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Titel: Resonanzkreis für eine Schaltung zur
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Extraktion von Signalen mit Taktfrequenz aus einem Datenfluß
Resonanzkreis
für eine Schaltung zur Extraktion von Signalen mit Taktfrequenz aus einem Datenfluß
Die Erfindung bezieht sich auf einen Resonanzkreis für eine Schaltung zur Extraktion
von Signalen mit Taktfrequenz aus einem Datenfluß, bei der die Taktfrequenz niedriger
ist als die Mikrowellen-Frequenz, bei guter Frequenz-Seiktivität und guter Stabilität
gegenüber wechselnden Umgebungseinflüssen, insbesondere Temperaturänderungen. Ein
solcher Resonanzkreis gemäß der Erfindung besteht aus einer kurzgeschlossenen Leitung,
die auf einem Quarzträger fixiert ist. In der betreffenden Schaltung zur Extraktion
ist vorgeschaltet ein Datenfluß-Eingabekreis und nachgeschaltet ein Ausgangskreis,
der die Signale verstärkt, die von dem Resonanzkreis extrahiert worden sind.
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Es ist bekannt, daß ein Übertragungsleitungsabschnitt, der kurzgeschlossen
ist, Resonanzcharakteristiken aufweist. Mit ihm kann demnach ein Bandpaß-Kreis realisiert
werden in Bezug auf diejenige Signalkomponente, die an seinem Eingang mit der Frequenz
fO vorhanden ist. Zu 0 dieser Frequenz fO korrespondiert eine Wellenlänge » der
vierfachen Länge 1 des besagten Leitungsabschnittes. Mit anderen Worten: Die Frequenz,
die von einem Resonator
mit der Leitungslänge 1 herausgefiltert
wird, hat die Frequenz fO = Vp/ = Vp/4A1.
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P Darin ist Vp die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen
Welle, die auf der Leitung übertragen wird. Letztere hängt im wesentlichen von dem
verwendeten Material ab, das als dielektrisches Substrat verwendet wurde. Wird auf
der anderen Seite gewünscht, daß eine Leitung eine Komponente mit der Frequenz fO
extrahiert, so muß seine Länge 1 der Gleichung genügen: 1 = Vp/4efo In der Praxis
können diese Eigenschaften benutzt werden, wenn sie nichtzu hohe l-Werte umfassen,
d. h. wenn fO sehr hoch ist. Bis heute ist daher die Verwendung von Resonanzleitungen
begrenzt auf den Bereich der Mikrowellen, d. h. auf den Bereich sehr hoher Frequenzen,
die sehr kurzen Wellenlängen entsprechen.
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Es gibt jedoch Datenübertragungssysteme des PCM-Typs, die in Frequenzbereichen
arbeiten, deren Wellenlängen weit unter den "Mikrowellen-Längen" liegen. Derartige
Systeme werden mehr und mehr angewandt. Deshalb muß die Extraktion des Signales
des Taktes üblicherweise mit Hilfe von LC-Resonanzkreisen erfolgen, die konzentrierte
Bauelemente enthalten und, falls. erforderlich, mit verteilten Induktivitäten L
(Spiral-Spulen). Diese bekannten
Resonatoren haben mehrere Nachteile,
unter denen nur die Schwierigkeiten erwähnt werden sollen, die durch die niedrige
Selektivität hervorgerufen werden. Dies beruht auf dem begrenzten Q-Faktor der Komponenten
(Gütefaktor) und bei Signal-Strömen in der Luft, insbesondere wenn sie mit besonders
hohen Frequenzen arbeiten, aber immer noch weit unter den Mikrowellen-Frequenzen.
Derartige Frequenzen werden beispielsweise in einem Leitungssystem mit 565 Mbit/s
eingesetzt.
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Ein vorrangiger Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung
eines Resonanzkreises für die Extraktion von Signalen, die Taktfrequenz haben, wobei
diese niedriger liegt als die Mikrowellen-Frequenz, wobei ein Leitungsabschnitt
verwendet wird, der eine Länge hat, die auf akzeptable Werte begrenzt ist.
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Ein weiteres Ziel und eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen
Resonanzkreis mit einem Leitungsabschnitt akzeptabler Länge zu schaffen, der für
die Extraktion von hohen Frequenzen geschaffen ist, die jedoch niedriger liegen
als Mikrowellen-Frequenzen, und der die Nachteile bekannter Resonatoren vermeidet
und insbesondere einen hohen Q-Faktor besitzt und dementsprechend gute Selektivitätseigenschaften.
