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Einrichtung zum Filtern oder Korrelieren von Bandpaß-
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signalformen.
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Filtern oder Korrelieren
von Bandpaßsignalformen, bei der die durch einen Quadraturdemodulator gebildeten
und ins Basisband umgesetzten Quadraturkomponenten I und Q eines Eingangssignals
mittels getakteter Abtastglieder abgetastet und nach einer optionalen A/D-Wandluno
entweder analog oder digital durch ein zeitdiskret arbeitendes Filter bzw. einen
zeitdiskret arbeitenden Korrelator mit einer komplexwertigen äquivalenten Tiefpaßsignalform
gefaltet bzw. korreliert werden und bei der das so gebildete Ausgangssignal weiterverarbeitet
wird.
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Hat das gewünschte Filter im Bandpaßbereich die Impulsantwort g(t)
bzw. soll in einem Korrelator mit g(t) korreliert werden, so kann das System im
Basisband realisiert werden, wenn man dort von dem zu g(t) gehörigen äquivalenten
Tiefpaßsignal h(t) = h1(t)+J.hQ(t) ausgeht.
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Die Realisierung eines Bandpaßsystems im Basisband ist insbesondere
dann von Interesse, wenn g(t) von komplizierter Struktur ist, wie dies z.B. bei
signalangepaßten Filtern (Matched Filter) und Korrelatoren für Radar- oder Spread-Spectrum-Signale
der Fall ist, und wenn an den Einsatz von Komponenten gedacht ist, deren Verarbeitungsgeschwindigkeit
für eine direkte Realisierung der gewünschten Funktion im Bandpaßbereich nicht hoch
genug ist (z.B. digitale Schaltkreise, CCD-Bauelemente).
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Die allgemein übliche und dem Stand der Technik entsprechende Realisierung
eines Bandpaßsystems im äquivalenten Tiefpaßbereich bzw. im Basisband stellt der
Quadraturemp fänger nach Fig. 1 dar, vgl. H.D. Lüke, Signalübertragung, Springer-Verlag,
Berlin, 1979, S.74-85. Durch einen Quadraturdemodulator 1 (Oszillator Osz, Phasenschieber
Ph, Mischstufen M1 und M2, Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter TP1 und TP2) werden zunächst
die Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) des eingespeisten Bandpaßsignals s(t) erzeugt.
Die im Oszillator Osz gebildete Mischfrequenz fM ist in der Regel gleich der Mittenfrequenz
des Bandpaßsignals s(t) oder g(t), darf jedoch prinzipiell auch von dieser abweichen.
Die Quadraturkomponenten werden dann mittels Abtastglieder 2 mit der Abtastrate
fs abgetastet und einem zeitdiskreten Filter oder Korrelator 4 im Basisband zugeführt.
Ist das Fourierspektrum von g(t) bezüglich der Mischfrequenz zum unsymmetrisch,
so spricht man von einem unsymmetrischen Bandpaßsystem und das zu g(t) äquivalente
Tiefpaßsignal h(t) bei der Bezugsfrequenz fM ist dann komplexwertig, vgl. das genannte
Buch von H.D.
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Lüke. Zur Filterung bzw. Korrelation werden dann vier reelle Kanäle
benötigt, in denen die abgetasteten Quadraturkomponenten Ii und Q. des Eingangssignals
s(t) mit 1 1 den abgetasteten Quadraturkomponenten h Ii und h Qi des Bandpaßsignals
g(t) gefaltet bzw. korreliert werden, vgl. Fig. 1, das bereits genannte Buch von
H.D. Lüke und außerdem A. Baier, A Low-Cost Digital Matched Filter for Arbitrary
Constant-Envelope Spread-Spectrum Waveforms, IEEE Trans. Commun., Vol. COM-32, April
1984, Seiten 354 bis 361. In einem analogen System können diese vier Kanäle z.B.
durch CCD-Bauelemente, vgl. D.M. Grieco, "The Application of Charge-Coupled Devices
to Spread-Spectrum Systems, IEEE Trans.
