DE3447284C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Gegenstand nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein solcher Funkempfänger ist aus der US 41 26 828 bekannt. Bei dem bekannten Funkempfänger erfolgt die Erzeugung eines Steuersignals zur Beseitigung von Interferenzstörungen durch einen Vergleich zwischen dem gleichgerichteten Ausgangssignal des Steuerteils und einem gleichgerichteten Zwischenfrequenzsignal des Empfängers. Diese Schaltung hat den Nachteil, daß starke Nutzsignale oder Störsignale, die noch nicht zu störenden Intermodulationen führen, keine Signalabschwächung auslösen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Funkempfänger gemäß dem Oberbegriff des vorliegenden Anspruchs 1 anzugeben, der einfacher aufgebaut ist als der Funkempfänger der US 41 26 828 und dessen Nachteile nicht aufweist, bei dem eine Steuerung erfolgt, die bereits bei erhöhten Nutzsignalen und bei reduzierten Störsignalen einsetzt, und bei dem Übersteuerungen sicher vermieden werden. Diese Aufgabe wird durch einen Funkempfänger mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Bei Funkempfängern tritt bekanntlich das Problem auf, daß ein Signalspektrum vom Empfänger verarbeitet werden muß, dessen Spektralkomponenten Pegelunterschiede bis zu 120 dB aufweisen können. Dabei kommt es durch pegelstarke Signalkomponenten meist zu Interferenzstörungen, wie z. B. Mehrfachempfang durch Oberwellenmischung und Intermodulation. Solche Störungen werden bekanntlich durch die signalbedingte Ansteuerung der nichtlinearen, im Signalweg befindlichen Bauelemente verursacht.

Besonders kritisch sind die Intermodulationsstörungen, weil sie bereits bei relativ niedrigem Störsignalpegel auftreten können. Intermodulationsstörungen sind Störungen, die von mindestens zwei Störsignalen verursacht werden und die dann störend in Erscheinung treten, wenn die Frequenzen von z. B. zwei Störsignalen mit den Frequenzen f_s1 bzw. f_s2 eine derartige Konstellation zueinander haben, daß eine der beiden Bedingungen

2f_s1-f_s2 = f_e oder 2f_s2-f_s1 = f_e

erfüllt ist. Dabei ist f_e die Frequenz des Nutzsignals bzw. die eingestellte Empfangsfrequenz.

In diesem Falle kann auf der Nutzfrequenz ein "scheinbares" Nutzsignal empfangen werden, das - im Falle zweiter Störsignale - typischerweise den Modulationsinhalt beider Störsignale enthält. Eine solche Empfangssituation wird dann meist vom Benutzer, z. B. vom Rundfunkhörer, als fehlende Trennschärfe des Empfängers interpretiert. Eine andere Störwirkung der Intermodulation ist die Interferenzbildung mit einem schwächeren Nutzsignal, was z. B. ohne Intermodulation oder bei geringer Intermodulation befriedigend zu empfangen wäre. Die Gefahr der Störwirkung von pegelstarken Signalkomponenten am Empfängereingang steigt im allgemeinen überproportional mit der Anzahl pegelstarker Signalkomponenten und mit deren Pegel. Intermodulationsstörungen in einem Funkempfänger werden meist in den Empfängerstufen vor der Kanalselektion, also in der Empfängervorstufe (Hf) oder in der Mischstufe gebildet. Bauelemente, die solche Störungen verursachen, sind z. B. bipolare Transistoren, Feldeffekttransistoren und Dioden; auch Abstimmdioden zählen zu den intermodulationsbildenden Bauelementen.

Das Intermodulationsverhalten eines Funkempfängers wird in der Fachliteratur durch den sogenannten Interceptpunkt charakterisiert. Gemeint ist der Interceptpunkt dritter Ordnung. Der Interceptpunkt ergibt sich aus dem Diagramm der Fig. 1. In diesem Diagramm ist auf der Abszisse der Pegel des Nutzsignals P_e sowie die Pegel P_s1 und P_s2 der beiden die Intermodulation verursachenden Störsignale und auf der Ordinate als Beispiel der Zwischenfrequenzsignalpegel P_zf am Ausgang der Empfängermischstufe aufgetragen. Die Kurve 1 zeigt den Ausgangssignalpegel P_zf in Abhängigkeit vom Nutzsignal P_e. Die Kurve 2 beschreibt die Abhängigkeit des Ausgangspegels P_zf von Störsignalpegeln P_s1 und P_s2, die die Intermodulation (3. Ordnung) verursachen. Für die Darstellung der Abhängigkeit ist angenommen, daß beide Achsen der Fig. 1 logarithmische Teilung haben, daß weiterhin die beiden Störsignalpegel gleich groß sind und daß außerdem keine Verstärkungsregelung im Signalweg erfolgt. Ferner sei angenommen, daß als kleinster Nutzsignalpegel im Diagramm (Nullpunkt der Abszisse) derjenige Pegel betrachtet wird, bei dem ein Signal/ Stör-Verhältnis von 30 dB am Empfängerausgang, bezogen auf eine vorgegebene Nutzsignalmodulation, entsteht. Der Schnittpunkt der beiden Kurventangenten ergibt einen fiktiven Punkt im Diagramm, den sogenannten Interceptpunkt, der einen bestimmten Eingangspegel, dem fiktiven Pegel der die Intermodulation bildenden Störsignale und einem bestimmten fiktiven ZF-Ausgangspegel zugeordnet ist. Typischerweise unterscheiden sich die Steigungen der beiden Kurventangenten um den Faktor 3. Im allgemeinen wird bei Funkempfängern die Angabe des Interceptpunktes auf den Empfänger-Eingangspegel bezogen.