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Ein weiteres Ziel und eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein
Resonanzkreis des eingangs genannten Typs zu schaffen, d. h. mit einem Leitungsabschnitt,
der auf einem dielektrischen Substrat aufgebracht ist und bei dem mit Hilfe einer
reduzierten Länge seines Ladungsabschnittes nicht nur ein höherer Q-Faktor und demzufolge
eine höhere Selektivität geschaffen wird, sondern der auch eine gute Stabilität
bei wechselnden Umgebungseinflüssen, insbesondere Temperaturänderungen, aufweist.
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Diese und andere Aufgaben werden mit einem Resonanzkreis gemäß Erfindung
gelöst, der aus einem Leitungsabschnitt in Form eines Streifenleiters besteht, dessen
eines Ende offen ist und dessen anderes Ende kurzgeschlossen ist und der eine auf
akzeptable Werte begrenzte Länge besitzt und der auf einen Quarzträger aufgebracht
ist. Vorzugsweise hat der Träger eine quaderförmige Gestalt mit der Dicke "h'. Die
Streifenleitung ist auf der einen Hauptfläche und eine Metallschicht auf der anderen
Hauptfläche aufgebracht.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung verläuft die
Streifenleitung entlang der Hauptlängsachse der einen Hauptfläche, wobei ihr offenes
Ende nahe und parallel zu einer Kante der Hauptfläche verläuft und das andere Ende
an der gegenüberliegenden Stirnseite bis zur
Kante reicht, von
der es über die gesamte Trägerdicke als Leiterabschnitt zur Kontaktierung mit der
Metallschicht weiterläuft, die die andere Hauptfläche bedeckt.
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Entsprechend einem weiteren Merkmal der Erfindung trägt die Hauptfläche
10 zwei weitere Leiterbahnen, die senkrecht zur Achse der Streifenleitung verlaufen
und die voneinander in Richtung der Achse der Leitung abgesetzt sind und die sich
von der Streifenleitung bis zu den gegenüberliegenden Seitenkanten der sie tragenden
Trägerfläche reichen, wobei das Eingangssignal an der ersten Längsseite zwischen
dem freien Ende der Leiterbahn und der Metallschicht auf der Trägerunterseite angelegt
wird. Das Ausgangssignal wird an der zweiten Längsseite zwischen dem freien Ende
der Leiterbahn und der Metallschicht auf der Trägerunterseite abgegriffen.
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Es ist eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung,
daß der Leitungsabschnitt aus parallelen, jeweils für sich untereinander verbundenen
parallelen Abschnitten besteht. Der Abstand zwischen den nahestgelegenen Abschnitten
ist so gewählt, daß Kopplung vermieden wird. Die Eingangs- und Ausgangskreise sind
durch Streifenleitungen ausgeführt.
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Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben sich
klarer aus der Beschreibung einiger Ausführungsformen, die als vorteilhaft betrachtet
werden, die jedoch nicht begrenzend verstanden werden sollen. Die zur Beschreibung
gehörende Zeichnung zeigt im einzelnen: Figur 1 ein Blockdiagramm der Selektionsschaltung;
Figur 2 eine schematische Teil- und Perspektivansicht eines Resonanzkreises gemäß
Erfindung; Figur 3 ebenfalls eine schematisierte Teil- und Perspektivansicht, bei
der eine vorteilhafte Ausführungsform des Schaltkreises gemäß Figur 2 dargestellt
ist.
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Figur 1 zeigt einen Selektionsschaltkreis im ganzen. Er umfaßt: -
einen Eingabekreis I für die Eingabedaten FD, aus denen ein Signal einer bestimmten
Bit-Frequenz selektiert werden soll, - den realen Resonanzkreis CR und einen Ausgabekreis
U für das selektierte Signal SE, dessen Amplitude vorzugsweise auf ein gewünschtes
Niveau verstärkt wird,
um die nachgeschaltete Impedanz (nicht dargestellt)
zu berücksichtigen.
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Ausgabe- und Eingabekreis U bzw. I können wie bekannt gefertigt sein.
Der erfindungsgemäße Resonanzkreis CR dagegen besteht nach Figur 2 aus einem dielektrischen
Träger SQ, der eine flach-quaderförmige Gestalt mit einer Ober- und einer Unterseite
10 bzw. 10' und mit vier kleineren Seitenflächen 11, 11' und 12, 12' der Höhe 'h'
hat. Auf der Oberseite 10 des Trägers SQ ist eine Hauptleiterbahn LS der Länge 1
und der Breite b aufgebracht. Die Leitung LS erstreckt sich in ihrer Längsachse
fast über die gesamte Länge der Oberseite 10, und zwar vom freiliegenden Ende EA
bis zum Ende EC an der Kante, die durch die beiden Seiten 10 und 11' gebildet wird.
