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Verfahren zur hybriden adaptiven Entzerrung hochrati ger digitaler
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Übertragungssysteme unter Verwendung eines Bitmusterdetektors Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur hybriden adaptiven Entzerrung hochratiger
digitaler Übertragungssysteme, wobei das Einstelikriterjum für den Entzerrer durch
die Auswertung wählbarer Bitmuster erfolgt. Da in stochastischen Signalen jede beliebige
Bitkombination mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit vorkommt, muß das gewünschte
Bitmuster nicht in die Datenübertragung eingeblendet werden. Vielmehr muß eine Schaltung
dafür sorgen, daß online wählbare Bitfolgen erkannt werden.
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Mit dem vorgegebenen Verfahren soll einerseits eine adaptive Entzerrung
bei hochratigen digitalen Übertragungssystemen (Größenordnung: einige Hundert MBit/s
bis GBit/s) ermöglicht werden, anderseits stellt es eine Möglichkeit dar, während
der Datenübertragung (d.h. online) den Signal-/ Störabstand zu messen. Ermöglicht
wird die Entzerrung derart hochratiger Übertragungskanäle dadurch, daß das Empfangssignal
nicht kontinuierlich ausgewertet werden muß, sondern eine Auswertung nur dann zu
erfolgen hat, wenn von einer Bitmusterdetektionsschaltung ein Freigabesignal gegeben
wird. Die Bestimmung der Filterkoeffizienten erfolgt hybrid, d.h. sie werden in
einem Rechner aus den Abtastwerten des analogen Empfangssignales abgeleitet.
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Bei den bekannten Verfahren zur adaptiven Entzerrung gibt es zwei
prinzipiell unterschiedliche Kriterien für die Einstellung der Filterkoeffizienten
cp und damit des Einzelimpulses gd(t) (a) Minimierung des mittleren quadratischen
Fehlers: Forderung:
Hierbei ist vorausgesetzt, daß bei der Entscheidung kein Symbol fehler aufgetreten
ist, so daß das entschiedene Signal y(t) bis auf eine Laufzeit mit dem Sendesignal
identisch ist (d(t): Entscheidereingangssignal).
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(b) Minimierung des Impulsnebensprechens (zero forcing) Hierbei werden
die Filterkoeffizienten cM so eingestellt, daß das
Detektionssignal
d(t) zum Abtastzeitpunkt einen möglichst großen Abstand zu den benachbarten Entscheiderschwellen
aufweist. Für ein Binärsignal ergibt sich daraus folgende Forderung:
v : Vorläufer Tg: Entscheidungszeitpunkt n : Nachläufer Diese Bedingung fordert
stets eine maximale Augenöffnung a am Entscheidereingang. Erfüllt wird diese Forderung
durch ein Nyquistsystem, d.h.
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gd(TD+T) = = O für vi 0.
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Der erforderliche Rechenaufwand pro Abtastwert ist bei einer Minimierung
nach a) recht hoch, was eine Einschränkung in der erreichbaren Bitrate bedingt.
Bekannte Ubertragungsversuche gehen bis zu einer Bitrate von 10 Mbit/s. Außerdem
ist zu berücksichtigen, daß eine Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers
nicht immer zu einer Minimierung der (mittleren) Fehlerwahrscheinlichkeit führt.
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Die Minimierung des Impulsnebensprechens ist aufwandsgünstiger. Aus
der Literatur ist z.B. ein Quaternärsystem mit 200 MBaud bekannt. Theoretische Optimierungen
haben allerdings gezeigt, daß das daraus folgende Nyquistsystem nicht in allen Fällen
das optimale System darstellt. Speziell bei Binärsystemen mit quantisierter Rückkopplung
(QR) ist mit einem impulsnebensprechbehafteten System gegenüber einem Nyquistsystem
ein Störabstandsgewinn zu erzielen.
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Literatur: Rupprecht, W.: A Hybrid Adaptive Equalizer System for
High Speed Digital Transmission. 1980 IEEE International Symposium on Circuits and
Systems Proceedings, Houston/Texas, 1980 S. 580-584.
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Arai, M.; Mochida, Y.; Ogawa, T.; Takagi, K.: An Automatic Equalizer
for 400 Mb/s 4-Level Hybrid Transmission System. IEEE International Conference on
Circuits and Computers, Toronto 1978, Bd. 3, S. 49.5.1.-49.5.5.