Für einen Funkempfänger wird ein großer Pegelwert des Interceptpunktes angestrebt. Je größer dieser Wert ist, um so größere Störsignalpegel kann der Empfänger ohne Störwirkung durch Intermodulation verarbeiten. Einer Erhöhung des Interceptpegels eines Empfängers sind jedoch wirtschaftliche Grenzen gesetzt.

Die Signalverzerrung erfolgt nach der Erfindung auf dem Signalweg zwischen dem Eingang des Steuerteils und dem Ausgang des Mischers des Steuerteils. Die Signalverzerrung erfolgt beispielsweise im Mischer und/oder Vorverstärker des Steuerteils, und zwar beispielsweise durch entsprechend niedrige Signalgegenkopplung (die niedriger ist als die übliche Signalgegenkopplung) und/oder durch entsprechende Arbeitspunkteinstellung von Bauelementen im Vorverstärker und/oder Mischer des Steuerteils.

Es besteht auch die Möglichkeit, zur Erzielung der angestrebten Verzerrung verzerrungsbildende Komponenten dem Vorverstärker und/oder Mischer des Steuerteils zuzuschalten. Die zugeschalteten Bauelemente werden derart ausgebildet, daß sie die gewünschte Verzerrung herbeiführen. Dies gilt aber auch für Bauelemente des Mischers und/oder Bauelemente des Vorverstärkers des Steuerteils.

Die durch den Steuerteil erzeugte Stellgröße wird der Eingangsstufe des Empfängers zugeführt. Die vom Steuerteil erzeugte und der Eingangsstufe des Empfängers zugeführte Stellgröße wird zur Signalabschwächung im Signalweg des Empfängers benutzt. Zu diesem Zweck wird beispielsweise ein im Signalweg des Empfängers befindliches steuerbares Bauelement mittels der Stellgröße gesteuert. Die durch den Steuerteil erzeugte Stellgröße dient beispielsweise zur Erhöhung der Vorselektion des Empfängers. Eine Erhöhung der Vorselektion des Empfängers wird beispielsweise durch Änderung der Signaltransformation zwischen Signalquelle und Selektionsmittel bewirkt.

Der nach der Erfindung vorgesehene Steuerteil zur Erzeugung der Stellgröße weist im allgemeinen einen Vorverstärker, einen Bandpaßfilter, einen Mischer, einen selektiven Zwischenfrequenzverstärker und einen Gleichrichter auf. Es ist jedoch nicht erforderlich, daß sämtliche Teile des Steuerteils gesondert vorhanden sind, sondern es besteht auch die Möglichkeit, daß bestimmte Teile des Empfängers, die für den Empfänger ohnehin vorhanden sein müssen, auch für den Steuerteil mitverwendet werden, so daß diese Teile nicht doppelt vorhanden sein müssen. So besteht beispielsweise die Möglichkeit, daß als Vorverstärker des Steuerteils der Vorverstärker des Empfängers verwendet wird. Desgleichen besteht die Möglichkeit, daß als Mischer des Steuerteils der Mischer des Empfängers verwendet wird.

Eine Ausführungsform der Erfindung besteht beispielsweise darin, daß für den Steuerteil ein gesonderter selektiver Verstärker (ZF-Verstärker) sowie ein gesonderter Signalgleichrichter vorgesehen ist, wobei der selektive Verstärker sein Eingangssignal vom Mischerausgang des Empfangsteils erhält. In diesem Fall erfolgt die angestrebte Signalverzerrung im selektiven Verstärker des Steuerteils.

Die Bandmittenfrequenz des selektiven Verstärkers des Steuerteils ist vorzugsweise gleich der Bandmittenfrequenz des selektiven Verstärkers des Empfängers. Die Selektivität des selektiven Verstärkers des Steuerteils ist vorzugsweise kleiner als die Selektivität des selektiven Verstärkers des Empfängers. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist zur Selektion im selektiven Verstärker des Steuerteils nur ein einziger Schwingkreis vorgesehen.

Der Funkempfänger nach der Erfindung bewirkt nicht nur eine Reduzierung der Intermodulationsstörungen, sondern er vermag auch Störungen zu unterdrücken, die durch Oberwellenmischung entstehen, wie dies beispielsweise bei Vorhandensein pegelstarker Störsignale, deren Frequenz um die halbe Zwischenfrequenz oder um zwei Drittel der Zwischenfrequenz höher liegt als die Empfangsfrequenz, der Fall ist.

