 geladen wird, eine positive oder negative Spannung an den
Dioden 49 beziehungsweise 57 ein. Bei negativer Spannung
fließt der geringe Diodensperrstrom, der in aller Regel vernachlässigt werden kann. Bei positiver Spannung über
der Diode (49, 57) könnte ein betragsmäßig größerer Diodenstrom auftreten, der den zugehörigen Kondensator
38, 47 in unerwünschter Weise zusätzlich auflädt. Aufgabe
- 19 -
der Widerstände 101, 102 ist es, die Diodenf1ußspannung
auf so kleine Werte zu begrenzen, daß der verbleibende Diodenstrom vernachlässigt werden kann. Weiter wird vorausgesetzt,
daß der durch die Widerstände 85 und 81
fließende, offsetspannungsbedingte Strom ebenfalls vernachlässigbar kleine Werte annimmt.
fließende, offsetspannungsbedingte Strom ebenfalls vernachlässigbar kleine Werte annimmt.
- Leerseite -
Claims (14)
1. Verfahren zum Verarbeiten eines als Frequenz
vorliegenden Meßwertes, der zwischen Grenzwerten schwankt, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes
mit dem Verhältnis dieser Frequenz zu einer Referenz-Frequenz variables elektrisches Signal
gebildet wird, das seinerseits zu einem vorgebbaren elektrischen Referenzwert im gleichen Verhältnis
steht.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Treppenspannung gebildet wird, wobei
die Stufenzahl der Treppe dem Frequenzverhältnis entspricht und die Stufenhöhe von dem
vorgebbaren Referenzwert abgeleitet ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge-
kennzeichnet, daß die Stufenhöhe in einem festen
Verhältnis zum elektrischen Referenzwert steht.
4. Die Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3 auf eine Drehzahlregelung eines
Asynchronmotors.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der Beginn der Treppe und das Ende der Treppe durch eine von der Netz-Frequenz,
abgeleitete Zeitperiode definiert ist.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Zeitpunkte für den Beginn und das
Ende der Treppe Nulldurchgänge der Netzspannung gewählt sind.
Ende der Treppe Nulldurchgänge der Netzspannung gewählt sind.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3 und bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz
des Istwertes vervielfacht, insbesondere verdoppelt wird.
8. Verfahren zur Durchführung der Verwendung nach
Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Drehzahlregelung des Asynchronmotors das Verhältnis der Höhe einer Treppenstufe zur Höhe
des vorgebbaren elektrischen Referenzwertes
sich verhält wie die Polpaarzahl des Asynchron-
Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Drehzahlregelung des Asynchronmotors das Verhältnis der Höhe einer Treppenstufe zur Höhe
des vorgebbaren elektrischen Referenzwertes
sich verhält wie die Polpaarzahl des Asynchron-
- 3
motors, dividiert durch das Produkt aus der Anzahl der Impulse des Istwertgebers pro Umdrehung
des Motors und der Anzahl der Netzhalbwellen zwischen dem Beginn und dem Ende der Treppenkurve.
9. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3 beziehungsweise der
Verwendung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei mit ihren unterschiedlichen Eingängen
verbundene Operationsverstärker 51 und 55 vorgesehen sind, wobei die beiden Eingangspaare
mit je einem Kondensator (47, 38) beschaltet sind, von denen der eine an Masse, der andere
mit einer Spannungsquelle verbunden ist, die pro Periode der Frequenz des Istwertgebers zwei
Extremwerte aufweist und zwischen den beiden Extremwerten mit der Frequenz des Istwertgebers
getaktet wird, wobei der Spannungshub zwischen den Extremwerten vorgebbar, aber konstant ist.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (56, 50) der beiden Operationsverstärker
51 und 55 über je eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode (57, 49) mit dem invertierenden Eingang (53 oder 64) des zu-
- 4
gehörigen Operationsverstärkers verbunden sind.
