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Schutzschaltung für Endstufen einer Schrittmotor-
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Ansteuerschaltung Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzschaltung
für Endstufen einer Schrittmotor-Ansteuerschaltung, bei der die Wicklungen des Schrittmotors
je über einen gesteuerten Schalter an der Motor-Speisespannung liegen.
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Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung von Schrittmotoren weisen in
ihren Endstufen üblicherweise Halbleiter-Leistungsschalter auf, die bei Auftreten
von Überspannungen an den Motorwicklungen, wie sie beispielsweise bei Leitungssunterbrechungen
auftreten können, leicht zerstört werden. In der österreichischen Patentanmeldung
A 938/84 (Patent Nr.
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) ist z.B. eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Unipolar-Schrittmotors
beschrieben, ebenso ist dort auf den Stand der Technik zu solchen Ansteuerschaltungen
verwiesen.
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Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Schutzschaltung, die Endstufen
einer Schrittmotor-Ansteuerschaltung vor Zerstörung durch Überspannungen schützt.
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Dieses Ziel läßt sich mit einer Schutzschaltung der eingangs genannten
Art erreichen, bei welcher erfindungsgemäß die an den gesteuerten Schaltern liegenden
Enden der Motors wicklungen über Dioden an eine gegen Masse geschaltete Serienschaltung
einer Referenzspannungsquelle, vorzugsweise einer Zenerdiode, und eines Meßwiderstandes
gelegt sind, wobei das Meßsignal des Meßwiderstandes einem Eingang eines Komparators
zugeführt ist, an dessen anderen Eingang eine Bezugsspannung gelegt ist, und das
Ausgangssignal des Komparators als Sperrsignal Sperreingängen der Ansteuerschaltungen
der Endstufenschalter zugeführt ist. Eine derartige Schaltung ermöglicht bei geringem
Schaltungsaufwand ein zuverlässiges Sperren der Endstufen.
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Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch
aus, daß ein zweiter Komparator vorgesehen ist, dessen einem (nicht invertierenden)
Eingang die Ausgangsspannung des ersten Komparators zugeführt ist, wobei dieser
Eingang über die Serienschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators an Masse
liegt, sowie über einen Widerstand an die Betriebsspannung gelegt ist, wogegen an
dem anderen (invertierenden) Eingang des zweiten Komparators eine Bezugsspannung
gelegt ist und die Ausgangsspannung des ersten Komparators und die Ausgangsspannung
des zweiten Komparators einer ODER-Schaltung zugeführt sind, deren Ausgangssignal
den Ansteuerschaltungen als Sperrsignal zugeführt ist . Die Verwendung eines zweiten
Komparators ermöglicht die Einführung einer längeren Zeitkonstante für den Abfall
des Sperrsignales.
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Die Zeitkonstante des ersten Komparators kann in einfacher Weise dadurch
realisiert werden, daß der erste Komparator in seinem Gegenkopplungszweig ein Serien-RC-Glied
aufweist.
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Es trägt zur Erhöhung der Sicherheit bei, wenn die Zeitkonstante des
mit der Betriebsspannung verbundenen, an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten
Komparators liegenden Widerstandes und des Kondensators groß ist gegen die Zeitkonstante
des ersten Komparators.
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Um ein rasches Entladen und langsames Laden des die Zeitkonstante
des zweiten Komparators mitbestimmenden Kondensators zu ermöglichen,empfiehlt es
sich, wenn der Wert des Widerstandes der Serienschaltung am nicht invertierenden
Eingang des zweiten Komparators klein ist gegen den Wert des zur Betriebsspannung
führenden Widerstandes an diesem Eingang.
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Ein Sperren der Endstufen bei zu großem Abfall der Betriebsspannung
läßt sich dadurch erreichen, daß die Bezugsspannung
des ersten Komparators
von einem Spannungsteiler gebildet ist, der an Masse bzw. über eine Zenerdiode an
der Betriebsspannung liegt, wobei diese Zenerdiode überdies mit einem die Bezugsspannung
des zweiten Komparators bildenden Spannungsteiler und mit dem zum nicht invertierenden
Eingang dieses Komparators führenden Widerstand verbunden ist.