Eine bewußt herbeigeführte Verzerrung eines Signals, die gleichbedeutend ist mit einer Erniedrigung des Interceptpegels der die Verzerrung bewirkenden Schaltung, wird durch bewußt herbeigeführte höhere Nichtlinearitäten von Bauelementen oder durch Zuschalten zusätzlicher Bauelemente herbeigeführt. Besonders starke Nichtlinearitäten erreicht man beispielsweise bei einem Transistor dadurch, daß er nicht oder nur schwach gegengekoppelt ist. Eine verstärkte Nichtlinearität einer Empfängerstufe kann z. B. in einfacher Weise durch Verändern des Arbeitspunktes des aktiven Verstärkungselementes der Stufe herbeigeführt werden.

Bei einem Steuerteil nach der Erfindung wird die Stellgröße beim Empfang von Nutzsignalen erst bei Nutzsignalpegeln wirksam, die bereits ein ausreichendes Signal/ Stör-Verhältnis ergeben, während beim Auftreten von Interferenzsignalen, insbesondere von Intermodulationsprodukten, die Steuergröße bereits bei solchen Störpegeln wirksam wird, daß die Empfangsstrecke nicht oder nur wenig gestört wird. Außerdem wird die Steuergröße erst wirksam, wenn die Frequenzkonstellation der Störsignale eine Störung des Nutzkanals bewirken würde.

Die Fig. 2 zeigt das Verhalten eines Empfängers bezüglich des Nutzsignals, der intermodulationsbildenden Störsignalpegel sowie der Steuereinsatzpunkte. Die Kurven der Fig. 2 zeigen die Abhängigkeit des ZF-Pegels P_zf vom Nutzsignalpegel P_e sowie vom Störsignalpegel P_s1 und P_s2 in doppellogarithmischer Darstellung. Die Kurve 3 zeigt die Abhängigkeit des ZF-Pegels vom Nutzsignalpegel P_e des Empfängers. Die Kurve 4 zeigt die Abhängigkeit des ZF-Pegels, der durch Intermodulation verursacht wird, vom Störsignalpegel P_s1 und P_s2. Die Schnittpunkte der Kurven 3 und 4 bilden den Interceptpunkt des Empfängers IP₁.

Für die Steuersignalerzeugung hat der Steuerteil nach der Erfindung, die für die Erzeugung der Stellgröße dient, entsprechend dem Schnittpunkt der Tangenten der Kurven 5 und 6 einen niedrigeren Interceptpunkt IP₂ als der Empfänger IP₁. In der Darstellung der Fig. 2 ist P_zfth derjenige ZF-Pegel, bei dem die Stellgröße wirksam wird. Der Schnittpunkt der gestrichelten Linie 7 mit der Linie 5 ergibt den Nutzsignalpegel P_e(b), bei dem die Steuergröße wirksam wird. Der Schnittpunkt der Linie 7 mit der Kurve 6 ergibt den Pegel P_s(b) der Störsignale, bei dem die Stellgröße wirksam wird. Würde man die Erzeugung des Steuersignals wie in bekannten Funkempfängerschaltungen erzeugen, so ergeben sich z. B. die entsprechenden Einsatzpunkte der Steuerung für das Nutzsignal bei P_e(a) bzw. für die Störsignalpegel bei P_s(a).

Durch den erfindungsgemäßen Steuerteil zur Erzeugung der Stellgröße wird erreicht, daß die Steuerung der Verstärkung oder Dämpfung oder Vorselektion des Empfängers bei niedrigen Störsignalpegeln und andererseits erst bei höheren Nutzsignalpegeln einsetzt. Dagegen erzeugt ein pegelstarkes Störsignal oder Störsignalpaare, deren Intermodulationsprodukte nicht in den Empfangskanal fallen, keine Stellgröße. Auf diese Weise wird erreicht, daß einerseits störende Intermodulationsprodukte wirksam vermindert werden und andererseits der Empfang schwacher Signale nicht durch "nicht störende" pegelstarke Signale, die nicht Nutzsignale sind, beeinträchtigt wird. Der Einsatz der Steuerung bei höheren Nutzsignalpegeln bewirkt, daß das erreichbare Signal/Stör-Verhältnis am Ausgang des Empfängers einen ausreichenden Wert erreichen kann. Die erfindungsgemäße Schaltung erlaubt es durch entsprechende Wahl der zur Erzielung der Verzerrung erforderlichen Nichtlinearität und damit durch entsprechende Wahl des Interceptpunktes des die Stellgröße erzeugenden Steuerteils den Einsatzpunkt der Steuerung so einzustellen, daß die Steuerung bereits einsetzt, bevor dem Empfänger die Intermodulationsstörung wahrgenommen wird und in einem größeren Pegelbereich der Störsignale diese Unterdrückung erhalten bleibt.

Die Fig. 3, die nicht Gegenstand der Erfindung ist und der Erläuterung dient, zeigt in ihrem oberen Teil den Signalteil 8 eines Funkempfängers und im unteren Teil den vorgesehenen Regelteil 9 zur Erzeugung der Stellgröße. Der Signalteil 8 des Empfängers besteht aus einer Vorverstärkerstufe 10, einem Bandpaßfilter 11, einem Mischer 12, einem Überlagerungsoszillator 13, einem selektiven Verstärker 14 (Zwischenfrequenzverstärker) und einem Demodulator 15. Das Bandpaßfilter 11 ist im allgemeinen abstimmbar ausgeführt. Das Eingangssignal wird von der Antenne 16 dem Eingang der Vorstufe 10 des Empfängers zugeführt, im Bandpaßfilter 11 vorselektiert und in der Mischstufe 12 mit Hilfe des Überlagerungsoszillators 13 in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt. Das Zwischenfrequenzsignal wird im selektiven Verstärker 14 verstärkt und im Demodulator 15 demoduliert.