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Commun., Vol. COM-28, Sept. 1980, Seiten 1693 bis 1705,
oder
andere analoge Komponenten realisiert werden, in einem digitalen System durch hier
nicht näher zu erläuternde digitale Bauelemente, vgl. den zitierten Aufsatz von
A. Baier, außerdem G. Levita, 'wPerformance of Digital Matched Filters for Multilevel
Signals??, IEEE Trans. Commun., Vol. COM-31, Nov. 1983, Seiten 1217 bis 1226 und
G.L. Turin, "An Introduction to Digital Matched Filters??, Proc. IEEE, Vol. 64,
Juli 1976, Seiten 1092 bis 1112, wobei dann zwischen den Abtastgliedern 2 einerseits
und dem Filter bzw. Korrelator 4 andererseits Analog/Digital-Wandler 3 vorzusehen
sind. Die Weiterverarbeitung der Quadraturkomponenten des mit h(t) gefalteten oder
korrelierten Signals in einer Einrichtung 5 soll hier nicht näher erläutert werden.
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Beispielsweise kann das Signal wieder in den Bandpaßbereich hochgemischt
werden, es kann aber auch ein Hüllkurvenbildner oder irgendein Detektor nachgeschaltet
sein.
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Ist das Fourierspektrum von g(t) bezüglich der Mischfrequenz M symmetrisch,
so spricht man von einem symmetrischen Bandpaßsystem. hQ(t) ist in diesem Fall identisch
Null. Die zwei Kreuzkanäle für h im Filter oder Korrelator 4 können dann entfallen
und der Aufwand für das Filter bzw. den Korrelator 4 reduziert sich um den Faktor
2, vgl. das zitierte Buch von H.D. Lüke, S.74-85 und 139 bis 151, sowie die Aufsätze
von A. Baier und G.L.
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Turin. Für bestimmte Arten von Signalformen g(t) können diese Kreuzkanäle
in einem zeitdiskreten System auch im unsymmetrischen Fall ohne Systemverschlechterung
entfallen, sofern im Quadraturdemodulator 1 eine geeignete Mischfrequenz f'M und
eine geeignete Abtastrate f? gewählt wird. Ein derartiges Verfahren wird in dem
Aufsatz von F.Amoroso, J.A. Kivett, §tSimplified MSK Signaling Technique",IEEE Trans.
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Commun., Vol. COM-25, April 1977, Seiten 433 bis 441
für
Minimum Shift-Keying-Signale (MSK) beschrieben.
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Matched Filter und Korrelatoren für MSK-Signale nach diesem Prinzip
gehören zum Stand der Technik. Nachteilig bei diesem Prinzip ist jedoch, daß es
sich nur auf MSK-ähnliche Signalformen anwenden läßt, und daß die technische Realisierung
der Mischstufen des Quadraturdemodulators 1 und der erforderlichen Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter
TP1 und TP2 nicht ganz unkritisch ist, weil die zu wählende Mischfrequenz f'M nicht
gleich der Mittenfrequenz des Signals s(t) bzw. g(t) ist.
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Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Einrichtung zum Filtern oder
Korrelieren der eingangs genannten Art bezieht, wird die Aufgabe, das gewünschte
zeitdiskret arbeitende Filter bzw. den zeitdiskret arbeitenden Korrelator auch bei
einem unsymmetrischen Bandpaßsystem, d.h.
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komplexwertigem h(t), ohne Systemverschlechterung durch nur zwei Kanäle
realisieren zu können, derart gelöst, daß das komplexe, zeitdiskret arbeitende Filter
bzw. der komplexe, zeitdiskret arbeitende Korrelator durch ein reelles analoges
oder digitales Filter bzw. einen reellen analogen oder digitalen Korrelator, bestehend
aus zwei reellen Kanälen, in denen mit einer reellwertigen Tiefpaßsignalform gefaltet
bzw. korreliert wird, und durch eine diesen beiden Kanälen vorgeschaltete Vorschalteinrichtung
realisiert ist, welche gesteuert durch ein mit dem Abtasttakt des zeitdiskret arbeitenden
Filters bzw. Korrelators getaktetes digitales Schaltwerk, das optional mit dem Eingangssignal
des Filters bzw.