Das Ende EC ist über den Leiterbahnabschnitt ECC auf der Seite 11' mit der metallischen
Leiterschicht ME des Trägers SQ kurzgeschlossen. Die Eingabedaten FD werden zwischen
Punkt 1 und Punkt 2 angelegt. MI ist eine zweite, sehr schmale Leiterschicht senkrecht
zu LS auf der Oberseite 10. Entsprechend wird das Ausgabesignal U zwischen Punkt
3 und Punkt 4 abgegriffen, wobei MU ebenfalls ein schmaler Leiterstreifen ist, der
mit dem Hauptleiter LS verbunden ist.
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Wird angenommen, daß der Q-Faktor (Gütefaktor) eines
Resonators
CR, der als Leiter LS ausgebildet ist, im Idealzustand proportional zur Quadratwurzel
der Frequenz ansteigt, so erscheint es plausibel, daß bei hoher Arbeitsfrequenz
hiermit bessere Selektionskennkurven erhalten werden als mit üblichen Resonanzkreisen.
Die theoretischen Werte sind im wesentlichen durch die Art und Weise beschränkt,
durch die der Resonator mit den Eingangs- und Ausgangskreisen verbunden ist, wie
es in jedem beliebigen Resonanzkreis der Fall ist. Die Verminderung der Größen und
Breite b und Länge 1 der Hauptleitung LS auf akzeptable Werte und die Stabilität
der Kenndaten des Resonators CR wird durch eine geschickte Auswahl des Trägermaterials
SQ in Abhängigkeit von der Stabilität seiner Dielektrizitätskonstante in Relation
zur Temperatur und von den Wärme-Ausdehnungskoeffizienten erreicht.
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Ist das ausgewählte Trägermaterial SQ charakterisiert durch einen
niedrigen dielektrischen Verlustwert, so wird also ein optimaler Wert des Filter-Gütefaktors
sichergestellt. Schließlich wird von der Auswahl des Trägermaterials die zu benutzende
Technik bestimmt, die für das Aufbringen der Metallbeschichtung auf den Träger maßgebend
ist. Soll beispielsweise in einer speziellen Anwendung das Taktsignal aus einem
PCM-Datenfluß herausgefiltert werden, welcher eine Frequenz von 565Mbit/s
hat,
so wird die Herstellung des Trägers SQ ausAluminiumoxid A12°3 #r = 10,1, tan # =
1.10-4 oder aus "Epoxyglas", Substanz G10, (6r = 4t4 , tan# = 80.10-4 u nicht ins
Auge gefaßt, da, obwohl diese Materialien eine akzeptable Länge 1 der Leitung LS
erlauben, sie doch nicht die erforderlichen Spezifikationen in Bezug auf Temperaturstabilität
und Höhe der Selektivität erfüllen.
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Uberraschenderweise wurde befunden, daß bei Verwendung von amorphem
Quarz, der durch folgende wesentliche Werte charakterisiert ist: - relative Dielektrizitätskonstante
#r = 3,826bei 25°C bis 3,834 bei 100° C - dielektrische Verluste tan # = 1-10 4
1 - Wärmeausdehnungskoeffizient « - 0,55-10 6 /°C 0 als Trägermaterial ein optimales
Ergebnis und eine akzeptable Länge 1 erreicht werden.
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Vorzugsweise wird die Metallisierung ME mit Silber (Ag) ausgeführt,
das auf den Quarz mit der Technologie der Dickfilsherstellung aufgebracht wird.
Die Dimensionen w und h der Leitung LS, wie in Figur 2 dargestellt, werden im wesentlichen
durch den Gütefaktor festgelegt, den man erreichen will, sobald die Frequenzen der
zu filternden Signale festgelegt und die Kompabilität der Dimensionen von käuflich
erhältlichen Quarzplatten in die Berechnung einbezogen worden ist.
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In dem speziell interessierenden Ausführungsbeispiel, in dem eine
Schwingung mit der Frequenz f0 = 564,992 MHz extrahiert werden soll, wurde herausgefunden,
daß mit der Wahl von w = 10 mm und h = 1,2 mm ein erfreuliches Ergebnis erreicht
wird.
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Ersichtlicherweise muß dann, wenn f abnimmt (bis 140 Mbit/s entsprechend
140 MHz), zur Erhaltung desselben Gütefaktors, z. B. 600, w und h vergrößert werden,
falls man nicht mit einem niedrigeren Q zufrieden ist.
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Die Signalausbreitungsgeschwindigkeit entlang der Leitung LS, die
von den physikalischen Parametern des Trägers SQ und der Geometrie der Leitung LS
bestimmt wird, berechnet sich nach der Formel Vp = 0,58°C, wobei c die P Ausbreitungsgeschwindigkeit
im Vakuum ist. Dementsprechend ergibt sich die Länge 1 zu 1 = 78 mm und ein theoretischer
Gütefaktor von Q = 606.
