DE3526776C1

DE3526776C1 - Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes

Info

Publication number: DE3526776C1
Application number: DE3526776A
Authority: DE
Inventors: David Seguin; Guy Desodt; Philippe Elleaume
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1984-07-27
Filing date: 1985-07-26
Publication date: 1995-12-21
Anticipated expiration: 2005-07-27
Also published as: IT8567523A0; GB8517809D0; FR2717906A1

Description

Die Erfindung betrifft Radarsysteme zur Überwachung des Luft raumes nach den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 und 6.

Die Grundlagen von Kohärentimpuls-Radarsystemen sind ausführ lich in der einschlägigen technischen Literatur beschrieben, insbesondere in dem Buch von M.I. SKOLNIK "Radar Handbook" 1970, Herausgeber McGraw Hill.

Aus der US-PS 4 042 925 ist ein Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes bekannt, bei dem ein Dauerstrich(CW)-Sender mit einer periodisch wiederholten pseudozufälligen Impulsfol ge moduliert wird, um Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten zu vermeiden, indem die Länge der Impulsfolge und die Länge der einzelnen Impulse geeignet gewählt werden. Der Empfänger ei nes solchen Radarsystems enthält einen Analog/Digital-Wand ler, auf den Verarbeitungsschaltungen mit FFT-Prozessoren und Doppler-Filtern folgen. Empfangsseitig werden sowohl Geschwin digkeits- als auch Entfernungsmehrdeutigkeiten sowie Clutter- Störungen unterdrückt. Wenn die senderseitige Codierung zur Vermeidung von Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten erfolgt, ent steht jedoch eine große Entfernungsmehrdeutigkeit. Um diese aufzulösen, müssen von einer Impulsfolge zur nächsten ver schiedene Taktfrequenzen verwendet werden.

Bei Radar-Militäranwendungen besteht die Aufgabe eines Radar systems zur Überwachung des Luftraumes darin, die "Eindring bahnen" feindlicher Flugzeuge aufzuspüren und Abwehrsysteme mit ausreichender Zeitreserve zu alarmieren, um die Ansprech zeit des Waffensystems zu berücksichtigen.

Das Manövrier- und Eindringvermögen von feindlichen Flugkör pern wird aber stetig gesteigert, wobei Flugzeuge insbesonde re auch in sehr geringer Höhe manövrieren können, selbst wenn die atmosphärischen Bedingungen besonders ungünstig sind. Überdies wurde der Schutz von derartigen Flugzeugen durch Anwendung von hochentwickelten elektronischen Abwehrmaßnahmen beträchtlich verbessert.

Um einer solchen Bedrohung aus dem Luftraum zu begegnen, muß die Leistungsfähigkeit von Radarsystemen zur Überwachung des Luftraumes insbesondere im Bereich niedriger Flughöhe verbes sert werden. Um auf kontinuierliche Weise die Eindringbahnen von feindlichen Flugkörpern aufzuspüren, muß das Radarsystem Erfassungsdiagramme selbst dann liefern, wenn die Ziele sich tangential zur Radarantenne bewegen, und muß ferner imstande sein, Echos von feindlichen Körpern von verschiedenen Stör signalen zu unterscheiden, insbesondere von Echos, die durch Bodenfahrzeuge erzeugt werden. Aus der US-PS 4 459 592 ist beispielsweise ein Dopplerradarsystem bekannt, dessen Empfän ger mit Verarbeitungsschaltungen zur Unterdrückung von Clut ter-Störungen versehen ist. Die Fehlalarmquote darf durch Störsignale nicht gesteigert werden, da dies zu einer Sätti gung der graphischen Anzeige führen würde. Die wichtigsten Störsignale, die Fehlalarme verursachen können, sind: Boden echos, die sich durch verschwindende oder äußerst geringe Doppler-Frequenzverschiebung auszeichnen, Rückstreusignale, die durch atmosphärische Störungen verursacht werden, die so genannten "Düppel" und "Engelechos" sowie Signale von Punkt echos, welche durch Bodenfahrzeuge verursacht werden, die sich mit relativ hoher Geschwindigkeit bewegen. Das Radar system darf auch nicht aufelektronische Abwehr-Signale an sprechen, die vom Gegner bewußt ausgestrahlt werden.

Die sogenannten MTD-Radarsysteme (MTD von Moving Target Detection, Erfassung bewegter Ziele), die z. B. aus der US-PS 3 127 605 bekannt sind, wenden eine wohlbekannte Technik an, um eine Klassifizierung der von der Radarantenne aufgefange nen Signale je nach der Doppler-Frequenzverschiebung vorzu nehmen, welche durch die Bewegung der angestrahlten Objekte verursacht wird. In derartigen auf dem Dopplereffekt beruhen den Radarsystemen wird die Phase der Trägerschwingung, mit der die Impulse durch die Radarantenne abgestrahlt werden, festgestellt und mit der Phase der von dieser Antenne aufge fangenen Signale verglichen, um einen Phasen-Meßwert zu lie fern, welcher die gesendeten und empfangenen Signale betrifft. Diese relative Phase ist von einem Impuls zum anderen kon stant, wenn die Radarsignale durch einen feststehenden Gegen stand reflektiert werden; sie ändert sich mit der Zeit, wenn ein bewegliches Objekt vorliegt, dessen radiale Geschwindig keitskomponente Vr gegenüber der Antenne nicht gleich Null ist. Der Phasenvergleich zwischen den gesendeten und den emp fangenen Signalen wird mittels eines Kohärentdetektors vom sogenannten "komplexen" Typ durchgeführt, also mittels eines Detektors, welcher die zwei orthogonalen Komponenten I und Q der Echosignale erfaßt. Daraus ergibt sich, daß der Kohärent detektor bipolare Impulssignale liefert, deren Amplitude bei feststehenden Objekten konstant ist, und bipolare Impulssi gnale, die sinusförmig amplitudenmoduliert sind, wenn bewegte Objekte vorliegen.

Um die Erfassungs-Leistungsfähigkeit und das Vermögen der diskontinuierlichen Verfolgung von bewegten Zielen, die durch Flugzeuge gebildet sind, zu steigern, wurden bereits die er wähnten MTD-Radarsysteme vorgeschlagen. Gegenüber den Radar systemen, die auf der Eliminierung von Störsignalen beruhen und bei denen die Erfassungswahrscheinlichkeit für bewegte Flugzeuge begrenzt ist, ist man bei den MTD-Systemen bestrebt, die den Störsignalen überlagerten Echos von Flugzeugen her auszulösen. Bei den bekannten MTD-Radarsystemen erzeugt ein Prozessor eine "Karte von Festechos", die fortwährend aufge frischt wird. Diese Karte von Festechos liefert nach Multi plikation mit einem konstanten Koeffizienten den Erfassungs schwellwert des Empfängers für jedes Entfernungsfenster. Die ses Verfahren zur Unterscheidung von beweglichen Zielen er fordert die Speicherung von etwa 400 000 Datenwörtern. Über dies liefern die Echos von Bodenfahrzeugen eine überaus große Anzahl von Fehlalarmsignalen, und das Radarsystem ist daher relativ empfindlich gegen elektronische Abwehrmaßnahmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Radarsystem vom MTD-Typ zu schaffen, bei welchem die Störsignalechos, ein schließlich der von Bodenfahrzeugen erzeugten Echosignale, zu einer äußerst geringen Fehlalarmquote führen.

Diese Aufgabe wird bei einem Radarsystem, dessen Sender zur Vermeidung von Entfernungsmehrdeutigkeiten unterschiedlich codierte Impulsfolgen abgibt, durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen und bei einem Radarsystem, dessen Sen der Kohärentimpulspakete abgibt, durch die im Patentanspruch 6 angegebenen Maßnahmen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Das Radarsystem enthält also insbesondere: einen Sender, der außer den Impulspaketen ein Signal zur Identifizierung des laufenden Impulspakets liefert; einen Empfänger, welcher di gitale Signale für jedes Entfernungsfenster liefert; und eine Filterbank aus N Dopplerfiltern, welche die Gesamtheit des Spektrums der Echosignale überdeckt. Diese Doppler-Filterbank ist an zwei Signalkanäle angeschlossen: ein erster Kanal oder Erfassungskanal enthält Mittel zur Erfassung von Punktecho signalen, und ein zweiter Kanal oder Kontrollkanal empfängt das Identifikationssignal des laufenden Impulspakets und um faßt Mittel, um N Wichtungssignale für die Dopplerfilter zu erzeugen, welche dem Steuereingang einer Sperreinrichtung zugeführt werden; der Eingang dieser Sperreinrichtung ist mit dem Ausgang des Erfassungskanals verbunden, und ihr Ausgang ist mit einer Auswerteeinheit verbunden, beispielsweise mit einer Graphikanzeige.