Der Steuerteil 9 zur Erzeugung der Stellgröße enthält in der Fig. 3 eine Vorverstärkerstufe 19, ein Bandpaßfilter 20, einen Mischer 21, einen selektiven Verstärker 22 und einen Signalgleichrichter 23. Der Steuerteil 9 stellt also ebenfalls einen Signalteil dar, wie er auch bei der Anordnung 8 in ähnlicher Weise vorhanden ist. Der Steuerteil 9 erhält ebenso wie der Signalteil 8 sein Eingangssignal über die Antenne 16. Das von der Antenne kommende Eingangssignal wird der Vorverstärkerstufe 19 des Steuerteils 9 zugeführt. Das Eingangssignal, welches im allgemeinen Störsignalkomponenten enthält, die bei einer bestimmten Konstellation zu Interferenzstörungen führen, wird in der Vorstufe 19 verstärkt, im Bandpaßfilter 20 vorselektiert und im Mischer 21 mit Hilfe des dem Mischer 21 zugeführten Oszillatorsignals in ein zwischenfrequentes Signal umgewandelt. Das Oszillatorsignal wird vom Oszillator 13 erzeugt. Für das Oszillatorsignal, welches dem Mischer 21 des Steuerteils 9 zugeführt wird, gilt die Bedingung, daß es dieselbe Frequenz aufweist, wie das Oszillatorsignal, welches dem Mischer 12 des Signalteils 8 des Empfängers zugeführt wird. Um diese Bedingung zu erfüllen, wird vorzugsweise ein gemeinsamer Oszillator für die Erzeugung des Oszillatorsignals für den Signalteil 8 und den Steuerteil 9 verwendet. Es besteht aber natürlich auch die Möglichkeit getrennte Oszillatoren zu verwenden, wenn diese Oszillatoren ein Signal mit der gleichen Frequenz liefern.

Das zwischenfrequente Ausgangssignal des Mischers 21 wird durch den selektiven Verstärker 22 verstärkt. Für den selektiven Verstärker 22 gilt die Bedingung, daß die Bandmittenfrequenz seines Durchlaßbereiches identisch ist mit der Bandmittenfrequenz des selektiven Verstärkers 14 im Signalteil 8. Dabei muß jedoch nicht die Bedingung erfüllt sein, daß die Selektivität beider selektiven Verstärker gleich ist. Unter Selektivität versteht man die Eigenschaft der Unterdrückung eines frequenzbenachbarten Signals.

Es empfiehlt sich, speziell bei FM-Empfängern, die Selektivität des selektiven Verstärkers 22 des Steuerteils 9 sogar kleiner auszubilden als die Selektivität des selektiven Verstärkers 14 des Signalteils 8. Dadurch wird erreicht, daß Intermodulationsprodukte, die einen höheren Modulationshub aufweisen, durch die nachfolgende Signalgleichrichtung besser erfaßt werden bzw. das Richtsignal vom Hub nicht zu sehr beeinflußt wird. Außerdem wird durch eine geringere Selektivität neben geringeren Kosten das Abstimmverhalten des Empfängers günstig beeinflußt.

Das Ausgangssignal des selektiven Verstärkers 22 wird im Gleichrichter 23 gleichgerichtet. Das gleichgerichtete Signal ist die Stellgröße 24. Das durch den Gleichrichter 23 gleichgerichtete Signal 24 dient als Stellgröße für die Verstärkungssteuerung und/oder Steuerung der Vorselektion. Das Ausgangssignal des Gleichrichters 23 wird deshalb gemäß der Fig. 3 dem Vorverstärker 10 des Signalteils 8 zugeführt. In den beiden Vorverstärkern sind vorzugsweise Selektionsmittel vorhanden, die durch die Stellgröße (Ausgangssignal des Gleichrichters 23) ebenfalls gesteuert werden können.

Ein niedrigerer Interceptpunkt bzw. eine höhere Verzerrung wird dadurch erreicht, daß der Vorverstärker 19 und/oder der Mischer 21 einen entsprechend niedrigen Interceptpunkt aufweisen. Ein niedrigerer Interceptpunkt wird beispielsweise bei einem Vorverstärker und/oder Mischer dadurch erzielt, daß die Gegenkopplung entsprechend reduziert und/oder der Arbeitspunkt so gelegt wird, daß der Steuerteil 9 eine höhere Nichtlinearität aufweist. Bei Steuerung des Verzerrungsgrades durch Gegenkopplung wird diese beim Steuerteil 9 so gering eingestellt, daß einerseits eine Stellgröße bereits bei kleineren Störsignalpegeln auftritt und andererseits die Stellgröße erst bei einem höheren Nutzsignalpegel erzeugt wird. Durch die Erfindung wird also bewirkt, daß die Pegelunterschiede zwischen Nutz- und Störsignal für den Steuereinsatz vermindert werden.