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Marko, H.; Tröndle, K.; Söder, G.: Vergleich optimaler, binärer und
mehrstufiger Regenerativverstärkersysteme mit quantisierter Rückkopplung und unsymmetrischer
Impulsform. NTZ 30(1977)4 S. 316-327.
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Im Gegensatz zu den oben genannten Verfahren, bei denen die Abtastwerte
des Signals d(t) kontinuierlich ausgewertet werden, basiert die Erfindung auf einer
Bitmusterdetektion und einer Messung des Rauscheffektivwertes.
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Auf diese Weise ist auch eine online-Messung des Signal-/Störabstandes
(S/N) möglich. Im folgenden wird für das Bitmuster beispielhaft ein Einzelimpuls
(Bitmuster "0001000") verwendet. Die Detektion des Einzel im pules gd(t) erfolgt
aus dem anliegenden stochastischen Datensignal, d.h.
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das Einblenden von Testmustern ist nicht erforderlich. (Bei der Übertragung
deterministischer Signale, z.B. die Folge ...101010..., kann die Bitmusterdetektion
auch auf die entsprechenden Folgen eingestellt werden.) Da die mittlere Fehlerwahrscheinlichkeit
aus der Einzelimpulsform gd(t) und dem Rauscheffektivwert g berechnet werden kann,
ist eine laufende Anpassung an das theoretische (hinsichtlich Fehlerwahrscheinlichkeit)
optimale System erreichbar. Dies gilt insbesondere für die Fälle, bei denen ein
Nyquistsystem nicht das Optimum darstellt, z.B. für Binärsysteme mit quantisierter
Rückkopplung (QR).
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Gleichzeitig kann bei der hier beschriebenen Einzelimpulsauswertung
die QR an die jeweilige Einzelimpulsform angepaßt werden, bzw. der Einzelimpuls
an die fest eingestellten Parameter des QR-Netzwerkes.
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Das Prinzip der vorliegenden Erfindung beruht darauf, daß die analogen
Abtastwerte eines Einzelimpules gd(t) abgespeichert und mit Hilfe eines Rechners
(z.B. eines Mikroprozessors) ausgewertet werden. Da sich Kanaleigenschaften im allgemeinen
nur langsam ändern, ist eine sehr viel langsamere Auswertung, verglichen mit der
Bitdauer T, ausreichend. Die obere Grenze für die Bitrate ist deshalb durch die
Zeitdauer bestimmt, die für die Analogwerterfassung notwendig ist. Es wird eine
Möglichkeit aufgezeigt, bei der die Analog-Digital-Wandlung auf einen iterativen
Schwellenvergleich zurückgeführt wird, wobei die Schwelleneinstellung über langsame
Digital-Analog-Wandler erfolgt.
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Die folgenden Zeichnungen sollen die erfindungsgemäße Anordnung verdeutlichen:
Fig. 1 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines Digitalempfängers mit adaptiver
Entzerrung, Fig. 2 zeigt das Prinzip der vorliegenden Erfindung, Fig. 3 zeigt das
Blockschaltbild der Bitmusterdetektion, Fig. 4 zeigt einen Realisierungsvorschlag
für die Bitmusterdetektion, Fig. 5 zeigt einen Realisierungsvorschlag für die Analogwerterfassung.
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In Fig. 1 stellt (1) den Empfangsverstärker mit einstellbarer Verstärkung
V und dem Eingangssignal e(t) dar, (2) den adaptiven Entzerrer mit den variablen
Koeffizienten c, und (3) den Entscheider (wahlweise mit oder ohne quantisierter
Rückkopplung). Das Eingangssignal des Entscheiders sei d(t), das Ausgangssignal
ist y(t). (4) bezeichnet die Taktwiedergewinnung. Die für die Ermittlung der Koeffizienten
cv und der Verstärkung V notwendige Auswertung des Empfangssignales erfolgt im Block
Auswerte-Logik (5). Die für die Auswertung notwendigen Eingangssignale sind das
Entscheidereingangssignal d(t) und dessen Ausgangssignal y(t). Außerdem ist eine
Taktung mit dem Systemtakt erforderlich. (6) stellt die Einstell-Logik dar, in der
die Koeffizienten c, und die Verstärkung V aus der Information von der Auswerte-Logik
(5) ermittelt und der Empfangsverstärker (1) und der adaptive Entzerrer (2) entsprechend
eingestellt oder nachgeführt werden.