Einzelheiten mehrerer Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm, welches die waagerechte Über deckung durch ein Radarsystem zeigt, das mit Salven von codierten Impulsen arbeitet;

Fig. 2 die Folge von gesendeten Impulssalven in Abhän gigkeit von der Zeit;

Fig. 3 das Spektrum der Stör-Radarsignale für verschie dene gesendete Impulssalven;

Fig. 4 ein Blockdiagramm, welches die wesentlichen Elemente des Radarempfängers zeigt;

Fig. 5 ein Diagramm, welches eine Matrix von Entfer nungsfenstern des Radarsystems verdeutlicht;

Fig. 6 ein Diagramm, welches die Matrix von Entfer nungs-Geschwindigkeits-Fenstern des Radar systems verdeutlicht;

Fig. 7 ein Blockschaltbild, welches eine Ausführungs form einer Doppler-Filterbank zeigt, die an den Ausgang des Radarempfängers angeschlossen ist;

Fig. 8 ein Diagramm, welches die Organisation der Da tenwörter eines Entfernungsfensters verdeutlicht;

Fig. 9 ein Diagramm, welches die frequenzabhängige Durchlaßkurve G(f) der Doppler-Filterbank ver deutlicht;

Fig. 10 eine Kurve, welche die frequenzabhängige Durch laßkurve eines Elementes der Doppler-Filterbank zeigt;

Fig. 11 ein Blockdiagramm, welches die wesentlichen Ele mente der Schaltungen zur Verarbeitung der digi talen Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank zeigt;

Fig. 12 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform der Schaltungen des Kontrollkanals der Verarbei tungsschaltungen zeigt;

Fig. 13a, 13b und 13c Diagramme, welche die frequenzabhängige Durch laßkurve der Doppler-Filterbank in Abhängigkeit von der scheinbaren Doppler-Frequenzverschiebung des in einem Entfernungsfenster erfaßten Echo signals zeigt;

Fig. 14 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform von Schaltungen zur Berechnung des Mittelwertes der Störsignale des Empfängers zeigt;

Fig. 15 ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform einer automatischen Erfassungsanordnung für Punktechosignale darstellt;

Fig. 16 ein Diagramm zur Verdeutlichung des Verfahrens zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit bei einem Paar von zweideutigen Meßwerten;

Fig. 17 ein Blockdiagramm, welches eine bevorzugte Aus führungsform der Erfindung zeigt;

Fig. 18 Die Organisation der Eingangsdatenwörter der Ver arbeitungsschaltungen für ein Entfernungsfenster;

Fig. 19 die Organisation der Datenwörter, die in komple mentäre Stellen eingegeben werden;

Fig. 20 die Organisation der Ausgangsdaten an den Ver arbeitungsschaltungen;

Fig. 21 eine Darstellung des Mehrdeutigkeits-Behebungs wortes; und

Fig. 22 ein Blockdiagramm, welches eine geänderte Aus führungsform des Detektionskanals zeigt.

Fig. 1 veranschaulicht die horizontale Überdeckung durch ein Radarsystem vom Typ ohne Entfernungsmehrdeutigkeit und mit Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit.

Dieses Radarsystem arbeitet mit Salven von codierten Im pulsen, welche mit U und V bezeichnet sind und deren Wie derholungsperiode TRu bzw. TRv ist. TRu ist beispiels weise kleiner als TRv. Die Entfernung unzweideutiger Erfassung Rn.a ist durch folgende Beziehung gegeben:

worin C die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagne tischen Wellen ist.

Die radiale unzweideutige Geschwindigkeit n.a ist durch folgende Beziehung gegeben:

worin Fc die Mikrowellenfrequenz für die Trägerschwingung der gesendeten Impulse ist.

Die maximale Erfassungsentfernung Rmax, die gleich Rn.a oder kleiner als dieser Wert ist, wird in M gleiche Ent fernungszellen unterteilt, deren entsprechende und stets gleiche Entfernungsstrecke ΔR durch folgende Beziehung gegeben ist:

worin τ die Dauer der von der Antenne abgestrahlten Im pulse ist. Ein bewegtes Ziel, dessen Geschwindigkeit gleich VT ist, weist eine Radialgeschwindigkeit VT auf, welcher eine Dopplerfrequenzverschiebung Fd entspricht, die durch folgende Beziehung gegeben ist:

In einem solchen Radarsystem entspricht das Intervall ko härenter Verarbeitung (C.I.P. Coherent Interval Processing) der Dauer Ti jeder der Salven von gesendeten Impulsen, die durch folgende Beziehung bestimmt ist:

Ti = P · TRi

worin P die Anzahl von Impulsen einer Salve mit der Folge periode TRi ist.

Die Antenne des Radarsystems rotiert mit der Winkelge schwindigkeit ωA. Während der Drehung der Antenne wird ein Ziel durch wenigstens zwei Impulssalven U und V be strahlt. Der Winkel Θu.v ist kleiner als die Öffnung ΘA des Antennendiagramms. Andererseits muß die Maximalge schwindigkeit VT.max der zu erfassenden Flugzeuge berück sichtigt werden, die gleich dem Kv-fachen der unzweideu tigen Meßgeschwindigkeit n.a des Radarsystems ist. Der Faktor Kv ist durch folgende Beziehung gegeben:

Die Fig. 2 zeigt in Abhängigkeit von der Zeit t die Aus strahlfolge für die Impulssalven U und V. Jede Impuls salve besteht aus P äquidistanten Impulsen der Folge periode TRu bzw. TRv; die Parametergrößen TRu und TRv stehen in folgender allgemeiner Beziehung miteinander:

worin m_u und m_v ganze Zahlen sind.

Es ist zu beachten, daß die Anzahl von verschiedenen Sal ven mindestens gleich zwei ist, jedoch größer sein kann, wenn das Produkt aus der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der maximalen Zielgeschwindigkeit VTmax ein großer Wert ist, der insbesondere beträchtlich größer als C²/8Fc ist.

Da die Erfindung anstrebt, die empfangenen Echosignale in Abhängigkeit von ihrer Radialgeschwindigkeit zu klassifi zieren, muß das Radarsystem mehrere aufeinanderfolgende Messungen der scheinbaren Radialgeschwindigkeit eines Zieles vornehmen und anschließend diese noch zweideutigen Meßwerte verknüpfen, um wenigstens teilweise die entspre chenden Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten zu beheben. Diese Behebung der Mehrdeutigkeit der Radialgeschwindigkeit von erfaßten Zielen wird durch eine geeignete Wahl der Anzahl der Salven U, V, . . . , W und ihrer zugehörigen Folgeperio den TRi erhalten, wobei auch weitere Radarparameter be rücksichtigt werden. In Fig. 2 grenzen die Impulssalven aneinander an, und die aufeinanderfolgenden Sendezyklen sind durch ihre Ordnungszahl (i-1), i, (i+1) usw. bezeich net. Um aber die Auswirkungen des Phänomens der sogenann ten "zweiten Verschwenkung" zu eliminieren, ist eine Be abstandung der Impulssalven erforderlich, oder aber der erste Impuls jeder Impulssalve wird bei einer anderen Ausführungsform durch den Empfänger des Radarsystems nicht berücksichtigt.

Verschiedene Varianten der Codierung von Impulssalven können in Betracht gezogen werden. Allgemein gilt, daß das Paar (Fci, TRi) von einer Salve zur nächsten verän dert werden muß, wobei Fci die Frequenz der Trägerschwin gung und TRi die Folgeperiode der Impulse einer Impuls salve der Ordnungszahl i ist. Die Schaltungen des Empfän gers ermöglichen es, zyklisch Salven von codierten Impul sen zu erzeugen, welche durch Anwendung bekannter Technik erzeugt werden können, so daß eine weitere Beschreibung entfallen kann.