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Das für die Praxis und Erfindung wichtigste Ausführungsbeispiel ist
in Figur 3 dargestellt, mit der die höchstmögliche Filter-Selektivität um die gewünschte
Frequenz herum erreicht wird. Bei der Verwendung des Resonators CR in einer Selektionsschaltung
gemäß Figur 1 wurde herausgefunden, daß es vorteilhaft ist, den Resonator
CR
nicht direkt mit den Eingangs- und Ausgangs-Kreisen I bzw. U zu verbinden, sondern
ihn durch eine Eingangsleitung MI auf der Oberseite 10, die in der Rurzschlußleitung
LS endet und durch sie mit der Metallisierung ME auf der Unterseite 10' verbunden
ist, und durch eine Ausgangsleitung MU, die ebenfalls auf dem Träger SQ.auf der
Seite 10 quer zu LS angebracht sind, zu kontaktieren. Diese dienen als Antennen
für das ankommende Signal I mit den Eingabedaten sowie für das Abgreifen des Ausgangssignals
U vom Resonator CR.
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Auf diese Weise ist garantiert, daß der Resonator unter besten Bedingungen,
ähnlich denen bei lastfreiem Abschluß, arbeitet. Der Ropplungsverlust, der sich
aus diesem Verfahren ergibt, wird soweit erforderlich, durch den nachfolgenden Ausgangsverstärker
AU kompensiert.
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Im folgenden werden die Meßwerte bestimmter, interessierender Parameter
angegeben, die bei einem praktisch ausgeführten System entsprechend der schematischen
Darstellung gemäß Figur 1 gemessen wurden. Das Resonanzelement entspricht dem der
Figur 3.
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Messungen bei Zimmertemperatur (20° C) - Gesamtverstärkung der Schaltung
(Verhältnis der Amplituden von Eingangs- und Ausgangssignal):
G
= - 12 dB - Filter-Einfügungsdämpfung: - 26 dB - Resonanzfrequenz: f0 = 564,992
MHz - Bandbreite bei -3 dB : B = (563,952 c 566,022) MHz - Gütefaktor Q = 270.
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Messungen in einem Temperaturbereich zwischen -10° C und + 60° C -
Verstärkungsvariationen: G = + 1,1 dB - Gesamtvariation der Resonanzfrequenzen f0
= 370 KHz, '0 entsprechend 9,5 ppm/°C - Q-Faktor-Variationen: Q(-10° C) = 287 Q(+60°
C) = 258.
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Der gleiche Resonanzkreis CR kann auch dadurch verwirklicht werden,
daS als Substratmaterial SQ ein monokristalliner Quarz verwendet wird, der eine
Dielektrizitätskonstante von #r = 4,6 hat. Dieses Material zeigt eine geringfügig
geringere Ausbreitungsgeschwindigkeit und es ergibt sich damit eine Länge des Leiters,
die gegenüber der Länge bei amorphem Quarz unwesentlich geringer ist. In diesem
Falle ist für die Aufbringung der Metallschichten MI, MU, LS, ECC und vor allem
ME, in diesem Falle Kupfer, eine Dünnfilmtechnik erforderlich.
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In der Praxis sind die Kenndaten dieses Resonators bei Raumtemperatur
gleich denen des vorhergehenden Falles.
Bei Temperaturänderungen
ist allerdings die Stabilität geringfügig schlechter als beim vorgenannten System.
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Ein Resonanzelement der beschriebenen Art für die Anwendung bei 565
Mbit/s kann auch in Schaltungen verwendet werden, die bei niedrigeren Frequenzen
arbeiten, beispielsweise zur Extraktion von Zeittaktsignalen bei einem Datenfluß
von 140 Mbit/s. Die Resonanz bei diesen Frequenzen erfordert eine größere Länge
der Hauptleitung LS. Es kann aber die Längenvergrößerung innerhalb akzeptabler Werte
gehalten werden, indem der unterdrückte Leitungsabschnitt durch eine konzentrierte
Kapazität (nicht dargestellt) kompensiert wird, die parallel zu der Leitung geschaltet
wird und eine entsprechende Kapazität besitzt.
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Der Gebrauchswert dieses Systemes, ausgedrückt durch den Gütefaktor
und die Temperaturstabilität, beruht auf der Leitungsgeometrie und auf den Werten
des verwendeten Kondensators. Bei Werten von 140 Mbit/s haben sie sich als zufriedenstellend
erwiesen.
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Gerade das Beispiel gemäß Figur 3 zeigt, daß die Abmessungen des Filters
im ganzen sehr stark reduziert werden können, indem der Leitung die Form einer Schleife
oder eines Hakens gegeben wird, beispielsweise in Form eines
G's
oder in ähnlicher Weise, wobei Abschnitte der Leitung im wesentlichen parallel zueinander
liegen mit Minimal-AbstAnden li und l'i, so daß es nicht zu merklichen Kopplungen
zwischen ihnenkommt.
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- L e e r s e i t e -