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Die Erfindung samt ihren weiteren Vorteilen und Merkmalen ist im folgenden
an Hand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung
veranschaulicht sind.
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In dieser zeigen Fig. 1 die Schutzschaltung nach der Erfindung in
einem Prinzipschaltbild und Fig. 2 eine im Detail ausgeführte Schutzschaltung nach
der Erfindung im Zusammenhang mit einer Ansteuerschaltung für unipolare Schrittmotoren.
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Fig. 1 erläutert das Prinzip der Schutzschaltung nach der Erfindung.
Die Halbwicklungen L1, L2 einer Phase eines Schrittmotors liegen je über einen gesteuerten
Schalter S1, S2, z.B. über je einen Feldeffekttransistor, an der Motor-Speisespannung
+Ub. Die Ansteuerung der gesteuerten Schalter erfolgt über Ansteuerschaltungen A1,
A2, die entsprechend dem Stand der Technik oder entsprechend der eingangs genannten
Patentanmeldung aufgebaut sein können. Den Ansteuerschaltungen können z.B. mittels
eines nicht dargestellten Mikroprozessors dargestellte Bezugssignale USt1, Ust2
zugeführt werden.
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Die mit den Endstufenschaltern S1, S2 verbundenen Enden der Motorwicklungen
L1, L2 sind je über eine Diode D1, D2 mit der gegen Masse (bzw. den anderen Pol
der Motor-Speisespannung) geschalteten Serienschaltung einer Zenerdiode D3 (UR1)
und eines Meßwiderstandes RM verbunden. Das an dem Meßwiderstand RM gegen Masse
anfallende Meßsignal UM ist einem Eingang, bei der gewählten Spannungspolarität
dem invertierenden Eingang, eines Komparators K3 zugeführt. An dem anderen, nicht
invertierenden Eingang des Komparators K3 liegt eine
Bezugsspannung
UR2, die z.B. in einfacher Weise mittels eines Spannungsteilers von der Betriebsspannung
UB abgeleitet sein kann. Das Ausgangssignal des Komparators K3 ist als Sperrsignal
U Sperreingängen E1 bzw. E2 der Ansp steuerschaltungen A1 bzw. A2 zugeführt.
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Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet in folgender Weise.
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Im normalen Betrieb treten an den Wicklungen L1, L2 Spannungen auf,
die keine Gefährd ung für die Schalter S1, 2 darstellen.
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Die Zenerdiode D3 ist so dimensioniert, daß sie bei Vorliegen solcher
Spannungen gesperrt bleibt.
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Anormale Betriebszustände, wie z.B. Unterbrechungen in den Wicklungen
L1 oder L2,können jedoch zu Uberspannungen führen, die eine Zerstörung der Endstufenschalter
S1, S2 zur Folge hätten. Treten derartige Überspannungen an einem der Schalter S1,
S2 auf, so wird die Zenerdiode D3 über eine der Dioden D1, D2 leitend und an dem
Meßwiderstand RM entsteht ein Spannungsabfall, hier als bleßsignal Um bezeichnet,
wodurch die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators K3 steigt. Sobald
an diesem Eingang die Bezugsspannung UR2 am nicht invertierenden Eingang überschritten
wird, ändert sich die Ausgangsspannung des Komparators sprunghaft. Die Ausgangsspannung
wird als Sperrsignal Usp den Sperreingängen E1, E2 der Ansteuerschaltungen A1, A2
zugeführt, wodurch beide Schalter S1, S2 gesperrt werden.
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Zu der beschriebenen Prinzipschaltung ist anzumerken, daß sie aus
Cründen der Übersichtlichkeit auf die im Zusammenhang mit der Erfindung wesentlichen
Schaltelemente beschränkt ist und auch nur die Hälfte der Ansteuerschaltung eines
zweiphasigen Unipolar-Schrittmotors darstellt. Um die Sperre der Schalter S1, S2
genügen lange aufrecht zu erhalten,kann der Signalweg der Sperrspannung in bekannter
Weise mit zeitbestimmenden RC-Gliedern versehen sein oder über ein durch ein äußeres
Rückstellsignal ansteuerbares Flip-Flop od.dgl.