In den Vorverstärkern 10 und 19 der Fig. 3 erfolgt im allgemeinen nicht nur eine Verstärkung, sondern auch eine Vorselektion. Hierbei bewirkt die Stellgröße 24 eine Änderung der Vorselektion und/oder eine Signalabschwächung. Die Fig. 4 zeigt ein Schaltungsteil 25, welches die Vorselektion und/oder Signalabschwächung gemeinsam für den Signalteil 8 und für den Steuerteil 9 vornimmt. Die Vorverstärkung für den Signalteil 8 sowie für den Steuerteil 9 wird dagegen bei der Ausführungsform der Fig. 4 in gesonderten Vorverstärkern 10a und 19a durchgeführt.

Die Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Vorselektion, die Signalabschwächung und die Vorverstärkung des Signalteils 8 für den Steuerteil 9 ausgenutzt werden. Dadurch benötigt der Steuerteil 9 der Fig. 5 keinen gesonderten Vorverstärker und kein gesondertes Bandpaßfilter, sondern sie benutzt den Vorverstärker 10 und das Bandpaßfilter 11 des Empfängers mit. Bei der Schaltung nach Fig. 5 wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 11 im Signalteil 8 des Empfängers dem Mischer 21 zugeführt, es kann aber auch der gesonderte Mischer 21 vom Eingang oder Ausgang der Vorstufe 10 angesteuert werden, die Verzerrung des Steuerteils erfolgt beim Ausführungsbeispiel der Fig. 5 im Mischer 21.

Die Schaltung nach der Fig. 6 unterscheidet sich von der nach Fig. 5 dadurch, daß für das Steuerteil 9 nicht nur der Vorverstärker 10 und das Bandpaßfilter 11 im Signalteil 9 des Empfängers mitbenutzt werden, sondern auch der Mischer 12. Bei der Anordnung der Fig. 6 ist also auch kein gesonderter Mischer für den Steuerteil 9 erforderlich. Das Ausgangssignal 26 des Mischers 12 wird bei der Fig. 6 dem selektiven Verstärker 22 zugeführt. Die Verzerrung erfolgt im Verstärker 22.

Die Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die gesonderte Mischstufe 21 des Steuerteils 9. Die Mischstufe der Fig. 7 besteht aus einer Transistorschaltung in Basisgrundschaltung, bei der das Empfangssignal und das Oszillatorsignal dem Emitter des Transistors 27 zugeführt werden. Die Arbeitspunkteinstellung des Transistors 27 erfolgt über die Betriebsspannungsquelle 28, den Kollektorwiderstand 29, die Basisspannungsquelle 30 und den Emitterwiderstand 31. Die Signale werden der Klemme 32 bzw. der Klemme 33 zugeführt. Das Ausgangssignal wird der Klemme 34 entnommen.

Die Ausführungsform der Fig. 8 unterscheidet sich von der Ausführungsform der Fig. 7 dadurch, daß anstelle des Kollektorwiderstandes 29 ein Selektionskreis mit der Spule 35 und dem Kondensator 36 verwendet wird. Die Resonanzfrequenz des Selektionskreises ist vorzugsweise gleich der Zwischenfrequenz des Empfängers.

Die Fig. 9 zeigt das Ausführungsbeispiel einer Mischstufe des Steuerteils 9. Die Mischstufe der Fig. 9 weist die drei Transistoren 35, 36 und 37 auf. Der Kollektor des Transistors 37 ist gemäß der Fig. 9 mit dem Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren 35 und 36 verbunden. Das eine Steuersignal für die Mischstufe wird der Basis des Transistors 37 und das andere Steuersignal der Basis des Transistors 35 zugeführt. Das zwischenfrequente Ausgangssignal wird dem Kollektor des Transistors 36 entnommen. Die Widerstände 31, 38, 39 und 40 dienen zur Einstellung der Arbeitspunkte der Schaltung.

Die Anordnung der Fig. 10 unterscheidet sich von der Anordnung der Fig. 9 dadurch, daß anstelle des Transistorpaares 35, 36 ein Transistorquartett 41 und anstelle des Transistors 37 ein Transistorpaar 42 vorgesehen ist.

Die Mischerschaltungen der Fig. 7 bis 10 sind deshalb verschieden, weil die Mischer des Signalteils 8 und des Steuerteils 9 hinsichtlich ihrer Verzerrungseigenschaften angepaßt werden müssen und eine solche Anpassung durch die unterschiedlichen Mischer der Fig. 7 bis 10 erleichtert wird.

Die Fig. 11 zeigt die Eingangsstufe eines selektiven Verstärkers 22 des Steuerteils 9. Diese besteht aus dem Transistor 43, dem Emitterwiderstand 44, dem Spannungsteiler 45, 46 und dem Außenwiderstand 47. Der Arbeitspunkt und/oder die Gegenkopplung der Stufe der Fig. 11 ist so gewählt, daß das der Eingangsklemme 48 zugeführte Signal bis zum Ausgang 49 erfindungsgemäß verzerrt wird.