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Korrelators synchronisiert sein kann, die abgetasteten Quadraturkomponenten
I und Q des Eingangssignals nach einem vorgegebenen Schema um Vielfache von 900
entsprechende Phasenwerte phasenverdreht, indem jeweils die erforderlichen Quadraturkomponenten
I oder Q am Eingang
der Vorschalteinrichtung bzw. die durch zwei
analoge oder digitale Negierer negierten Quadraturkomponenten - I oder - Q durch
zwei analoge oder digitale, auswahlcodewortgesteuerte 4-zu-l-Multiplexer gemäß folgender
Tabelle l 5o 1' O 0 0° I Q 0 1 900 -Q 1 1 0 1800 -I -Q 1 1 2700 Q -I zu den mit
den Kanälen verbundenen Ausgängen I' und Q' der Vorschalteinrichtung durchgeschaltet
werden, wobei sich das 2 Bit breite, digitale Auswahlcodewort S1, S zur Ansteuerung
der Multiplexer und damit die gewünschte Phasendrehung d t von Abtasttaktschritt
zu Abtasttaktschritt ändern kann. Die Vorteile gegenüber der oben beschriebenen,
dem Stand der Technik entsprechenden Realisierungsmöglichkeit bestehen darin, daß
sich die Einrichtung gemäß der Erfindung nicht nur bei MSK-ähnlichen Signalen, sondern
auch bei anderen Signalen einsetzen läßt, und daß man häufig, z.B. auch beim angesprochenen
Fall des Matched Filters für MSK-Signale, die Mischfrequenz fM bei der Mitten frequenz
des Bandpaßsignals s(t) belassen kann, was die technische Realisierung des Quadraturdemodulators
und der erforderlichen Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter unkritischer macht.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand von Figuren erläutert. Es zeigen:
Fig.
1 im Blockschaltbild die bereits beschriebene, den Stand der Technik darstellende
Einrichtung zum Filtern bzw. Korrelieren von Bandpaßsignalformen, Fig. 2 im Blockschaltbild
eine erfindungsgemäße Einrichtung zum Filtern bzw. Korrelieren von Bandpaßsignalformen,
Fig. 3 in Blockschaltbildform eine Vorschalteinrichtung zum Einsatz in einer Einrichtung
nach Fig. 2, Fig. 4 in Blockschaltbildform ein vereinfachtes Schaltwerk für die
Vorschalteinrichtung nach Fig. 3 Fig. 5 eine Tabelle.
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In Übereinstimmung mit der bekannten Einrichtung nach Fig. 1 wird
beim erfindungsgemäßen Quadraturempfänger nach Fig. 2 ein über einen Bandpaß BP
geführtes Eingangssignal s(t) in zwei Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) mittels
eines Quadraturdemodulators 1 (Mischfrequenz fM) aufgeteilt. Die Quadraturkomponenten
werden dann mittels zweier Abtastglieder 2 mit einer Abtastrate fs abgetastet. Die
abgetasteten Quadraturkomponenten 1.
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und Qi werden dann einer Vorschalteinrichtung 6 zugeführt, wobei in
einem digital ausgeführten System dieser Vorschalteinrichtung 6 ein Analog/Digital-Wandler
3 vorangeht (gestrichelt dargestellt). Den der Vorschalteinrichtung 6 zugeführten
Quadraturkomponenten I und Q werden hier in später noch beschriebener Weise systematische
Phasendrehungen aufgeprägt. Die beiden Ausgangskomponenten 1 und Q' der Vorschalteinrichtung
6 werden dann einem nur aus zwei Kanälen bestehenden Filter oder Korrelator 7 zugeführt.
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Wie Fig. 3 zeigt, besteht die Vorschalteinrichtung 6 nach Fig. 2 aus
zwei analogen oder digitalen Multiplexern 10, die, gesteuert an den Eingängen 11
durch ein
2 Bit breites digitales Auswahlsignal S1> SO, je eines
der vier Signale I, Q, - I, - Q zum Ausgang I' bzw. Q' durchschaltet, vgl. dazu
die Tabelle in Fig. 5. Im analogen Fall entsprechen die Signale I, Q bzw. I', QI
jeweils einer analogen Signalleitung, im digitalen Fall jeweils einem Leitungsbündel
entsprechend der Wortbreite des digitalen Signals. Zwei Negierer 9 zur Bildung der
negierten Signale - I und - Q bestehen im analogen Fall aus analogen Verstärkern
mit der Verstärkung v = - 1 und im digitalen Fall aus digitalen Schaltkreisen zur
Negierung des Signalwertes I bzw. Q gemäß dem verwendeten Zahlencode (z.B. 2er-Komplement
o.ä.) Die binären Auswahlsignale S1 und SO an den Eingängen 11 werden im allgemeinen
Fall von einem mit der Abtastfrequenz fs getakteten digitalen Schaltwerk 12 geliefert,
wobei sich der Auswahlcode S1, SO von Taktschritt zu Taktschritt ändern kann. Die
Zuordnung von Auswahlcode S1, SO und Multiplexschema wird in der Tabelle nach Fig.