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geführt sein.
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Nähere Details einer praktisch ausgeführten Schaltung, die auch in
besonderer Weise für eine genügend lang dauernde Aufrechterhaltung des Sperrzustandes
ausgelegt ist, sind in Fig. 2 dargelegt.
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Eine Schaltungsanordnung wie in Fig. 2 dargestelltoentspricht -abgesehen
von der erfindungsgemäßen Schutzschaltung - im wesentlichen der in der österreichischen
Patentanmeldung A 938/84 (Patent Nr. ) beschriebenen Schaltung, deren Funktion in
der genannten Anmeldung auch näher erläutert ist.
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Die Schaltung ist zur sinusförmigen, um 90" verschobenen Ansteuerung
der beiden, je aus zwei Halbwicklungen bestehenden Phasen eines 2-Phasen-Unipolar-Schrittmotors
gedacht. Der Schaltungsteil zur Ansteuerung der zweiten Phase ist jedoch aus Gründen
der Vereinfachung nicht gezeigt, da die Schaltung hinsichtlich der beiden Phasen
völlig symmetrisch aufgebaut ist.
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Als gesteuerte Schalter dienen zwei MOSFET-Transistoren S1, S2 Die
beiden Halbwicklungen L1, L2 einer Motorphase liegen mit ihren einen Wicklungsenden
über eine Diode D 280 und eine Drossel L201 an der Betriebsspannung +Ug; die anderen
Wicklungsenden sind über die Transistorschalter S1, S2 und je einen Stromfühler-Widerstand
R281, R282 an Masse GND gelegt. Ein der Diode D280 nachgeschalteter Kondensator
C280 erhöht den Wirkungsgrad der Schaltung.
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Das an den Widerständen R281, R282 auftretende Differenzsignal wird
über RC-Glieder R217, C210 bZw. R218, C211 und Entkopplungswiderstände R228, R229
den Eingängen eines Komparators K1 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Inverter
INV1 und eine komplementäre Treiberstufe T201 , T202 dem Transistorschalter 1 bzw.
über einen Inverter INVx, einen Inverter INV1 und eine komplementäre Treiberstufe
T203, T204 dem Transistorschalter S2 zugeführt wird.
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Wie bereits erwähnt erfolgt die Vorgabe des Bezugssignals, dem letztlich
der Magnetisierungsstrom in den Motorwicklungen folgen soll, mittels eines nicht
dargestellten Mikroprozessors, der über binär gewichtete Widerstände Erz45 bis R248
den Arbeitspunkt an den Eingängen des Komparators K1 einstellt.
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Die Widerstände R241 bis R245 sind sogenannte "Pull-Up" Widerstände,
die den Ausgang des Mikroprozessors entlasten. Der mit SMA bezeichnete Ausgang signalisiert
dem Mikroprozessor den Status der Endstufe (ein- oder ausgeschaltet).
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Im folgenden wird der erfindungsgemäße Teil der Schaltung nach Fig.
2 näher erläutert. Das Potential an den mit den Schaltern i> 2 verbundenen Enden
der Wicklungen L1, L2 wird über Trenndioden D1, D2 der gegen Masse geschalteten
Serienschaltung einer Zenerdiode D3 (UR1) und eines Meßwiderstandes RM zugeführt.
Die mit a bezeichnete Leitung führt in nicht gezeigter Weise gleichfalls über Dioden
zu den Wicklungsenden der zweiten Motorphase (nicht dargestellt). Bei einer Motor-Speisespannung
von UB=12 V wird beispielsweise eine Diode D3 mit einer Zenerspannung von 64 V und
ein Widerstandswert für RM von 500 mOhm gewählt.
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Das an RM anfallende Meßsignal UM wird über einen Widerstand R261
dem invertierenden Eingang eines Komparators K3 zugeführt.
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Dieser Eingang liegt überdies über einen Widerstand R259 an der Betriebsspannung
+UB und über einen Kondensator C224 an Masse.