Die Fig. 12 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Eingangsstufe 10 des Empfängers eine Stellgröße 24′ zugeführt wird, die sich zusammensetzt aus dem von dem Steuerteil 9 erzeugten Signal 24 und einem Signal 50, welches durch Gleichrichtung eines Signals erzeugt wird, welches vom Ausgang der Vorstufe 10 oder vom Ausgang des Bandpaßfilters 11 abgenommen wird. Beide Signale werden im Addierer 51 addiert und ergeben die Stellgröße 24′. Das Signal 50 hat die Aufgabe, eine Übersteuerung der Eingangsstufe und/oder Mischstufe des Empfängers zu vermeiden, wenn das vom Regelteil 9 erzeugte Signal nicht wirksam ist.

Die Fig. 13 zeigt die Ausbildung einer Addierschaltung 51. Sie besteht aus zwei Dioden 52 und 53, die mit dem Ausgang 54 verbunden sind. Den Klemmen 55 und 56 werden die Signale 24 und 50 zugeführt. Bei der Schaltung der Fig. 13 bestimmt das stärkste Eingangssignal die Stellgröße am Ausgang 54.

Beim Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 14 werden die beiden Signale gemäß der Fig. 12 nicht einem Addierer, sondern einem Multiplizierer 57 zugeführt. Anstelle eines Multiplizierers kann auch eine UND-Schaltung vorgesehen sein.

Die Fig. 15 zeigt ein Beispiel für eine M- bzw. UND-Schaltung. Die Schaltung der Fig. 15 besteht aus den in Reihe geschalteten Transistoren 58 und 59 sowie dem Ausgangswiderstand 60. Eine Multiplizier- oder UND-Schaltung hat für den vorliegenden Fall den Vorteil, daß die aus den beiden Signalen resultierende Stellgröße erst dann entsteht, wenn über den Gleichrichter 23a das zweite Signal erzeugt wird. Das zweite Signal entsteht vorzugsweise erst bei relativ starken Eingangssignalen (von der Antenne). Daraus folgt, daß das im Steuerteil 9 erzeugte Signal erst bei relativ starken Nutzsignalen wirksam wird.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung der Fig. 16 ist als Verknüpfungsschaltung die Kombination eines Multiplizierers 57 mit einem Addierer 51 vorgesehen. Eine solche Kombination hat den Vorteil, daß einerseits eine Übersteuerung der Vorstufe und/oder der Mischstufe des Empfängers verhindert wird und andererseits das Signal 24 erst bei relativ starken Nutzsignalen wirksam wird.

Die Fig. 17 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Verknüpfungseinrichtung der Fig. 16 sowie für die Gleichrichterschaltung 23 der Fig. 14. Die Schaltung der Fig. 17 enthält die Transistoren 61, 62 und 63. Das zweite Signal 50 wird der Basis des Transistors 61 zugeführt, während das Ausgangssignal 64 des selektiven Verstärkers 22 der Einrichtung den Basen der Transistoren 61 und 63 zugeführt wird. Die resultierende Stellgröße wird dem Schaltungspunkt 65 entnommen.

Die Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Empfänger- Vorstufe mit steuerbarer Signalabschwächung. Die Vorstufe der Fig. 18 enthält einen abstimmbar ausgeführten Vorselektionskreis 66, einen aktiven Verstärker 67 und einen abstimmbar ausgeführten Ausgangskreis 68. Die Antenne 16 ist über den Kondensator 68 an den Vorselektionskreis 66 transformatorisch angekoppelt. Die Signalabschwächung erfolgt durch eine PIN-Diode 69, die als steuerbarer Wechselstromwiderstand über den Kondensator 70 dem Vorselektionskreis 66 parallel geschaltet ist. Der zur Steuerung der PIN-Diode dienende Strom wird von dem Betriebsstrom 71 der Stufe 67 abgeleitet. Zur Steuerung des der PIN-Diode 69 zugeführten Stromes dient der Transistor 72, der als steuerbarer Shunt-Widerstand wirkt und durch die Steuergröße 24′′ gesteuert wird. Die Steuergröße 24′′ wird aus der Stellgröße 24 bzw. 24′ abgeleitet. Die Abstimmung der Schwingkreise 66 und 68 erfolgt durch Varaktordioden 73 und 74.

Die Schaltung der Fig. 18 hat den Vorteil, daß durch die Signalabschwächung am Vorselektionskreis 66 die gesamte Empfängerschaltung durch die Stellgröße vor störenden Interferenzbildungen geschützt wird. Die PIN-Diode hat den Vorteil, daß sie bei höheren Frequenzen keine Verzerrungen verursacht. Die Schaltung der Fig. 18 eignet sich in besonderer Weise für FM-Rundfunkempfänger.

Die Anordnung der Fig. 19 unterscheidet sich von der Anordnung der Fig. 18 dadurch, daß die PIN-Diode 69 auf den Schaltungspunkt 75 einwirkt, über den Schaltungspunkt 75 erfolgt die Transformation des Antennenwiderstandes zum Vorselektionskreis 66. Mittels der steuerbaren PIN-Diode 69 wird die Signalabschwächung in der Weise gesteuert, daß sich mit zunehmender Signalabschwächung die Selektivität zwischen Antenne und Verstärker 67 erhöht. Mit der Steuerung der Signalabschwächung wird gleichzeitig die Transformation des Antennenwiderstandes zum Vorselektionskreis 66 gesteuert.