Fig. 3 zeigt das Spektrum S (fd) von Clutter-Signalen für jede der Sendesalven U und V. Das Clutter-Signalspektrum ist auf die Frequenzlinien der gesendeten Signale zen triert. Dieses Spektrum enthält einen schmalen Bereich, welcher in der Nähe der Sendelinien liegt, wobei dieser Bereich den Bodenechos entspricht, und einen größeren Be reich, welcher durch die Frequenz Fdc begrenzt ist und den atmosphärischen Clutter-Signalen sowie den Echosigna len von Bodenfahrzeugen entspricht. In den "hellen" Be reichen des Spektrums, die zwischen den Frequenzen FR/2 und Fdc liegen, ist die Erfassungsempfindlichkeit des Radarsystems nur durch die Energie des thermischen Rau schens des Radarempfängers eingeschränkt, während die Er fassungsempfindlichkeit in den Gebieten, welche zwischen den Frequenzen -Fdc und Fdc liegen, durch den Pegel der Bodenechos und der atmosphärischen Clutter-Signale be grenzt wird.

Fig. 4 zeigt als Blockdiagramm die wesentlichen Bestand teile des Empfängers des Radarsystems. Ein Zwischenfre quenzverstärker 1 ist an einen Kohärentdetektor 2 ange schlossen, welcher zwei Referenzsignale auf der Zwischen frequenz empfängt, die von einem kohärenten Lokaloszilla tor 3 abgegeben werden. Dieser Kohärentdetektor gibt zwei bipolare Videosignale SIN und COS ab. Es wird daran er innert, daß unter einem bipolaren Videosignal ein Signal verstanden wird, welches eine Trägerschwingung moduliert und durch Überlagerung der modulierten Trägerschwingung mit einem Signal der Trägerschwingungsfrequenz erhalten wird. Im vorliegenden Fall werden zwei um 90° phasenver schobene Signale verwendet, um die Sinuskomponente und die Cosinuskomponente zu erhalten. Diese Signale werden an die Eingänge eines Analog/Digital-Umsetzers 4 angelegt. Dieser Umsetzer empfängt ein Taktsignal Hs, welches die Abtastung der bipolaren Videosignale SIN und COS für jedes Entfer nungsfenster M steuert, um die beiden Ausgangskomponenten I und Q der entsprechenden Videosignale in Digitalform zu codieren. Diese Komponenten I und Q der Signale werden an die Eingänge eines digitalen Prozessors 5 zur Bearbeitung von Binärdaten angelegt. Dieser digitale Prozessor emp fängt ferner ein Signal, welches die laufende Impulssalve U bzw. V angibt, und Taktsignale Hx, welche synchron mit der Folgefrequenz des Radars und der Abtastfrequenz Fs für die Abtastung der Ausgangssignale des Kohärentdetek tors 4 sind. Der digitale Prozessor enthält in Reihen schaltung: eine Doppler-Filterbank 6, welche Ausgangs daten Am,n liefert, die mit einer Geschwindigkeitsmehr deutigkeit behaftet sind, und Verarbeitungsschaltungen 7, welche die automatische Erfassung und die Klassifizierung der Daten Am,n gewährleisten. Die Ausgangsdaten des Pro zessors sind durch den Term Dm,n identifiziert, worin D Meßdaten für ein Entfernungsfenster der Ordnungszahl m und ein Geschwindigkeitsfenster der Ordnungszahl n bedeu tet. Diese Ausgangsdaten Dm,n werden einem graphischen Auswertegerät zugeführt, um anschließend die Flugbahnen von Flugzeugen zu ermitteln, die innerhalb des Erfas sungsgebietes des Radarsystems fliegen. Die Baugruppen 1 bis 4 können auf verschiedene, bekannte Weise ausgebil det werden und werden daher nicht näher beschrieben.

Fig. 5 zeigt die Matrix der Entfernungsfenster vor der Doppler-Filterbank 6 für den Fall einer Sendesalve aus T äquidistanten Impulsen der Folgeperiode TR. Entlang der Radar-Zeitachse π enthält die Matrix der Entfernungsfen ster M Spalten, die von 0 bis (M-1) numeriert sind. Auf der Zeitachse t enthält diese Matrix T Reihen von Entfer nungsfenstern, die mit 0 bis (P-1) numeriert sind. Jedes Entfernungsfenster der Matrix ist durch einen Term a_m,p bezeichnet, worin der Faktor a proportional zum Pegel des Signals in einem Entfernungsfenster der Ordnungszahlen m und p ist. Der Faktor a ist eine komplexe Größe, welche durch ihre orthogonalen Komponenten I und Q dargestellt wird, wie in dem Diagramm gezeigt, welches gegenüber der Matrix von Entfernungsfenstern dargestellt ist, und zwar für das Entfernungsfenster der Ordnungszahl m, mit p Ent fernungsfenstern von 0 bis (P-1). Die Größen dieser Si gnalkomponenten I und Q sind durch eine Binärzahl darge stellt, die ein Vorzeichenbit enthält. Das Produkt M.ΔT, worin ΔT die Dauer eines Entfernungsfensters ist, ist gleich der oder kleiner als die Folgeperiode TR der Sende salve, welche die kürzeste Periode aufweist. Die Anzahl von Entfernungsfenstern der Matrix ist gleich 2P.M, wenn die zwei Komponenten I und Q der gemessenen Signale be trachtet werden. Um eine hohe Signalamplitudendynamik zu gewährleisten, werden die Komponenten I und Q auf einer großen Anzahl von Bits codiert, die im allgemeinen zwi schen 10 und 14 beträgt.

Fig. 6 zeigt die Matrix der Entfernungs-Geschwindigkeits- Fenster vor der Doppler-Filterbank 6. Auf der Radar-Zeit achse t enthält die Matrix der Entfernungsfenster M Spal ten, die von 0 bis (M-1) numeriert sind. Auf der Frequenz achse dieser Matrix von Fenstern sind N Reihen von Ge schwindigkeitsfenstern angeordnet, entsprechend der An zahl N von elementaren Filtern der Doppler-Filterbank. Jedes Entfernungs-Geschwindigkeits-Fenster ist durch einen Term Am,n identifiziert, worin der Faktor A proportional zum Betrag des gefilterten Signals ist, welches einem Fenster der Ordnungszahl m und einem Dopplerfilter der Ordnungszahl n entspricht. Der Faktor A ist eine Größe, welche durch eine Binärzahl mit einer großen Anzahl von Bits dargestellt ist, um die durch die Filter gegebene Meßgenauigkeit nicht zu beeinträchtigen, so daß anschlies send dasjenige Dopplerfilter festgestellt werden kann, welches das Signal mit dem höchsten Pegel für ein gege benes Entfernungsfenster liefert.

Fig. 7 ist ein Funktions-Blockdiagramm, welches die Ele mente der Doppler-Filterbank 6 zeigt. Zwei Paare von Spei chern 50 mit willkürlichem Zugriff, d. h. RAM-Speicher, die beim Auslesen und zum Einschreiben adressierbar sind, empfangen über einen ersten elektronischen Schalter 51 die Komponenten I und Q der Signale a_m,p. Die Paare von RAM-Speichern 50a, 50b und 50c, 50d werden zyklisch im Rhythmus der Aussendung der Impulssalven U und V aus je weils P Impulsen angeschlossen. Die Funktion dieser RAM- Speicher besteht beispielsweise darin, die Empfängersignale, welche zwei aufeinanderfolgenden gesendeten Impulssalven entsprechen, vorübergehend zu speichern. Ein zweiter elek tronischer Speicher 52 gestattet die abwechselnde Überfüh rung des Inhalts jedes der Paare von RAM-Speichern an den gemeinsamen Eingang einer Mehrzahl von Bandpaßfiltern FDn, wobei n zwischen 0 und (N-1) beträgt. Jedes dieser Doppler filter liefert Ausgangsdaten, die durch den Term Am,n be zeichnet sind, worin der Faktor A den Energiepegel der Signale darstellt, welche in einem Entfernungs/Geschwin digkeits-Fenster der Ordnungszahl m und n für die voraus gehende Impulssalve vorhanden sind, während die Empfänger signale, welche der laufenden Impulssalve entsprechen, in das andere Paar von RAM-Speichern eingegeben werden. Die Ausgangsdaten Am,n der Dopplerfilter FD₀ bis FD_N-1 werden an die Eingänge eines dritten Schalters 53 angelegt, welcher die Ausgangsdaten Am,n in serieller Form auf einen Datenbus 100 gibt.