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In Fig. 2 stellt (3) den Entscheider und (5) die Auswerte-Logik aus
Fig.
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1 dar. Die Auswerte-Logik wird aufgegliedert in die Blöcke Bitmusterdetektion
(7) (Beschreibung siehe Fig. 3 und Fig. 4), Analogwerterfassung (8) (Beschreibung
siehe Fig. 5) und Rechner (10). Die Verzögerungszeit (9) ist entsprechend der Signal
laufzeit im Entscheider und in der Bitmusterdetektion zu wählen (siehe Beschreibung
zu Fig. 3). Auf das Einzeichnen des Taktes wurde hier verzichtet.
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Fig. 3 zeigt die Bitmusterdetektion (7) aus Fig. 2. Dabei stellt (10)
wieder den Rechner , (11) eine Vergleicherschaltung und (12) ein Schieberegister
S dar. Über die Ausgangsleitung (13) wird der Analogwerterfassung angezeigt, daß
die Vergleicherschaltung Übereinstimmung festgestellt
hat. Die
Einzelimpuls- sowie die Rauschmessung wird durch die Bitmusterdetektion ausgelöst,
vgl. Fig. 2. Dabei wird ausgenutzt, daß am Entscheiderausgang auch die entschiedenen
Symbole, d.h das Signal y(t) zur Verfügung stehen. Diese Symbole werden für einen
Vergleich in einem Schieberegister S mit 2N+1 Speicherzellen zwischengespeichert,
wobei ein Analogwert dann weder von Vor- noch von Nachläufern benachbarter Symbole
überlagert ist, wenn gilt, vgl. Fig. 3: N = max(v,n) v: Anzahl der relevanten Vorläufer
n: Anzahl der relevanten Nachläufer Das Analogsignal d(t), dessen Amplitudenwerte
ermittelt und abgespeichert werden sollen, muß entsprechend der Reaktionszeit der
Bitmusterdetektion und der Verzögerungszeit TE des Signals im Entscheider um die
Laufzeit # = (N+1)T + TE + TD verzögert werden. Hierbei ist TD der Detektionszeitpunkt.
Wird bei der Bitmusterdetektion Übereinstimmung zwischen der im Schieberegister
S abgelegten Symbolfolge und einem vom Rechner (Mikroprozessor) einstellbaren Muster
festgestellt, so wird der Analogwert d(t+T) erfaßt, digitalisiert und im Rechner
abgespeichert. Ändert man das Bitmuster für den nächsten Vergleich softwaremäßig,
so können sequentiell die Analogwerte zu den Abtastzeitpunkten aufgenommen werden.
Ein Beispiel soll dies verdeutlichen: Impuls mit 2 Vor- und 3 Nachläufern
| anzul egendes |
| Vergleichsmuster d(t+T) = Bemerkungen |
| o 0 0 1 0 0 0 9d(TD) + n(TD) Hauptwert |
| 0 0 1 0 0 0 O gd(TD-T) + n(TD) 1. Vorläufer |
| 0 1 0 0 0 0 O gd(TD-2T) + n(TD) 2. Vorläufer |
| 0 0 0 0 1 0 0 gd(TD+T) + n(TD) 1. Nachläufer |
| 0 0 0 0 0 1 0 g(T+2T) + n(TD) 2. Nachläufer |
| 000000 1 9d(TD+3T) + n(TD) 3. Nachläufer |
| 0 0 0 0 0 0 O n(TD) Rauschmomentanwert |
Mit den im Rechner gespeicher Abtastwerten gd(TD+PT) mit -v L,yrn
und dem Rauscheffektivwert 6=n(T ) können die Filterkoeffizienten cv für eine optimale
Signalformung berechnet werden. Durch die Abspeicherung mehrerer Abtastwerte desselben
Abtastzeitpunktes und Mittelung über diese kann der Einfluß von Störspitzen verringert
werden. Dabei ist von Vorteil, daß die einzelnen Störanteile für die Messung eines
Einzelimpulsabtastwertes gd(TD+PT) unkorreliert sind. Dies ist deshalb gewährleistet,
da die einzelnen Proben, die für die Mittelung herangezogen werden, im Vergleich
zur Bitdauer zeitlich sehr weit auseinanderliegen.