Das zur Transformation des Antennenwiderstandes zum Selektionskreis 66 vorgesehene Netzwerk besteht aus den Kondensatoren 76 und 77 sowie aus der Spule 80. Das Netzwerk hat die Eigenschaft, daß - bezogen auf den Schaltungspunkt 75 - die höchste Impedanz innerhalb des Empfangsbandes auftritt und daß diese Impedanz wesentlich größer ist als der Antennenwiderstand.

Die Fig. 20 zeigt eine Ausführungsform der Signaldämpfung am Eingang der Empfänger-Vorstufe, bei der eine zweite PIN-Diode 82 vorgesehen ist. Durch die beiden PIN-Dioden wird bewirkt, daß die Schaltung der Fig. 20 eine Kombination der Eigenschaften der Anordnungen der Fig. 18 und 19 aufweist. Der zusätzliche Widerstand 83 bewirkt, daß die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 69 bei einem höhren Pegel erfolgt als die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 82.

Die Schaltung der Fig. 21 unterscheidet sich von der Schaltung der Fig. 20 dadurch, daß bei ihr der Widerstand 83 der Schaltung der Fig. 20 fehlt und statt dessen der Widerstand 84 zwischen dem einen Ende der Spule 80 und der Kathode der PIN-Diode 82 vorgesehen ist. Dadurch wird eine Umkehr der Verhältnisse erreicht, d. h. die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 82 setzt bei einem höheren Pegel ein als die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 69.

Die Fig. 22 zeigt die Eingangsschaltung einer Empfänger- Vorstufe, bei der ein Transistor 85 in Basis-Schaltung als Verstärkertransistor vorgesehen ist. Die Antenne wird über ein Netzwerk an den Emitter des Transistors 85 angekoppelt. Das Netzwerk besteht aus dem Kondensator 76, der Spule 80 und der Spule 81. Das Netzwerk ist so bemessen, daß bei der Bandmittenfrequenz des Empfangsbandes - bezogen auf den Schaltungspunkt 75 - die größte Impedanz auftritt. Die PIN-Diode 69 ist zwischen dem Schaltungspunkt 75 und dem Bezugspunkt angeordnet. Die Steuerung der PIN-Diode erfolgt über den Shunt-Transistor 72 mittels des Signals 24′′. Die Schaltung der Fig. 22 benötigt keinen abstimmbar ausgeführten Vorkreis.

Die Fig. 23 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem das Eingangssignal des Empfängers nicht in ein zwischenfrequentes Signal, sondern direkt in das Basisband umgewandelt wird. Die Schaltung der Fig. 23 weist in Übereinstimmung mit der Fig. 3 einen Signalteil 8 und einen Steuerteil 9′ zur Erzeugung einer Stellgröße 24 auf. Der Signalteil 8′ besteht aus dem Eingangsverstärker 86, den Mischern 87 und 88, dem Oszillatorteil 89 und den aktiven Tiefpaßfiltern 90 und 91. Der Eingangsverstärker 86 ist vorzugsweise als abstimmbarer selektiver Verstärker ausgebildet. Der Oszillatorteil 9 erzeugt zwei um 90° zueinander versetzte Signale 92 und 93, die den Mischern 87 und 88 zugeführt werden. Im Falle einer synchronen Demodulation des Eingangssignals ist eine Rückführung des am Ausgang des Verstärkers 90 entstehenden Signals zu dem in der Frequenz steuerbaren Oszillatorteil 89 erforderlich. Der Mischer 87, das aktive Tiefpaßfilter 90 und der steuerbare Oszillatorteil 89 bilden eine Phasenregelschleife. Diese kontrolliert die synchrone Demodulation des Signalteils 8′. Am Ausgang des aktiven Tiefpaßfilters 90 entsteht dadurch ein der Frequenzmodulation des Signals entsprechendes Niederfrequenzsignal 100, während am Ausgang des aktiven Tiefpasses 91 eine der Amplitude des Signals entsprechende Signalgröße 101 entsteht. Das verstärkte Eingangssignal wird den Mischern 87 und 88 zugeführt.

Der Steuerteil 9′ der Fig. 23 weist im wesentlichen die gleichen Bausteine wie der Empfangsteil 8′ der Fig. 23 auf, die gewünschte Signalverzerrung erfolgt im Steuerteil 9′ auf dem Signalweg vom Eingang bis zum Ausgang bei Mischer 87′ und 88′. Der Oszillatorteil 89′ der Einrichtung liefert die gleiche oder ähnliche Signalfrequenz wie der Oszillatorteil 89 des Empfangsteils. Die Ausgangssignale 92′ und 93′ können jedoch auch direkt vom Oszillatorteil 89 bzw. von dessen Signalen 92 und 93 abgeleitet werden. Zum Unterschied zum Empfangsteil 8′ werden zur Gewinnung der Stellgröße 24 die Ausgangssignale 100′ und 101′ in der Verknüpfungsschaltung 102 miteinander verknüpft und das Ausgangssignal 103 der Verknüpfungsschaltung 102 wird im Schaltungsteil 104 in die Stellgröße 24 umgewandelt.