Fig. 8 zeigt die Organisation der Digitaldaten, welche durch die Doppler-Filterbank abgegeben werden und auf dem Bus 100 verfügbar sind, und zwar für ein Entfernungsfen ster der Ordnungszahl m. Die N Daten Am,n sind seriell in der Ordnung zunehmender Größe angeordnet und werden von komplementären Stellen X, Y, Z und S gefolgt, die dazu bestimmt sind, Zustandsdaten aufzunehmen, beispielsweise die Identifizierung der laufenden Impulssalve und Rechen daten wie der mittlere Pegel des Empfängerrauschens, der Datenwert Am,n von höchstem Pegel und die Nummer des ent sprechenden Dopplerfilters. Die Dauer Tc eines Entfer nungsfensters ist proportional zur Anzahl N von Doppler filtern und umgekehrt proportional zur Anzahl M von Ent fernungsfenstern.

Die Fig. 9 zeigt in vereinfachter Form die Frequenzkurve G(f) der Doppler-Filterbank, die am Ausgang des Analog/ Digital-Umsetzers des Empfängers angeordnet ist. Diese digitale Filterbank ist auf die Frequenz Null des Video signalspektrums zentriert und überdeckt das Frequenzband, welches sich von -FR/2 bis +FR/2 erstreckt. Die Doppler- Filterbank enthält N Elemente, d. h. Elementarfilter, die mit 0 bis (N-1) bezeichnet sind. Das Element mit der Be zeichnung Fo läßt Signale durch, deren Frequenzen auf die Frequenz Null zentriert sind oder gleich einem Viel fachen der Wiederholungsfrequenz FR=TR^-1 sind. Das mit FN/2 bezeichnete Element wird hier als zentrales Doppler filter bezeichnet, weil es auf der Frequenz FR/2 und den ungeradzahligen Vielfachen dieser Frequenz liegt. Dieses Filter FN/2 läßt die thermischen Rauschsignale des Empfän gers durch, deren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes liegen, gegebenenfalls aber auch Echosignale von durch das Radarsystem erfaßten Flugzeugen. Es ist zu beachten, daß die Bandbreiten der Elementarfilter (FDo bis FDN-1) im wesentlichen gleich sind und von der ITC-Dauer abhän gen, welche von der Anzahl P von Impulsen der Sendesal ven abhängt. Zu beachten ist, daß die Gesamtheit der Aus gangssignale des Empfängers zum Ausgang der Filterbank überführt wird. Die Hauptfunktion der Doppler-Filterbank besteht darin, die Echosignale nach ihrer scheinbaren Doppler-Frequenzverschiebung zu klassifizieren und zu gleich eine Integrationsverstärkung zu erreichen, also das Signal/Rausch-Verhältnis zu steigern. Es ist vorteil haft, über eine große Anzahl N von Elementarfiltern zu verfügen, um eine genaue Messung der Doppler-Frequenz verschiebung der Echosignale zu gewährleisten und über dies eine besonders gleichmäßige Erfassungsempfindlich keit zu erreichen. Da jedoch die nebeneinanderliegenden Elementarfilter eine große Überschneidung aufweisen, lie fert die Filterbank von einem Echosignal mehrere Ansprech signale, die anschließend anhand ihrer relativen Amplitu den unterschieden werden können. In einem solchen Falle bewirkt die Doppler-Filterbank eine sogenannte "Frequenz- Überabtastung" der Ausgangssignale des Empfängers.

Fig. 10 zeigt als Beispiel die Frequenzkurve des zentra len Elementes FN/2 der Doppler-Filterbank. Wenn die Doppler-Frequenzverschiebung der Echosignale von langsa men Zielen geringer als das 0,2fache der Hälfte der Folgefrequenz FR der Impulssalven ist, so ist ersichtlich, daß nur die vom Radarempfänger erzeugten thermischen Rauschsignale durchgelassen werden, gegebenenfalls auch die Echos von schnellen Zielen wie Flugzeuge. Die Durch laßkurve der anderen Elemente der Doppler-Filterbank stimmt im wesentlichen mit der des zentralen Elementes FN/2 überein. Es ist also ersichtlich, daß die Ausgangs daten Am, N/2 des zentralen Elementes FN/2 ausgewertet werden können, um eine Messung des mittleren Empfänger rauschpegels durchzuführen. Der mittlere Wert des thermi schen Rauschsignals legt den Schwellwert für die Erfas sungsempfindlichkeit des Radarsystems fest.

Die Elemente der Doppler-Filterbank sind vorzugsweise vom sogenannten FIR-Typ ("endliche Impulsantwort") und beruhen auf der Anwendung einer Transversalstruktur. Der artige Bandpaßfilter sind von Natur aus stabil, und ihre Frequenzkurve kann an das Signalspektrum angepaßt werden, indem die Werte der Filterkoeffizienten geeignet einge stellt werden. Die programmierbaren Transversalstrukturen erfordern zwar eine große Anzahl von Bauteilen, jedoch sind derartige Strukturen nunmehr in hochintegrierter Technik (VLSI) verfügbar.

Fig. 11 zeigt ein Funktions-Blockdiagramm, das den digita len Prozessor 5 von Fig. 4 darstellt. Insbesondere ist eine Ausführungsform der Verarbeitungsschaltungen 7 zur Verarbeitung der digitalen Daten Am,n gezeigt, welche durch die Doppler-Filterbank 6 erzeugt werden. Die Ein gangsdaten Am,n der Verarbeitungsschaltungen 7 werden an zwei Signalkanäle angelegt: an einen ersten bzw. Detek tionskanal, dessen Aufgabe darin besteht, alle Echosigna le von bewegten oder festen Punktobjekten zu erfassen, und an einen zweiten Kanal bzw. Kontrollkanal, dessen Aufgabe darin besteht, einerseits die durch den ersten Signalkanal erfaßten Echosignale zu kontrollieren und andererseits für jedes Entfernungsfenster einen unzwei deutigen Meßwert n des Radarsignals zu liefern, welches den höchsten Pegel aufweist.

Der Detektionskanal enthält einen Detektor 70 vom soge nannten Typ "mit konstanter Fehlalarmquote", welcher Aus gangsdaten liefert, die das Verhältnis der Punktecho- Signalamplitude zum mittleren Pegel der Umgebungssignale darstellen. Dieser Detektor 70 ist an den Eingang einer Sperrschaltung 71 angeschlossen, die einen Steuereingang aufweist.

Der Kontrollkanal enthält Rechen- und Kontrollschaltungen 72, welche N binäre Steuersignale (C₀-C_N-1) erzeugen, die an den Steuereingang der Sperrschaltung 71 angelegt wer den. Es wird daran erinnert, daß der Sender 10 ein Iden tifikationssignal (U, V) für die laufende Impulssalve liefert. Dieses Identifikationssignal wird an den Kon trollkanal angelegt, und seine Aufgabe besteht darin, die Schaltungen zur Berechnung der Ausgangsdaten und (C₀-C_N-1) zu steuern.