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Bei dem hier beschriebenen Verfahren erfolgt die Analogwerterfassung
der einzelnen Abtastwerte nicht im Bitabstand T, was einen extremen Realisierungsaufwand
bedeuten würde (Analogschieberegister mit Anzapfungen im zeitlichen Abstand T).
Vielmehr werden hier die Schwierigkeiten durch Mehrfachmessungen zu weit auseinanderliegenden
Zeitpunkten umgangen.
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Mit Fig. 4 wird eine Möglichkeit der Realisierung für die Bitmustererkennung
aus Fig. 3 angegeben. Sie besteht im wesentlichen aus einem Schieberegister S (12)
und einem Logiknetzwerk (15). In diesem Beispiel besteht das Schieberegister aus
2N+1 = 7 Speicherzellen, womit maximal 3 Vor- und 3 Nachläufer berücksichtigt werden
können. Die Einstellung des Vergleichsmusters geschieht über einen 7 Bit breiten
Datenbus (14) vom Rechner (10) her, der Vergleich selbst durch ein Logiknetzwerk
(15) aus 7 Äquivalenzverknüpfungen und einer UND-Verknüpfung. Zur Impulsformung
und Taktung wird der Ausgang des UND-Gatters noch über ein D-Flip-Flop geführt.
Diese Schaltung gibt genau dann einen Freigabeimpuls (13) an die Analqgwerterfassung
ab, wenn die Bitmuster im Schieberegister und auf dem Datenbus übereinstimmen. Mit
dieser Anordnung kann softwaremäßig jede beliebige Bitkombination für einen Vergleich
eingestellt werden.
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In Fig. 5 stellen (16) 3 Differenzverstärker mit vom Rechner (10)
über D/A-Wandler einstellbaren Schwellen (17,18,19) dar, mit denen das Eingangssignal
d(t+r) verglichen wird. Das Ergebnis des Vergleichs wird dann vom Rechner übernommen,
wenn ein Freigabesignal (13) von der Bitmusterdetektion gegeben wurde. Für den binären
Code von xlxO an den Leitungen (20) und (21) gilt folgende Zuordnung bzgl. des zu
bestimmenden Eingangssignals d(t+f):
| Lage des Signales d(t+f) bezgl. |
| x1 x0 der einstellbaren Schwellen |
| 0 0 d(t+T)<Su |
| O 1 Su < d(t+#)< Sm So So-Su = (17) |
| 1 1 sm < d(t+#) < so mit sm = 2 = (18) |
| 1 0 so < d(t+#) su = (19) |
Für die Bestimmumg eines Analogwertes werden die Schwellen für den 1.
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Vergleich so eingestellt, daß mit den 3 Schwellen der maximal einstellbare
Wertebereich in 4 gleichgroße Bereiche unterteilt wird. Vor dem 2.
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Vergleich, d.h. wenn von der Bitmusterdetektion das nächste Mal ein
Freigabeimpuls gegeben wird, wird der Bereich, in dem das Signal d(t+f) beim vorherigen
Vergleich detektiert wurde, erneut in 4 gleichgroße Bereiche unterteilt. Somit ergibt
sich nach k Iterationen ein maximaler Quantisierungsfehler 6 von 2 (2k+l) des maximalen
Einstellbereiches der Schwellen, d.h. daß bereits nach 2 Vergleichen der Quantisierungsfehler6
nur mehr 1/32 des maximalen Variationsbereichs der Schwellen beträgt.
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Geht man davon aus, daß in den meisten Fällen von vorneherein eine
Eingrenzung der zu bestimmenden Amplitudenwerte aufgrund näherungsweise bekannter
Kanaleigenschaften getroffen werden kann, so ist nach zweimaliger Abtastung eine
genügend genaue Analogwertbestimmung erreicht.
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Zu bemerken ist noch, daß die Schwellen so, 5u und sm vom Rechner
über Digital-Analog-Wandler (langsam) einstellbar sind.
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