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ueber einen Widerstand R260 erhält der Komparator K3 seine Speisespannung,
wobei ein Siebkondensator C223 vorgesehen ist. Der nicht invertierende Eingang des
Komparators liegt über den Spannungsteiler R263, R264 an der über die Zenerdiode
D210 verminderten Betriebsspannung +UB. Hiedurch ist an dem nicht invertierenden
Eingang des Komparators K3 eine Bezugsspannung UR2 vorgegeben. Als beispielsweise
Dimensionierung sei angegeben: 259 = 33 kOhm, R261 = 1 kOhm, R263 = 12 kOhm, R264
= 1 kOhm, Uz(D2i0) = 5,6 V, C224 = 4,7 nF, R260 = 15 Ohm, C223 = 100 nF.
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Im Gegenkopplungszweig des Komparators K3 liegt ein Serien-RC-Glied
R262, C225 (22 kOhm, 470 nF).
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Es ist weiters ein zweiter Komparator K4 vorgesehen, von dessen invertierenden
Eingang ein Widerstand R267 eines gleichfalls über die Zenerdiode D210 an der Betriebsspannung
liegenden Spannungsteilers R266, R267 gegen Masse gelegt ist.
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Parallel zum Widerstand R267 liegt ein Kondensator C227.
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Hiedurch ist an diesem Eingang eine Bezugsspannung UR3 gebildet. Der
nicht invertierende Eingang des Komparators K4 liegt einerseits über einen Widerstand
R265 und die Zenerdiode D210 an der Betriebsspannung +UB und andererseits über die
Serienschaltung eines Widerstandes R268 und eines Kondensators C228 an Masse. ueber
eine Diode D209 ist der nicht invertierende Eingang des Komparators K4 mit dem Ausgang
des Komparators K3 verbunden. Im Gegenkopplungszweig des Komparators K liegt ein
Kondensator C226. Zur beispielsweisen Dimensionierung sei angegeben: R266 1,2 kOhm,
R267 = 12 kOhm, C227 = 47 nF, R = 56 kOhm, R268 = 680 Ohm, C228 X 4,7J1F, C226 8
47 pF.
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Die Ausgangssignale U' sp des Komparators K3 bzw. U" des sp sp Komparators
K4 werden über Widerstände R270 bzw. R271 der Basis eines p-n-p Transistors T209
zugeführt. Im Kollektorkreis dieses Transistors liegen in Serie zwei Widerstände
R,57 und Ru58, wobei der letztgenannte Widerstand von einem Kondensator c221 überbrückt
ist. Zwischen Basis und Emitter liegt ein Widerstand R269. Der Kollektor ist über
Dioden D202 bzw. D204 an die Eingänge der Inverter INV1 bzw. INV2 gelegt.
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Die mit b bezeichnete Leitung führt in analoger Weise zu Invertereingängen
der nicht gezeigten Ansteuerschaltung der zweiten Motorphase. Der Transistor T209
dient als Schaltstufe mit einer ODER-Verknüpfung der beiden Signale U'sp und U"
am Eingang. Am Ausgang tritt das Signal Usp auf. Eine beispielsweise Dimensionierung
der hier verwendeten Schaltelemente lautet: R269 = R270 = R271 = 33 kOhm, R257 =
6,2 kOhm, R258 = 3,6 kOhm, C221 = 220 pF.
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Die beschriebene Schutzschaltung arbeitet folgendermaßen:
Bei
Auftreten einer Uberspannung an einer der Wicklungen L1, L2, bzw. der nicht dargestellten
Wicklungen der zweiten Motorphase wird die Zenerdiode D3 über eine der Trenndioden
D1, D2 leitend und an dem Meßwiderstand RM tritt eine positive Meßspannung UM auf,
wodurch das Potential am invertierenden Eingang des Komparators K3, an dessen nicht
invertierenden Eingang eine Spannung von etwa +0,5 V liegt, ansteigt und der bis
dahin auf positivem Potential gelegene Ausgang des Komparators gegen Null absinkt,
was dem Auftreten des Sperrsignales U'sp entspricht. Der Transistorschalter T209
wird leitend, wodurch die Eingänge aller Inverter INV1, INV2 (und der beiden nicht
dargestellten Inverter der zweiten Schaltunghälfte) annähernd auf das Potential
der Betriebsspannung +UB gehoben werden, wodurch alle Leistungsschalter S1, S2 etc.