5 wiedergegeben. Das Multiplexschema entspricht einer Phasenverdrehung der Quadraturkomponenten
Ii und Qi um ##i = 0°, 90°, 180°, 270°, wobei die Zuordnung zum Auswahlcode S1,
SO wieder aus der Tabelle nach Fig. 5 hervorgeht. Es gilt im Komplexen:
Nehmen die Abtastwerte h. des äquivalenten Tiefpaßsignals h(t) bei der gewählten
Mischfrequenz zum und der gewählten Abtastrate fs nur Werte an, die sich in ihrer
Phase um ganzzahlige Vielfache von 900 unterscheiden, so kann man durch eine entsprechende
Vorverarbeitung der abgetasteten Quadraturkomponenten Ii und Qi des Eingangssignals
mit Hilfe der beschriebenen Vorschalteinrichtung 6 erreichen, daß im Filter bzw.
Korrelator 7
nur noch mit einem reellwertigen modifizierten Tiefpaßsignal
h'Ii gefaltet bzw. korreliert werden muß, zwei Kanäle also ausreichen. Hieraus ergibt
sich der praktische Nutzen und die Einsetzbarkeit der beschriebenen Vorschalteinrichtung
6. Es ist dabei zu beachten, daß das digitale Schaltwerk 12 der Vorschalteinrichtung
je nach Einsatzbereich unter Umständen mit dem Eintreffzeitpunkt der zu verarbeitenden
Signalform s(t) synchronisiert werden muß (z.B. Einsatz in Bandpaßkorrelation oder
synchronisiertem Matched Filter).
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Eine vereinfachte Variante der Erfindung besteht darin, daß das nicht
näher charakterisierte Schaltwerk 12 durch einen 2-stufigen, zyklischen, aufwärts
oder abwärts zählenden Binärzähler 13 realisiert wird, dessen Ausgänge A1, Ao direkt
das Auswahlcodewort S1, SO zur Ansteuerung der Multiplexer 10 darstellen, vgl. Fig.
4. Dieser Binärzähler wird wiederum mit dem Abtasttakt f5 getaktet und mit jedem
Taktschritt weitergeschaltet. Die Vorschalteinrichtung führt dann im Komplexen die
Ooeration
aus. Beinhaltet eine dem Filter oder Korrelator 7 nachgeschaltete Weiterverarbeitungseinrichtung
5 einen Hüllkurvenbildner, so ist nie eine Synchronisation des Binärzählers 13 mit
dem Eingangssignal erforderlich, weil ein zeitverschobener Start des Binärzählers
lediglich eine konstante Phasenverdrehung des Ausgangssignals
am
Filter oder Korrelator 7 verursacht, die ohne Einfluß bleibt.
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Der typische Einsatzbereich der Vorschalteinrichtung 6 mit dem modifizierten
Schaltwerk 13 sind Matched Filter und Korrelatoren für MSK-ähnliche Signalformen,
bei denen die Abtastwerte Ii und Qi der Quadraturkomponenten die Eigenschaft
besitzen, wobei Pi, i = 0, ..., N eine reellwertige Sequenz von Abtastwerten darstellt.
Die Bezugs- und Mischfrequenz fM ist dabei im allgemeinen gleich der Mittenfrequenz
des Signals. Im Filter oder Korrelator 7 sind dann nur zwei Kanäle erforderlich,
in denen direkt mit der Sequenz Pi gefaltet bzw. korreliert wird. Ist ein Hüllkurvenbildner
nachgeschaltet, so entfällt - wie bereits erläutert - die Notwendigkeit einer Synchronisation.
Es kann dann mit der beschriebenen Einrichtung gemäß Fig. 2, 3 und 4 ein echtes,
unsynchronisiertes inkohärentes Matched Filter für Signalformen mit der oben angegebenen
Eigenschaft realisiert werden, vgl.
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den Aufsatz von A. Baier. Bei diesem Filter ist die Mischfrequenz
im allgemeinen gleich der Mitten frequenz des zu verarbeitenden Signals und es kann
dank der Vorschalteinrichtung gemäß der Erfindung trotz der komplexwertigen Impulsantwort
h(t) mit nur zwei Filterkanälen realisiert werden, was nach dem bisherigen Stand
Technik
ohne Systemverschlechterung nicht möglich war.
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5 Patentansprüche 5 Figuren