Fig. 12 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Kontroll- und Rechenschaltungen 72. Die Digitaldaten Am,n werden an eine Rechenschaltung 150 angelegt, welche für jedes der M Entfernungsfenster den höchsten Wert (SUP.Am,n) der Daten Am,n herausfindet und die Nummer (No.Fn) des entsprechenden Dopplerfilters feststellt. Die digitalen Daten Am,n werden auch einer Rechenschaltung 151 zuge führt, welche den Mittelwert µb der thermischen Rausch signale des Empfängers berechnet. Das Rechenergebnis µb wird in einem Operator 153 mit einem konstanten Faktor Ks multipliziert, der größer als 1 ist, um einen Daten schwellwert zu erhalten. Die Größe µs und der Rechenwert SUP.Am,n werden an die Eingänge eines digitalen Pegel komparators 152 angelegt, der ein Ausgangssignal bzw. Freigabesignal VE liefert, wenn der Wert SUP.Am,n größer als der Schwellwert µs ist. Dieses Freigabesignal VE wird an den Steuereingang einer Torschaltung 154 angelegt, wel che die Datengröße No.Fn empfängt; diese Torschaltung gibt die freigegebene Datengröße (NiFn) für jedes der N Entfernungsfenster ab. Die Ausgangsdaten der Freigabe- Torschaltung 154 werden an den Eingang eines Verzögerungs elementes 155 angelegt, das um die Dauer einer Impulssal ve verzögert. Der Eingang und der Ausgang des Verzöge rungselementes 155 sind mit Rechenschaltungen 156 ver bunden, die andererseits auch das Identifikationssignal (U, V) der laufenden Salve empfangen. Diese Rechenschal tungen 156 erzeugen einerseits für jedes Entfernungsfen ster die N Datengrößen (C₀-C_N-1), welche den N Doppler filtern entsprechen, und andererseits eine Datengröße für den Meßwert m, welcher der Messung für die Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit entspricht. Diese Daten größe m wird in eine komplementäre Stelle eines Entfer nungsfensters eingegeben.

Die Fig. 13a, 13b und 13c zeigen als Beispiel die Übertragungsfunktionen G(f) der Doppler-Filterbank hinter dem Sperroperator 71 für verschiedene Ausgangsdatenwerte (C₀-C_N-1), die von dem Kontrollkanal geliefert werden. Es wird daran erinnert, daß die Doppler-Filterbank 6 aus nahmslos alle Ausgangssignale des Radarempfängers durch läßt.

Fig. 13a entspricht dem Fall, wo die Doppler-Frequenz verschiebung des Signale SUP.Am,n für eine gegebene Impulssalve gleich Null ist. Die Daten C₀, C_N-1 und C₁ haben dann den Pegel Null, und die entsprechenden Dopp lerfilter F₀, F_N-1 und F₁ sind gesperrt.

Fig. 13b entspricht dem Fall, wo die scheinbare Doppler- Frequenzverschiebung des Signals SUP.Am,n für eine gege bene Impulssalve gering ist und dem Dopplerfilter F2 entspricht. Die Datengrößen C1, C2 und C3 liegen dann auf niedrigem Pegel, und die entsprechenden Dopplerfilter sind gesperrt. Es ist ersichtlich, daß in diesem Falle und in dem vorhergehenden Falle die nicht gesperrten Dopp lerfilter Informationen liefern können, die ein schnelles bewegtes Ziel betreffen. Zu beachten ist ferner, daß ein schnelles bewegtes Ziel, welches während einer gegebenen Impulssalve verdeckt ist, in der vorausgehenden oder dar auffolgenden Impulssalve sichtbar ist.

Fig. 13c entspricht dem Fall, wo die scheinbare Doppler- Frequenzverschiebung des Signals SUP.Am,n groß ist und einem Dopplerfilter Fn entspricht. Die Datengröße Cn liegt dann auf hohem Pegel, und alle Dopplerfilter mit Ausnahme des Filters Cn sind gesperrt. Es ist nun deutlicher er sichtlich, daß die Frequenzkurve G(f) der Doppler-Filter bank an jedes der Entfernungsfenster des Radarsystems an gepaßt ist.

Fig. 14 zeigt ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungs form der Rechenschaltung 210 zur Berechnung der Datengröße µb zeigt, die dem mittleren Rauschpegel des Empfängers entspricht. Die durch die Doppler-Filterbank gelieferten Eingangsdaten Am,n werden an den Eingang eines Eingangs registers 211 angelegt, um die Werte Am.N/2 abzutasten, entsprechend dem zentralen Dopplerfilter FN/2, welches auf der Folgefrequenz FR/2 der gerade verarbeiteten Im pulssalve liegt. Diese Datengrößen Am.N/2 werden über einen Schalter 212 an einen digitalen Operator 213 ange legt, welcher folgende Operation ausführt:

Wenn der Wert von m gleich der Größe M ist, wird die Aus gangsdatengröße des Rechenoperators 213 in einem Aus gangsregister 214 abgespeichert, und der Ausgang dieses Rechenoperators wird auf Null zurückgesetzt. Der Ausgang des Ausgangsregisters 214 ist auf einen zweiten Eingang des Schalters 212 rückgeschleift, welcher einen Steuer eingang besitzt, der mit dem Ausgang eines digitalen Pe gelkomparators 215 verbunden ist. Dieser digitale Kompa rator weist einen Signaleingang auf, der mit dem Ausgang des Eingangsregisters 211 verbunden ist und einen Referenz eingang, welcher ein Schwellsignal µs empfängt, das propor tional zu dem mittleren Rauschpegel µb des Empfängers ist. Das Schwellwertsignal K₁.µb wird erhalten, indem die Meß datengröße gib mit dem konstanten Faktor K₁ mittels des Multiplizieroperators 216 multipliziert wird. Wenn die Datenwerte Am,N/2 den Schwellwert K₁.µb überschreiten, erzeugt der Pegelkomparator ein Steuersignal für den Schal ter 212. Daraus ergibt sich, daß diese Daten Am,N/2 von sehr großer Amplitude durch den Rechenoperator 213 nicht berücksichtigt werden und daß diese Daten durch die be rechnete Datengröße µb ersetzt werden. Es ist nun ersicht lich, daß die Funktion des Komparators 215 darin besteht, Meßfehler zu eliminieren, welche verursacht würden durch inkohärente elektromagnetische Störsignale, die von be nachbarten Radarsystemen abgestrahlt werden, oder durch elektromagnetische Abwehrsignale, die von einem potentiel len Gegner bewußt abgestrahlt werden. Die Datengröße µ wird während einer Impulssalve erzeugt, und die Ausgangs datengröße µb ergibt sich aus der vorausgehenden Impuls salve. Die Datengröße µ wird aus einer Anzahl M von Rausch- Abtastproben erhalten, während die Datengröße µb dem Mit telwert der Rauschsignale des Empfängers genau darstellt.

Um die Anzahl oder den Umfang der elektronischen Bauteile zu vermindern, kann die in der Zeichnung gezeigte Ausfüh rungsform amplitudenkomprimierte Eingangsdaten verarbei ten, beispielsweise die Daten A′m,n=log Am,n; zu diesem Zweck muß der Multiplizieroperator 216 durch einen Addier operator ersetzt werden.

Fig. 15 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der automatischen Detektionsschaltung 70. Es wird daran erinnert, daß die Aufgabe einer solchen Detektionsschal tung mit sogenannter konstanter Fehlalarmquote darin be steht, die Punktechos wie die thermischen Rauschsignale oder Cluttersignale zu diskreminieren und diffuse Signale zu unterdrücken. Daraus ergibt sich, daß die Echosignale von Bodenfahrzeugen und Bauwerken später am Ausgang der Detektorschaltung 70 eliminiert werden müssen. Die Funk tion des Kontrollkanals besteht darin, diese Echosignale zu sperren. Ein Verzögerungselement 71, welches die Si gnaldaten Am,n empfängt, weist einen Mittelabgriff 72 und eine Anzahl von Zwischenabgriffen auf, die regelmäßig auf beiden Seiten dieses Mittelabgriffs angeordnet sind, um über eine ausreichende Anzahl von Signaldaten zu verfü gen, damit ein Mittelwert der dem zu erfassenden Echo signal benachbarten Signale gewonnen werden kann.

Die "eingangsseitigen" Zwischenabgriffe 73 sind mit einem Mittelungsoperator 74 verbunden, welcher folgende Opera tion ausführt:

Die "ausgangsseitigen" Zwischenabgriffe 75 sind mit einem Mittelungsoperator 76 verbunden, welcher die entsprechen de Operation ausführt:

Ein Vergleichsoperator 77, dessen Eingänge mit dem Mitte lungsoperator 74 bzw. 76 verbunden sind, führt folgende Operation aus:

Vd = SUP · µ₁, µ₂

Ein Operator 78 weist einen ersten, an den Mittelabgriff 72 des Verzögerungselements 70 angeschlossenen Eingang und einen zweiten Ausgang auf, der mit dem Vergleichs operator 77 verbunden ist, und führt folgende Operation aus:

Ferner vergleicht ein Schwellwertkomparator 79 die Daten größe Bmin mit einem festen Erfassungsschwellwert V_D. Wenn die Datengröße Bmin den Schwellwert V_D überschreitet, liefert der Komparator eine Ausgangsdatengröße Dm,n, wel che angibt, daß ein punktförmiges Echosignal erfaßt wurde.

Um die Anzahl und den Umfang der Schaltungskomponenten zu vermindern, können die Eingangsdaten Am.n amplitudenkom primiert werden, beispielsweise in folgender Form:

A′m.n = Log Am.n

In diesem Falle wird der Divisionsoperator 78 durch einen Subtrahieroperator ersetzt.

Fig. 16 zeigt das Diagramm zur Veranschaulichung der Be hebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit bei einem Ra darsystem, welches zyklisch mit zwei codierten Impuls salven U und V arbeitet. Als Beispiel wird folgender Fall betrachtet:

Es wird daran erinnert, daß ein solches Radarsystem nicht mit "blinden" Geschwindigkeiten behaftet ist, denn die Doppler-Filterbank arbeitet, wie in Fig. 9 gezeigt, kon tinuierlich. In dem Diagramm der Fig. 16 sind die jewei ligen mehrdeutigen Geschwindigkeiten auf der Abszisse und der Ordinate dargestellt, während die nicht mehrdeutigen Geschwindigkeiten, welche aus der Verknüpfung von Paaren mehrdeutiger Geschwindigkeiten resultieren, durch schräge Geraden verdeutlicht sind. Der schraffierte Teil des Dia gramms entspricht den geringen Geschwindigkeiten, die charakteristisch sind für Boden- und Atmosphären-Clutter, für Echos von Bodenfahrzeugen und Flugzeuge, die vor der Antenne des Radarsystems vorbeifliegen.

Verschiedene Rechenalgorithmen gestatten die Berechnung der radialen unzweideutigen Geschwindigkeit aus dem Paar von radialen mehrdeutigen Geschwindigkeiten. Es ist auch möglich, die unzweideutige Radialgeschwindigkeit zu ge winnen, wenn ein ROM-Speicher bzw. Festwertspeicher, wel chem die Leseadressen durch das Paar von mehrdeutigen Werten geliefert werden, entsprechend programmiert wird.

Es wird nun eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben, wozu als Beispiel eine Radaranlage zur Überwachung des Luftraumes betrachtet wird, die mit Folgen von drei Im pulssalven (U, V und W) arbeitet, welche zyklisch wieder holt werden. Wenn nämlich mehr als zwei codierte Impuls salven verwendet werden, kann der Entfernungs-Geschwindig keits-Meßbereich der Radaranlage erweitert werden: wenn beispielsweise die Radaranlage im S-Band arbeitet (3 GHz), so kann der Meßbereich 50 Km²·s^-1 erreichen. Hier ist zu nächst zu berücksichtigen, daß die Daten für die durch die Doppler-Filterbank verarbeiteten Signale mit einer großen Amplitudendynamik in der Größenordnung von 10 bis 14 Bits codiert werden müssen. Die Hauptfunktion der Dopp ler-Filterbank besteht nämlich darin, die Ausgangssignale des Empfängers nach der scheinbaren (mehrdeutigen) Dopp ler-Frequenzverschiebung zu klassifizieren, um mit hoher Genauigkeit dasjenige Dopplerfilter zu bestimmen, welches die Datengröße mit höchstem Pegel liefert. Während der anschließenden Verarbeitungsoperationen, die an den Aus gangsdaten Am,n der Doppler-Filterbank durchgeführt wer den, insbesondere die automatische Erfassung der Punkt echosignale, kann die Amplitudendynamik für die Daten Am,n reduziert werden, um die Anzahl und den Umfang der Schal tungskomponenten zu vermindern.

Fig. 17 zeigt ein Funktions-Blockdiagramm einer bevorzug ten Ausführungsform der Erfindung. Es wird angenommen, daß der Radarsender mit drei aneinander angrenzenden Im pulssalven U, V und W arbeitet, die zyklisch wiederholt werden, und daß die Anzahl von Entfernungsfenstern gleich M zwischen Null und M-1 liegt. Dabei entspricht das mit "Null" numerierte Entfernungsfenster dem Sendeimpuls, und gegebenenfalls werden die benachbarten Entfernungs fenster nicht berücksichtigt. Andererseits ist für jede Impulssalve das Paar (Fc.FR)i verschieden, worin Fc die sendeseitige Trägerfrequenz, FR die Wiederholungsfrequenz der Impulse und i die "Nummer" der Salve (U, V oder W) ist. In der folgenden Beschreibung wird Fc als konstant und FRi als variabel angenommen. Die Impulsnummer P für die Impulse, aus denen eine Salve besteht, ist von Null bis P-1 numeriert, wobei P für alle Salven konstant ist, und die Impulse der Ordnungszahl "Null" werden nicht be rücksichtigt, um die sogenannten "Zweitverschwenkungs echos" zu eliminieren.

Die vom Analog/Digital-Umsetzer des Radarempfängers ge lieferten Digitaldaten am,p werden an die Eingänge der Doppler-Filterbank 4 angelegt, welche die Ausgangsdaten des Empfängers "frequenzüberabtastet". Es wird angenom men, daß die Dopplerfilter von Null bis N numeriert sind, wobei N gleich 15 ist und das mit "Null" numerierte Dopp lerfilter auf den Spektrallinien der gesendeten Impuls signale liegt. Die Doppler-Filterbank liefert digitale Ausgangsdaten Am,n, worin A die Amplitude des Signals ist, das im Entfernungsfenster m liegt und zum Doppler filter n gehört (entsprechend dem Geschwindigkeitsfen ster n). Die Daten Am,n, die auf dem Ausgangsbus verfüg bar sind, werden einerseits einem Amplitudenkompressions operator zugeführt, beispielsweise einem Linear/Logarith misch-Umsetzer 300, und andererseits auf einen bidirektio nalen Bus 101 gegeben und zu einem Operator 305 geführt, welcher die Datengröße SUP.Am,n und die Nummer No.Fn des entsprechenden Dopplerfilters gewinnt. Diese Datengröße SUP.Am,n wird dann an den Eingang des Linerar/Logarith misch-Umsetzers gegeben, während die Datengröße N₀.F_n auf den Ausgangsbus 110 des Linear/Logarithmisch-Umsetzers gegeben wird. Die Nummer der laufenden Impulssalve wird ebenfalls auf den Datenbus 110 gegeben.

Fig. 18 zeigt die Anordnung der auf den Ausgangsbus 110 des Linear/Logarithmisch-Umsetzers gegebenen Datenwörter. Ein Entfernungsfenster enthält 20 Wörter zu 8 Bits, die von 1 bis 20 numeriert sind und wovon 16 Wörter Daten dar stellen, welche jeweils durch ein Dopplerfilter geliefert werden, während vier weitere komplementäre Wörter (X, Y, Z und S) der Einfügung von Rechendaten und Zustandsdaten vorbehalten sind.

Fig. 19 zeigt die Struktur der mit X, Y, Z und S bezeich neten Datenwörter:

- das Datenwort X stellt den mittleren Wert µb der ther mischen Rauschsignale dar und wird durch den Operator 310 nach folgender Formel erzeugt: worin A′m,N/2 = bog Am,N/2 und N/2 die Nummer des zen tralen Dopplerfilters FN/2 ist;
- das Wort Y nicht benutzt wird (N.V) und verfügbar ge halten wird, um eine komplementäre Rechengröße einzu fügen, beispielsweise den Mittelwert der Signale in einem Entfernungsfenster, falls dies erforderlich ist;
- das Wort Z bedeutet die Größe Log.SUP.Am,n;
- das Wort S ist ein Zustandswort, welches insbesondere anzeigt: auf 2 Bits die Nummer (U, V, W) der laufenden Impulssalve und auf 4 Bits die Nummer N₀Fn des Doppler filters, welches der Datengröße SUP.Am,n entspricht, mit zwei komplementären, nicht benutzten Bits (N.U) die verfügbar bleiben.

Wenn auf Fig. 17 Bezug genommen wird, so ist ersichtlich, daß auf dem Datenbus 110 über alle Ausgangssignale des Empfängers verfügt wird, wobei diese nach ihrer schein baren Doppler-Frequenzverschiebung (Fo-F₁₅) klassifiziert sind, wobei ferner auch die Parameterwerte µb sowie Log SUP.Am,n, die Zustandsdaten No.Fn und die Nummer (V, U, W) der laufenden Impulssalve verfügbar sind. Der Datenbus 110 ist an einen ersten Signalkanal angeschlossen, dessen Funktion darin besteht, die Punktsignalechos mit einer hohen Erfassungswahrscheinlichkeit Pd zu erfassen und die diffusen Signale mit einer geringen Fehlalarmwahrschein lichkeit Pfa zu unterdrücken. Der Datenbus 110 ist ferner an einen zweiten Signalkanal angeschlossen, dessen Funk tionen darin bestehen, die Geschwindigkeitsmehrdeutigkei ten der Echosignale zu beheben und die Frequenzkurve der Doppler-Filterbank für jedes Entfernungsfenster der Radar anlage anzupassen. Zu diesem Zweck erzeugt der zweite Si gnalkanal für jedes Entfernungsfenster eine Folge von Binärkoeffizienten (C₀-C_N-1), die jeweils den Datengrößen Bm,n zugeordnet werden, welche der Detektionskanal liefert.

Der erste Signalkanal enthält eine Verzögerungseinrichtung 315 vom Typ LIFO (zuletzt ein - zuerst aus), deren Verzö gerung gleich einem Entfernungs/Geschwindigkeits-Fenster ist. Er enthält ferner eine automatische Detektionsschal tung 320 mit "konstanter Fehlalarmquote" sowie einen Schwellwertdetektor 325. Die Detektionsschaltung 320 lie fert die Ausgangsdaten Bm,n, welche das Verhältnis der Amplitude der Punktechosignale zum Mittelwert der diffu sen Umgebungssignale darstellen. Der Schwellwertdetektor 325 vergleicht die Daten Bm,n mit einem festen Schwell wert V_D und gibt Binärdaten D aus, welche auf den Aus gangsbus 120 gegeben werden.

In dem zweiten Signalkanal tasten Eingangsregister die Rechendaten µb und Log.SVP.Am,n, die Zustandsdaten No.Fn und die Nummer der laufenden Salve (U, V oder W) ab. Das Element 335 berechnet das Verhältnis der Größe Log.SUP.Am,n zu einem Schwellwert Vs=Ks.µb, worin µb der Mittelwert der thermischen Rauschsignale ist, und dieses Element 335 gibt die Datengröße NoFn frei, wenn die Größe Log.SUP.Am,n den Schwellwert Vs überschreitet, und zwar für jedes Ent fernungsfenster m. Um die Behebung der Geschwindigkeits mehrdeutigkeiten zu gestatten, müssen drei Datengrößen No.Fn verfügbar sein, nämlich eine Datengröße für jede der drei aufeinanderfolgenden Impulssalven. Zu diesem Zweck werden die Datengrößen (N₀.Fn)_i-1, (N₀.Fn)_i und (No.Fn)_i+1 indem Speicherelement 345 gespeichert, welches drei RAM-Arbeitsspeicher enthält, die durch Verwaltungs schaltungen 340 gesteuert werden. In den RAM-Speichern des Elementes 345 sind die Daten NoFn nach der Nummer der Entfernungsfenster geordnet. Zu diesem Zweck werden sie beim Lesen und Schreiben durch einen Ordnungszähler adressiert, welcher synchron mit den Impulssalven arbei tet. Die Wichtungskoeffizienten (C₀-C_(N-1)) der Doppler filter werden zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeu tigkeit für jedes Entfernungsfenster in einem Element 350 berechnet, unter dem Vorbehalt, daß drei aufeinanderfol gende Erfassungen für jede Impulssalve stattfinden, wobei ferner die Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit teilweise beho ben werden kann, wenn nur zwei Erfassungen durchgeführt wurden. Die obengenannten Maßnahmen können mittels Fest wertspeichern (ROM) verwirklicht werden, die in geeigne ter Weise in Abhängigkeit von den Konstruktionsparametern der Radaranlage programmiert sind.

Fig. 20 zeigt gegenüber der Fig. 18 die Struktur der Da tenwörter auf dem Ausgangsbus 120. Es ist zu beachten, daß die Daten auf dem Ausgangsbus 120 und ein Entfernungs fenster gegenüber den entsprechenden Datenwörtern auf dem Datenbus 110 verzögert sind. Dabei ist m das Datenwort, welches durch die Bezugszahl "4" identifiziert wird. Ein Datenwort, welches einem Filter Fn entspricht, enthält:
im LSB-Bit den Wert des Koeffizienten Cn, im darauffolgen den Bit den Wert der Datengröße "D", die durch den Schwell wertdetektor 325 geliefert wird, und in den sechs weiteren Bits die Größe des Verhältnisses der Amplitude des Punkt echosignals zum Mittelwert der Umgebungssignale.

Fig. 21 zeigt die verschiedenen Formen der Datengröße m für die Messung zur Behebung der Mehrdeutigkeit bei einem Echosignal, das in einem Entfernungsfenster vorhanden ist, für verschiedene Echosignal-Erfassungsbedingungen:

- Bedingung a: drei aufeinanderfolgende Erfassungen in den Impulssalven U, V und W, wobei das MSB-Bit den Pegel 1 aufweist und die Datengröße m auf 7 Bits an gegeben ist und wobei die radiale Geschwindigkeit eines Punktobjektes (fest oder beweglich) ohne Mehrdeutigkeit bestimmt wird;
- Bedingung b: zwei Erfassungen in den Impulssalven U und W, was einer teilweisen Behebung der Mehrdeutigkeit entspricht;
- Bedingung c: zwei Erfassungen in den Impulssalven U und V oder V und W, wobei keine Behebung der Mehrdeutigkeit erfolgt;
- Bedingung d: nur eine Erfassung in den Impulssalven U oder V oder W;
- Bedingung e: keine Erfassung.

Es ist hier anzumerken, daß bei einer Steigerung der An zahl von Impulssalven in einer Anstrahlsequenz die teil weise Behebung der Mehrdeutigkeit eingeschränkt werden kann; bei dem obigen Beispiel gewährleisten nur zwei be sondere Impulssalven (U und W) unter den drei Impulssal ven (U, V und W) eine teilweise Behebung der Mehrdeutig keit.

Fig. 22 zeigt eine Ausführungsvariante des ersten Signal kanals, worin ein Verzögerungselement 355 eine Impuls salve verzögert, um die Organisation der RAM- und ROM- Speicher zu erleichtern, die im Element 345 bzw. 350 des zweiten Signalkanals liegen. Dieses Verzögerungselement kann beispielsweise zwischen den Elementen 315 und 320 des ersten in Fig. 17 gezeigten Signalkanals eingefügt werden.

Wenn die Ausgangsdaten analysiert werden, so ist ersicht lich, daß die diffusen Echosignale durch den Detektions kanal unterdrückt werden und die Echosignale von Fest punkten oder solchen mit geringer Radialgeschwindigkeits komponente durch den Kontrollkanal gesperrt werden. Wei terhin verfügt die graphische Auswerteeinheit der Radar anlage für jedes Entfernungsfenster über eine Information zur Behebung der Mehrdeutigkeit, was eine sehr nützliche Hilfe bei der Informationssynthese darstellt.

Die durch die Erfindung geschaffenen Vorteile sind nur deutlicher ersichtlich: Die Anzahl von Datenwörtern, die abgespeichert werden müssen, ist relativ gering; die Art der dem graphischen Auswertegerät zugeführten Daten und insbesondere auch die geringe Fehlalarmquote gewährlei sten eine schnelle Initialisierung der Flugbahnen; die Quote von "Fehlflecken" ist gering.

Bei weiteren Ausführungsformen der Erfindung ist eine andere Anzahl von Impulssalven vorgesehen. Diese hängt nicht nur von dem Entfernungs/Geschwindigkeits-Meßbereich, sondern auch von anderen Radarparametern ab, insbesondere dem verwendeten Mikrowellenbereich und der Ziel-Anstrahl zeit. Die Werte der wichtigsten Konstruktionsparameter sind an die jeweilige Aufgabe des Radarsystems anzupassen. Die Architektur der Datenverarbeitungsschaltungen hängt insbesondere von der Ausbildung der Daten-Busleitungen und den verwendeten integrierten Schaltungstypen ab.