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der Diode (49, 57) eine
Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand (85, 81) und einer gegenläufig geschalteten
Diode (88, 83) angeordnet ist, wobei der invertierende Eingang (53 oder 64) an den Verbindungspunkt
zwischen dem Widerstand (85, 81) und der Diode (88, 83) angeschlossen ist.
12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt zwischen der in
Durchlaßrichtung geschalteten Diode (49, 57) und dem Widerstand (85, 81) über je einen Widerstand
(86, 80) mit dem zugehörigen Kondensator (47, 38) verbunden ist.
13. Schaltung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die in Sperrichtung geschaltete
Diode (88, 83) am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers als Serienschaltung
von zwei Dioden ausgeführt ist und daß der Verbindungspunkt beider Dioden über einen
Widerstand an den nicht invertierenden Eingang des zugehörigen Operationsverstärkers ge-
- 5
legt ist.
14. Schaltung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,
daß parallel zu der Diode (83, 88) ein -Widerstand (101, 102) geschaltet ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863606749 DE3606749A1 (de) | 1985-03-01 | 1986-03-01 | Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertes |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3507811 | 1985-03-01 | ||
DE19863606749 DE3606749A1 (de) | 1985-03-01 | 1986-03-01 | Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertes |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3606749A1 true DE3606749A1 (de) | 1986-09-04 |
Family
ID=25830002
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863606749 Withdrawn DE3606749A1 (de) | 1985-03-01 | 1986-03-01 | Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertes |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3606749A1 (de) |
-
1986
- 1986-03-01 DE DE19863606749 patent/DE3606749A1/de not_active Withdrawn
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3618337C2 (de) | ||
CH648934A5 (de) | Verfahren zur messung elektrischer leistung. | |
DE2423678A1 (de) | Vorrichtung zur beleuchtungssteuerung | |
CH672382A5 (de) | ||
DE3931728C2 (de) | ||
DE1927266A1 (de) | Impulsfrequenz-Analog-Umsetzer | |
DE1563930C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung und des Ausgangs stromes eines Wechselrichters | |
DE3444220C2 (de) | ||
DE2239901A1 (de) | Konstantstromversorgung | |
DE1638444C3 (de) | Verfahren zur verzögerungsfreien Regelung der Blindleistung in elektrischen Netzen | |
DE2735595A1 (de) | Verfahren und einrichtung zum bestimmen der einspritzzeit bei brennkraftmaschinen | |
DE3606749A1 (de) | Verfahren zum verarbeiten eines als eine frequenz vorliegenden messwertes | |
EP0193212B1 (de) | Verfahren zum Verarbeiten eines als eine Frequenz vorliegenden Messwertes | |
DE2303197B2 (de) | Drehzahlregler | |
EP0439558B1 (de) | Messschaltung und anwendung derselben, insbesondere mit induktiven weggebern | |
EP3714539A1 (de) | Kurzschlussfester umrichter mit direkter stromsteuerung | |
EP0169404A2 (de) | Gleichrichter | |
DE10244665A1 (de) | Schaltungsanordnung zur galvanisch getrennten Signalübertragung | |
EP1664961A1 (de) | Vorrichtung zum einstellen der impedanz einer wechselstrom führenden hochspannungsleitung | |
DE1541896B2 (de) | Phasenwinkelmesseinrichtung | |
DE1541896C3 (de) | PhasenwinkelmeBeinrichtung | |
DE2150117C3 (de) | Anordnung zur Regelung der Geschwindigkeit eines an ein Wechselstromnetz angeschlossenen Mehrphasen-Asynchron-Schleif ringlauf ermotors | |
EP0712002A2 (de) | Anordnung zur Erzeugung eines Drehzahl-Istwertsignals | |
DE2346670C3 (de) | Schaltungsanordnung zum Überwachen einer Drehzahl | |
DE2716270A1 (de) | Verfahren und einrichtung zum steuern der drehzahl eines selbstanlaufenden synchronmotors |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |