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Sperrwandler-Schaltnetzteil mit einem vor Überspannungen
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geschützten Schalttransistor.
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Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff des
Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung wird in der älteren, noch nicht
veröffentlichten Patentanmeldung P 3442960.5 beschrieben.
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Am Schalttransistor einer typischen Sperrwandlerschaltung fällt im
eingeschwungenen Zustand eine Spannung von maximal 650V ab; es ist dies die Spannung
in der Sperrphase.
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Während des Abschaltens erzeugt dagegen die in den Streuinduktivitäten
gespeicherte Energie eine Spannungsspitze, die theoretisch unendlich groß ist und
in der Praxis die erwähnte Sperrspannung erheblich übersteigt. Vor diesem Uberschwinger
muß man den Schalter schützen, und zwar vor allem dann, wenn es sich um einen MOS-Transistor
handelt.
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Bei diesem Transistortyp steigen nämlich - unter der Voraussetzung
vergleiMbarer Chipfläche und damit ähnlich hohen Herstellkosten - Einschaltwiderstand
und Durchlaßverluste mit der Spnnnungsfestigkeit.
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Zur Reduzierung der Abschaltspannungen hat man sich bisher damit beholfen,
parallel zum Schalttransistor eine Gruppe zu schalten, die entweder aus einem Kondensator
(Patentanmeldung P 3442960.5) oder aus einem RC-Glied mit einer Diode parallel zum
Widerstand (ältere, noch nicht veröffentlichte Patentanmeldung P 3405833.8) besteht.
Die mit diesen Maßnahmen erzielten Ergebnisse sind allerdings nicht in jedem Fall
akzeptabel, und zwar vor allem deshalb, weil man mit dem C-Wert des Kondensators
einen Kompromiß zwischen einander widersprechenden Anforderungen finden muß: Mit
zunehmender Kapazität nimmt einerseits die Dämpfwirkung auf den Überschwinger zu;
andererseits steigen die Transistorverluste
im Einschaltmoment,
weil der auf die Sperrspannung aufgeladene Kondensator mehr Energie speichert.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Schaltnetzteil der
eingangs genannten Art eine Schutzschaltung zu entwickeln, die den Einsatz von Schalttransistoren
mit einer relativ geringen Spannungsfestigkeit zuläßt, dabei geringe Einschaltverluste
im Transistor verursacht und im übrigen keinen sonderlichen Bauelementeaufwand verlangt.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltung mit den Merkmalen
des Patentanspruchs 1 gelöst.
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Die vorgeschlagene Schaltungsmaßnahme, die zusammen mit den Streuinduktivitäten
des Transformators wie ein asymmetrisch gedämpfter LC-Reihenresonanzkreis wirkt,
arbeitet folgendermaßen: Beim Abschalten des Schalttransistors werden ihre beiden
Kondensatoren, die zusammen einen durchaus hohen C-Wert haben dürfen, rasch aufgeladen,
zumal der Dämpfungswiderstand im Primärkreis durch eine Diode überbrückt wird. Dementsprechend
niedrig ist der Spitzenwert der Abschaltspannung. Beim Einschalten entläd sich der
primärseitige Kondensator direkt über den parallel liegenden Schalt'transistor.
Dieser Vorgang verursacht Transistorverluste. Auch der Entladestrom des sekundärseitigen
Kondensators fließt über den Schalter, liefert aber keine nennenswerten Verlustbeiträge:
Die Spannung fällt überwiegend an den in Reihe liegenden Streuinduktivitäten und
dem Dämpfungswiderstand ab, wobei vor allem der induktive Anteil keine Verluste
erzeugt.
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Insofern wird der Transistor in der Einschaltphase nur mäßig belastet.
Dabei bleibt - aufgrund des Dämpfungswiderstandes - der Einschaltstrom im Primärkreis
unter einem Wert, der den Transformator in die Sättigung treiben könnte. Alle diese
Eigenschaften lassen sich mit relativ wenigen, preiswerten Bauelementen realisieren;
so kann der hochspannungsfeste Kondensator auf der Primärseite einen C-Wert <1nF
haben und läßt sich auf der
Sekundärseite ein MET-Kondensator mit
relativ geringer Spannungsfestigkeit verwenden.
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Messungen haben gezeigt, daß man dann, wenn man eine herkömmliche
Schutzschaltung in der hier vorgeschlagenen Weise umgestaltet, die Abschaltspannung
um weit mehr als 100V senken kann, ohne höhere Einschaltverluste in Kauf nehmen
zu müssen. Diese bemerkenswerten Resultate ermöglichen es, ein Netzteil auch dann
mit einem MOS-Sialttransistor zu bestücken, wenn es für einen erweiterten Netzspannungsbereich
vorgesehen ist.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind
Gegenstand zusätzlicher Ansprüche.
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Der Lösungsvorschlag soll nun anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung näher erläutert werden.
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Die Figur zeigt die Schaltung eines freischwingenden Sperrwandler-Schaltnetzteils,
das eine Videokamera versorgen soll und für Netz spannungen zwischen 90V und 265V
ausgelegt ist. ,Die Schaltungsanordnung enthält einen Transformator Tr, der die
Last galvanisch vom Netz trennt, einen Schalttransistor T1 und eine integrierte
Schaltung IS zur Steuerung, Regelung und Uberwachung des Schalters.
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Die gesamte Schaltung wird an Klemmen Kl1 und Kl 2 an eine (nicht
dargestellte) Netzspannungsquelle angeschlossen. Die Eingangsspannung wird über
ein Entstörfilter (Querkondensator C1, Längsdrosseln L1 und L2) geschickt, in einer
Gleichrichter-Brückenschaltung G1 gleichgerichtet, in einem Elektrolytkondensator
C2 geglättet und an eine primärseitige Wicklung W1 des Transformators geführt. In
diesem Kreis sind der positive Ausgang von G1 über eine Sicherung S mit dem einen
Wick-
lungsende von W1 (Stift 2) und der negative, geerdete Ausgang
von G1 über die Source-Drain-Strecke des Schalttransistors mit dem anderen Wicklungsende
(Stift 1) der Primärwicklung verbunden. Die Source-Elektrode von T1 liegt außerdem
an einem IS-Anschluß (Masseanschluß A6); die Gate-Elektrode des Schalters kontaktiert
über einen Koppelkondensator C3 einen weiteren Anschluß (Gleichspannungsausgang
A ) und ist außerdem über einen Widerstand R1 und eine dazu parallele Diode G2 mit
A6 verbunden. Anschluß 7 steht außerdem über einen Widerstand R2 und eine nachgeschaltete
Drossel L3 mit einem weiteren IS-Anschluß (Impulsausgang A8 zur Transistoransteuerung)
in Verbindung.
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An einem weiteren Eingang (Pin 2) empfängt die integrierte Schaltung
- über zwei Serienwiderstände R3, R4 -ein Wechselspannungssignal, das einem Wicklungsende
5 einer Rückkoppelspule W2 entnommen wird. Das andere Ende dieser Wicklung (Stift
6) kontaktiert den Masseanschluß A6 sowie über ein RC-Glied (R5C5) den Referenzspannungsausgang
der integrierten Schaltung (A1). Quer zu C5 liegt ein weiteres RC-Glied ( C6), dessen
Mittenpunkt über einen Widerstand R6 auf einen weiteren IS-Eingang A3 geführt ist,
A3, an dem der Ansteuerbaustein Signale für seinen Regelverstärker, die Überlastidentifikation
und den Standby-Betrieb erhält, ist über einen Kondensator C7 mit A2 gekoppelt.
Um Störschwingungen des Schalttransistors von A2 fernzuhalten, liegt quer zur Wicklung
W2, und zwar mit einem Abgriff zwischen R3 und R4 ein LC-Serienschwingkreis (C4
L4).
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Ein weiterer IS-Anschluß (Kollektorstrombildner A4) kontaktiert über
einen Widerstand R8 das Ende 2 der Primärwicklung W1 und über einen Kondensator
C13 den Masseanschluß A6. A6 ist außerdem über einen Spannungsteiler (Rg R1o) mit
Stift 2 verbunden; der Mittenpunkt dieser Widerstandskette führt auf einen IS-Eingang
A5, der den
Anschluß A8 bei Unterschreiten eines bestimmten Spannungswertes
sperrt.
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Uber eine dritte Transformatorwicklung (Versorgungswicklung W3) auf
der Netzseite wird die integrierte Schaltung mit Energie versorgt. Das eine Wicklungsende
(Punkt 4) liegt am Masseanschluß A6, und das andere, mit dem Bezugßzeichen 3 versehene
Ende von W3 ist über eine Diode G3 und einen Pufferkondensator C17 auf den Versorgungseingang
Ag der integrierten Schaltung geführt. W3 ist so gewählt, daß sie eine der Ausgangsspannung
folgende Gleichspannung liefert. Diese Spannung ist im gesamten Eingangsspannungsbereich
nahezu konstant, baut sich jedoch nach dem Einschalten des Geräts nur relativ langsam
auf.
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Um die Anlaufphase abzukürzen, ist Ag einerseits über einen Halbleiter
PTC und einen Widerstand R11 auf einen der beiden G1-Eingänge geführt und über einen
Transistor T2 und eine Diode G6 mit dem Stift 5 der Rückkoppelspule verbunden. Der
Kaltleiter läd in der Anlaufphase C17 auf die Versorgungsspannung auf; unterstützend
schaltet T2 eine gleichgerichtete, aus der ungeregelten Phase der Spule W3 gewonnene
Spannung an Ag. Nach dem Hochlaufen des Netzteils schaltet sich T2, dessen Basis
über eine Zenerdiode Z und ein dazu paralleles RC-Glied (R12C8) an A6 gelegt ist
und dessen Kollektor auf dem Potential des Mittenpunktes des RC-Gliedes gehalten
wird, wieder ab.
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Lastseitig enthält der Transformator Tr eine Sekundärwicklung W4.
Ein Ende (Stift 8) dieser Wicklung ist geerdet und außerdem über einen Kondensator
C9 mit A6 verbunden. Das andere Wicklungsende (Stift 9) führt über eine Diode G4,
drei quergeschaltete Ladekondensatoren C10, C11 und C12 sowie eine zwischen C11
und C12 eingefügte Drossel L5 auf eine Ausgangsklemme Kl3, der eine geregelte Gleichspannung
von 9V entnommen werden kann.
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Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt über einen Optokoppler OK,
dessen Empfängertransistor einerseits mit A6 verbunden ist und andererseits auf
den Verbindungspunkt zwischen C6 und R6 führt. Die Sendediode von OK kontaktiert
einerseits das klemmenseitige Ende von L5 und andererseits - über einen Serienwiderstand
R18 und eine als Regelverstärker V fungierende Zenerdiode - das geerdete Wicklungsende
8. Der Regelverstärker empfängt über eine WiderstandSkette R13R14, die ebenfalls
an den L5-Ausgang angeschlossen ist, seine Regelgröße. Der Regelpunkt läßt sich
dabei über ein Potentiometer (R15, R16, R17), das zwischen dem L5-Ausgang und Masse
liegt, einstellen. Das Potentiometer ist zwischen R15 und R16 direkt mit dem Regeleingang
von V und über einen Kondensator C14 mit dem Mittenpunkt von R13R14 sowie dem Regelverstärkerausgang
verbunden.
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Um den Schalttransistor vor Uberspannungen zu schützen und die Verluste
im Einschaltmoment relativ gering zu halten, ist eine Schutzschaltung aus zwei Rückschlagkondensatoren
C15, C16, einem Dämpfungswiderstand R19 und einer Diode G5 vorgesehen. C15 liegt
parallel zur Source-Drain-Strecke von T1, während C16 parallel zu W4 geschaltet
ist. R19 befindet sich zwischen T1 und Stift 1 der ersten Primärwicklung und wird
durch G5 überbrückt.
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Die Schutzschaltung dämpft die Uberschwinger bei höheren Eingangsspannungen
stärker als bei niedrigen, mit dem Effekt, daß der Absolutwert der Abschaltspannung
nur relativ wenig von der Netzspannung abhängt. Der genaue Verlauf dieser Kurve
wird maßgeblich davon beeinflußt, bei welcher Netzspannung der vor allem von den
Streuindukti-
vitäten und dem sekundärseitigen Rückschlagkondensator
gebildete LC-Reihenschwingkreis in Resonanz gerät. Insofern läßt sich in vielen
Fällen die Uberschwingercharakteristik durch Abstimmung der Resonanzfrequenz noch
weiter verbessern; in der Regel sollte der Schwingkreis bei einem Spannungswert
in der'oberen Hälfte des möglichen Spannungsbereiches in Resonanz sein.
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Für weitere Schaltungseinzelheiten wird auf die beiden zitierten Patentanmeldungen
verwiesen. Die Steuereinheit wird darüber hinaus in dem Siemens-Datenbuch "Integrierte
Schaltungen für industrielle Anwendungen, Ausgabe 1985/86, detaillierter beschrieben.
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Die Bauelemente der geschilderten Schaltung sind folgendermaßen dimensioniert:
R1 1,5 kQ cl 0,33rF R2 2,2 # C2 100 F/385V R3 680 # c3 100 F/16V R4 10 Q c4 5,6
nF R5 470 # c5 220rF/6,3V 'R6 1 kQ C6 0,47F R7 220 # C7 100 pF R8 240 kQ c8 1 1
Rg 270 k# C9 3,3 nF R10 6,8 kQ c1o 470rF/16V R11 2,7 k# 1000 µF/25V R12 5,1 kQ C12
1000 µF/25V R13 3,3 k# C13 5,6 nF R14 680 # C14 0,1 R15 470 # C15 390 pF R16 1 kQ
C16 88 nF R17 1,2 kQ C17 100 fF/25V R18 3,3 kQ
L1 39 mH G1 4 x1
N4007 PCT J29 L2 39 mH G2 1 N4007 S 1,25A L3 0,6µH G3 0,6µH G3 3Y 360 T1 BUZ BOA
L4 22 rH G4 BYW 29 - 150 T2 BC 639 L5 140 µH G5 BYW 32 OK CNY 17 F 1 V TL 431 G6
BY 360 Z BZX 83/C9 V1 3 Patentansprüche 1 Figur