Die Erfindung ist ferner nicht auf die Anwendung bei MTD- Radarsystemen beschränkt, die eine rotierende Antenne verwenden, sondern gleichfalls anwendbar auf MTD-Radar systeme, deren Antenne mit elektronischer Verschwenkung arbeitet. Die Erfindung ist allgemein bei Radarsystemen anwendbar, bei denen Nutz-Echosignale und Störechosignale anhand ihrer Relativgeschwindigkeit unterschieden werden müssen.

Claims

1. Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes, mit einem Sender (10), der zyklisch eine Folge von Impulspaketen aus P Impulsen aussendet, die zur Vermeidung von Entfernungs mehrdeutigkeiten unterschiedlich codiert sind, und ein Iden tifikationssignal (U, V) zur Identifizierung des laufenden Impulspaketes abgibt, und mit einem Kohärentempfänger, wel cher einen Analog/Digital-Umsetzer (4) enthält, der digitale Daten (am,p) für jedes der M Entfernungsfenster abgibt, wel che innerhalb des eindeutigen Entfernungsbereiches liegen, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner in Reihenschaltung mit dem Analog/Digital-Umsetzer enthält: eine Filterbank (6) aus N Dopplerfiltern, welche die Gesamtheit des Frequenzspektrums der Echosignale überdecken, und Verarbeitungsschaltungen (7) zur Verarbeitung der digitalen Ausgangsdaten (Am,n) dieser Filterbank (6); und daß die Verarbeitungsschaltungen versehen sind mit einem an einen gemeinsamen Eingang angeschlossenen Detektionskanal, der einen Detektor (70) mit konstanter Fehl alarmquote umfaßt, welcher an eine Sperrschaltung (71) ange schlossen ist, und mit einem an den gemeinsamen Eingang ange schlossenen Kontrollkanal, welcher Rechenschaltungen (72) enthält, die für jedes der M Entfernungsfenster Daten (C₀- C_N-1) erzeugen, die an den Steuereingang der Sperrschaltung angelegt werden, um die Frequenzkurve der Doppler-Filterbank an das Amplituden-Verteilungsgesetz der Ausgangsdaten Am,n jedes Filters (F₀-F_n) mittels einer in den Rechenschaltun gen (72) enthaltenen Einrichtung (150) zur Gewinnung der Da tengröße SUP.Am,n mit dem größten Pegel sowie der Nummer (N₀.F_n) des entsprechenden Dopplerfilters anzupassen, wobei die Ausgangsdaten (Bm,n) der Sperrschaltung (71) den Echosi gnalen von bewegten Zielen wie fliegende Flugzeuge entspre chen.

2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltungen (72) des Kontrollkanals zusätzlich Mittel zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeiten der erfaßten Objekte enthalten, wobei diese Mittel zur Behebung der Mehrdeutigkeit komplexe Ausgangsdaten (m) liefern, die einerseits die Anzahl von im Verlaufe eines Meßzyklus gelie ferten Impulspaketen und andererseits das entsprechende Er gebnis der Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit ange ben.

3. Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die Doppler-Filterbank (6) die Ausgangsdaten (am,p) des Analog/Digital-Umsetzers (4) des Radarempfängers in der Frequenz überabtastet, wobei die Frequenzabstände der Dopp lerfilter (F₀-F_N-1) kleiner als die jeweiligen Durchlaßbän der dieser Dopplerfilter sind.

4. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltungen (72) des Kontrollkanals enthalten: eine an den Ausgang der Doppler-Filterbank (6) angeschlossene Einrichtung (151) zur Berechnung des Mittelwertes (µb) der thermischen Empfänger-Rauschsignale, wobei diese Gewinnungs- und Recheneinrichtungen enthalten: einen Pegelkomparator (152) mit einem ersten Eingang, welcher die Datengröße SUP.Am,n empfängt, und einem zweiten Eingang, welcher eine Schwellwert spannung (µs) empfängt, die proportional zu einer berechneten Rausch-Datengröße (µb) ist, wobei dieser Pegelkomparator (152) ein Freigabesignal (VE) für eine Torschaltung (154) liefert, deren Eingang die Nummer des Dopplerfilters emp fängt, welches die Datengröße SUP.Am,n geliefert hat, und Mittel (155, 156) zur Berechnung der Kontrolldaten (C₀-C_N-1) für die Sperrschaltung des Detektionskanals (71), wobei diese Berechnungsmittel durch das Identifikationssignal (U, V) des laufenden Impulspakets gesteuert werden.

5. Radarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltungen (155, 156), an welche die Datengrößen angelegt sind, welche die Nummer (N₀F_n) desjenigen Doppler filters angeben, das die Datengröße mit dem höchsten Pegel geliefert hat, und das Identifikationssignal (U, V) für das laufende Impulspaket angelegt ist, zusätzlich Mittel zur Be rechnung der unzweideutigen Radialgeschwindigkeit eines Echo signals enthalten, wobei diese Rechenmittel durch einen pro grammierten ROM-Speicher (350) gebildet sind, dessen Adres siersignale durch die Nummern (N₀F_n) derjenigen Dopplerfilter gebildet sind, welche eine Datengröße SUP.Am,n mit dem höch sten Pegel im Verlauf von aufeinanderfolgenden Impulspaketen geliefert haben.

6. Radarsystem zur Überwachung des Luftraumes, mit einem Sen der (10), der zyklisch eine Folge von Kohärentimpulspaketen aussendet, die keine Entfernungsmehrdeutigkeit aufweisen, und ein Identifikationssignal (U, V, W) zur Identifizierung des laufenden Impulspakets abgibt, und mit einem Kohärentempfän ger, welcher einen Analog/Digital-Umsetzer (4) enthält, der digitale Daten (am,n) für jedes der M Entfernungsfenster lie fert, die innerhalb des eindeutigen Entfernungsbereiches lie gen, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt: eine Doppler-Fil terbank (6), welche Datengrößen (Am,n) auf einen Ausgangsbus (100) gibt und an den Analog/Digital-Umsetzer des Empfängers angeschlossen ist; eine Kompressionseinrichtung (300) zur Kompression der Amplitudendynamik der Ausgangssignale der Doppler-Filterbank; Mittel (305) zur Gewinnung der Datengröße SUP.Am,n mit dem höchsten Pegel und der Nummer (N₀.F_n) des entsprechenden Dopplerfilters, wobei diese Gewinnungsmittel einen eindirektionalen Eingangsdatenbus (101), der mit dem Ausgangsbus (100) verbunden ist, sowie einen eindirektionalen Ausgangsdatenbus (102) umfassen, der mit dem Ausgangsbus (110) der Kompressionseinrichtung (305) verbunden ist; und eine an diesen Ausgangsbus (110) angeschlossene Recheneinrichtung (310) zur Berechnung des Mittelwertes (µb) der thermischen Empfän ger-Rauschsignale; und daß es zwei an diesen Ausgangsbus (110) angeschlossene Signalkanäle enthält, nämlich: einen Detek tionskanal, welcher die den Punktechosignalen entsprechenden Daten auf einem Ausgangsbus (120) abgibt, und einen Kontroll kanal, dessen Ausgang mit diesem Ausgangsbus des Detektions kanals verbunden ist und der Kontrollsignale (C₀-C_N-1) lie fert, die es ermöglichen, das Frequenzverhalten jedes der N Dopplerfilter anzupassen, sowie Meßdaten abgibt, die einer seits die Anzahl von im Verlaufe eines Meßzyklus erfaßten Impulspaketen angeben und andererseits eine entsprechende Meßgröße zur Behebung der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit an geben.

7. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompressionseinrichtung (300) für die Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank (6) durch einen Linear/Logarithmisch-Um setzer gebildet ist.

8. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektionskanal eine Verzögerungsschaltung (315), die um ein Entfernungsfenster verzögert, und einen Detektor mit kon stanter Fehlalarmquote (320) sowie eine Schwellwertdetektor schaltung (325) enthält.

9. Radarsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (315), die in dem Detektionskanal angeordnet ist, durch einen Speicher vom Typ LIFO gebildet ist.

10. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine komplementäre Verzögerungsschaltung (355) in dem Detektionskanal angeordnet ist.