der Endstufen abschalten. Nach Fortfall der Uberspannung nimmt der Ausgang des Komparators
K3 in einem durch die Zeitkonstante des RC-Gliedes R262, C225 (etwa 25 ms) und die
Schaltschwellen des Komparators (UmschwinCzeit etwa 10 ms) bestimmten Verlauf wieder
positives Potential an Da Überspannungen üblicherweise nur kurzzeitig auftreten,
würden nach Wegfall einer Spannungsspitze entsprechend der Zeitkonstanten R262 225
rasch sämtliche Schaltstufen wieder betriebsbereit sein, was aus Sicherheitsgründen
jedoch unerwünscht ist. Aus diesem Grund ist der Komparator K4 vorgesehen, der zusammen
mit seiner Beschaltung für eine weitere Verzögerung des Sperrsignales sorgt.
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Sobald der Ausgang des Komparators K3 gegen Null geht, wird auch der
nicht invertierende Eingang des Komparators K4 gegen das Nullpotential gezogen,
sodaß auch der Ausgang des Komparators K4 das Nullpotential annimmt. Gleichzeitig
wird der zuvor aufgeladen gewesene Kondensator C228 über R268 und die Diode D209
entladen.
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Wenn nach Wegfall einer Uberspannung der erste Komparator K3 wieder
seinen Ausgangszustand einnimmt, wird der Kondensator c228
über
die Widerstände R268 + R265 wieder aufgeladen. Da der Wert des Widerstandes R265
wesentlich größer ist als jener des Widerstandes R268, erfolgt das Aufladen entsprechend
langsamer als das Entladen, bis die Schaltschwelle des zweiten Komparators K4 wieder
erreicht ist. Die Zeitkonstante von K4 beträgt etwa 260 ms, die zugehörige Aufladezeit
etwa 600 ms.
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Für die Entladung wirksam ist eine Entladezeitkonstante von etwa 3
ms (ca 1/3 der Umschwingzeit von K3). Nun steigt das Potential am Ausgang des zweiten
Komparators K4 wieder gegen +UB und der Transistor T209 sperrt. Die Endstufen können
wieder arbeiten, solange nicht erneut eine Oberspannung auftritt.
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Die Schaltung weist als weitere Besonderheit auch einen Schutz gegen
einen unzulässigen Abfall der Betriebsspannung auf, was im folgenden erläutert wird.
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Am invertierenden Eingang des ersten Komparators K liegt, definiert
durch R259 + R261 (R280 ist klein gegen R259 und R261), ein Bruchteil der Betriebsspannung
+UB. Die Zenerdiode D210 versorgt den Spannungsteiler R263, R264, welcher die Spannung
am nicht invertierenden Eingang des Komparators K3 festlegt. Bei der beispielsweisen
Dimensionierung liegt am invertierenden Eingang bei normaler Betriebsspannung +UB
= 12 V eine Spannung von 12/(33 + 1) = 0,35 V und am nicht invertierenden Eingang
eine Spannung von (UB - UZ)/(1 + 12) = (12 - 5,6)/13 - 0,5 Daraus ergibt sich, daß
bei einem Abfall von UB auf z.B. 6 V die Spannung am invertierenden Eingang auf
etwa 0,18 V und jene am nicht invertierenden Eingang auf etwa 30 mV absinkt, was
jedoch eine Umkehr der Polarität an den beiden Eingängen des ersten Komparators
K3 - bezogen auf normale Betriebsspannung -bedeutet. Das Potential am Ausgang des
Komparators K3 sinkt gegen Null und über den Schalttransistor T209 werden die Endstufen
abgeschaltet. Der zweite Komparator K4 erfüllt hier die gleiche Funktion, wie im
Zusammenhang mit dem Abschalten bei Überspannung beschrieben. Auf diese Weise wird
bei zu starkem Absinken der Betriebsspannung ein undefiniertes Schalten des Schrittmotors
vermieden.