Die Fig. 24 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Verknüpfungsschaltung 102 und das Schaltungsteil 104. Die Verknüpfungsschaltung besteht in der einfachsten Form aus einer Addierschaltung mit den Widerständen 105 und 106. Das Summensignal, gebildet aus den Signalen 100′ und 101′, wird einer Dioden-Ringschaltung 107 zugeführt, deren Ausgangssignal dem Operationsverstärker 108 zugeführt wird. Die Stellgröße 24 ist proportional dem Absolutwert der Potentialdifferenz zwischen dem Signal 100′ und 101′ und damit unabhängig von der Polarität der Potentialdifferenz. Die Schaltungsteile 102 und 104 erzeugen somit eine Stellgröße 24, die dem der Amplitude des Empfangssignals entspricht.

Die Fig. 25 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Empfänger mit Synchrondemodulation. Gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 23 benutzt der Steuerteil 9′ Teile des Empfangsteils 8′, und zwar den Eingangsverstärker 86′ einschließlich der Signalabschwächung innerhalb der Eingangsstufe 86′. Die Ausgangssignale 100′ und 101′ der Mischer 87′′ und 88′′ werden der Signalverknüpfungsschaltung 102 zugeführt, während das Ausgangssignal der Verknüpfungsschaltung 102 dem aktiven Tiefpaßfilter 109 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des aktiven Tiefpaßfilters 109 wird dem Schaltungsteil 104 zugeführt und in die Stellgröße 24 umgewandelt.

Claims (12)

1. Funkempfänger mit einem Signalteil (8), in dem das Empfangssignal einer Antenne (16) dem Eingang einer ersten Vorverstärkerstufe (10) zugeführt und durch diese verstärkt wird, anschließend in einem ersten Bandpaßfilter (11) vorselektiert, in einer ersten Mischstufe (12) mit Hilfe eines Überlagerungsoszillators (13) in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt und einem ersten selektiven Verstärker (14) und einem Demodulator (15) zur weiteren Signalverarbeitung zugeführt wird, und mit einem Steuerteil (9), in dem das Empfangssignal der Antenne (16) dem Eingang einer zweiten Vorverstärkerstufe (19) zugeführt und durch diese verstärkt wird, anschließend in einem zweiten Bandpaßfilter (20) vorselektiert und in einer zweiten Mischstufe (21) mit Hilfe des Überlagerungsoszillators (13) in ein Zwischenfrequenzsignal umgesetzt und anschließend einem zweiten selektiven Verstärker (22) und einem Signalgleichrichter (23) zugeführt wird, wobei die im Steuerteil (9) bewußt erzeugte Signalverzerrung erheblich größer ist, als die Signalverzerrung im Signalteil (8), so daß der Steuerteil (9) einen niedrigeren Interceptpunkt hat als der Signalteil (8), dadurch gekennzeichnet, daß eine Verknüpfungsschaltung (51) vorgesehen ist, die das Ausgangssignal des Signalgleichrichters (23) mit einem zweiten Signal verknüpft, das durch Gleichrichtung eines Signals erzeugt wird, welches vom Ausgang des Vorverstärkers (10) des Signalteils (8), vom Ausgang des Bandpaßfilters (11) des Signalteils, oder vom Ausgang der Mischstufe (12) des Signalteils abgenommen wird, und daß das verknüpfte Signal als Stellgröße zur Verstärkungssteuerung und/oder zur Steuerung der Vorselektion der Vorverstärkerstufe (10) des Signalteils (8) zugeführt wird.

2. Funkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Signalabschwächung im Signalweg des Empfängerteils (8) ein im Signal befindliches steuerbares Bauelement mittels der Stellgröße gesteuert wird.

3. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerung der Vorselektion des Empfängers durch Änderung der Signaltransformation zwischen Signalquelle und Selektionsmittel bewirkt wird.

4. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandmittenfrequenz des selektiven Verstärkers des Steuerteils (9) gleich der Bandmittenfrequenz des selektiven Verstärkers des Signalteils (8) ist.

5. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Selektivität des selektiven Verstärkers des Steuerteils kleiner ist als die Selektivität des selektiven Verstärkers des Signalteils.

6. Funkempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Selektion im selektiven Verstärker des Steuerteils nur ein einziger Schwingkreis vorgesehen ist.

7. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzerrungscharakteristik des Steuerteils der Verzerrungscharakteristik des Signalteils angepaßt ist.

8. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, daß als Verknüpfungsschaltung ein Addierer, ein Multiplizierer, eine UND-Schaltung oder die Kombination eines Addierers mit einem Multiplizierer vorgesehen ist.

9. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung der Signalabschwächung und/oder Vorselektionsänderung eine oder mehrere PIN-Diode(n) vorgesehen ist (sind).

10. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerstrom für die PIN- Diode(n) aus dem Betriebsstrom der Vorstufe abgeleitet wird.

11. Funkempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalabschwächung in der Eingangsschaltung des Signalteils erfolgt.

12. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1-11, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung des Signalteils abstimmbar ausgebildet ist.