DE3321086A1

DE3321086A1 - Schaltungsanordnung zur verringerung der restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen verbrauchern

Info

Publication number: DE3321086A1
Application number: DE19833321086
Authority: DE
Inventors: Thomas Dr.-Ing. 8450 Amberg Kölpin
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1983-06-10
Filing date: 1983-06-10
Publication date: 1984-12-13
Also published as: US4575641A; DE3321086C2; JPH046248B2; JPS609025A

Description

SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und München VPA 83 P 3 1 7 8 OE

Schaltungsanordnung zur Verringerung der Restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen Verbrauchern

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Verringerung der Restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen Verbrauchern, insbesondere Steuerspulen an elektromagnetischen Schaltgeräten bei langen Steuerleitungen durch Parallelschaltung eines Zu-Satzverbrauchers zum Verbraucher.

Derartige Restspannungen entstehen durch ohmsche, kapazitive oder induktive Einkopplung. Sie tritt insbesondere bei wechselstromerregten Magnetspulen, z.B. den Antriebsmagneten von Schützen auf, die über lange Steuerleitungen betätigt werden müssen. Nach dem Ausschalten durch den Befehlsgeber fließt hier ein kapazitiver Reststrom, der bei ausreichend hoher Leitungskapazität so groß sein kann, daß die sich hierdurch einstellende Restspannung über der Haltespannung der Magnetspule liegt, so daß ein ordnungsgemäßes Abfallen des Magneten verhindert wird.

Diese Erscheinung kann auch auftreten, wenn als Befehlsgeber elektronische Ausgabestufen verwendet werden, deren Leistungshalbleiter mit RC-Gliedern beschaltet sind.

Bei bekannten Schaltungsanordnungen der obengenannten Art (Schmeicher, T.., Handbuch der Niederspannung, Berlin-München 1982, Seiten 148, 149) werden ohmsche oder kapazitive Zusatzverbraucher parallel zu den Magnetspulen geschaltet, deren Stromaufnahme die Restspannung bei ausgeschaltetem Befehlsgeber unter den Wert der Haltespannung des Magneten absinken läßt. Werden ohmsche Zusatzverbraucher eingesetzt, so entstehen im eingeschalteten Zustand beträchtliche Verlustleistungen. Werden

La 2 Syr /07.06.1983

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kapazitive Zusatzverbraucher zugeschaltet, können unerwünschte Resonanzerscheinungen auftreten. Darüber hinaus sind für eine ausreichende Wirkung große Kapazitätswerte notwendig, deren Realisierung teuer und raumintensiv ist. Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art dahingehend zu verbessern, daß bei geringem Bauteileaufwand eine Verringerung der beschriebenen Restspannungen an den unvollkommen abgeschalteten Verbrauchern bewirkt und bei Anliegen der Betriebsspannung eine möglichst geringe Verlustleistung umgesetzt wird. Dies wird auf einfache Weise dadurch erreicht, daß der Zusatzverbraucher eine Konstantstromquelle ist. Die Verlustleistung steigt damit, im Gegensatz zu den bekannten Zusatzverbrauchern, nicht mehr quadratisch, sondern nur noch linear mit der anliegenden Spannung. Um hier noch weiterhin eine Verbesserung zu erreichen ist es vorteilhaft, wenn die Konstantstromquelle derart in Steuerabhängigkeit von einer Steuerschaltung steht, daß eine Einschaltung erfolgt, wenn der Augenblickswert der anliegenden Spannung einen vorgebbaren Wert unterschreitet und eine Ausschaltung erfolgt, wenn die anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert überschreitet. Die Konstantstromquelle kann in bekannter Schaltung mit Transistor und Zenerdiode (Tietze und Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, Berlin, Heidelberg, New York 1974, Seite 116) aufgebaut werden, wobei es zur Erzielung möglichst kleiner Steuerverluste weiterhin vorteilhaft ist, einen Darlington- oder Leistungsfeldeffekttransistor einzusetzen. Zur Einstellung des Konstantstromwertes ist es vorteilhaft, wenn der Emitter- bzw. Source-Widerstand des Transistors zumindest teilweise einstellbar ist. Bei Verwendung der Schaltungsanordnung in Wechselstromnetzen wird die Schaltung vorteilhafterweise über einen Brückengleichrichter angeschlossen. Ferner ist es vorteilhaft, wenn der Konstantstromquelle Bauteile zur Überspannungsbegrenzung vorgeschaltet sind, um

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Zerstörungen der Transistoren unter ungünstigen Bedingungen zu vermeiden. Als Steuerschaltung für die Konstantstromquelle hat es sich als vorteilhaft erwiesen, wenn . zu der das Basis- bzw. Gate-Potential des Darlington- bzw. Leistungsfeldeffekttransistors bestimmenden Zenerdiode der an sich bekannten Konstantstromquelle die Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines pnp-Transistors mit einem Emitter-Widerstand liegt. Die selbst· tätige Steuerung der Steuerschaltung bei einem bestimmten Spannungswert läßt sich auf einfache Weise erreichen, wenn der Basis-Anschluß des npn-Transistors über eine Zenerdiode und einen Vorwiderstand mit dem Kollektorbzw. Drain-Anschluß des Darlington- bzw. Feldeffekttransistors der Konstantstromquelle verbunden ist und über einen weiteren Widerstand am Bezugspotential liegt. Um optimale Symmetrie der erzielten Stromformen bei hohen Spannungen zu bewirken ist es vorteilhaft, wenn der Vorwiderstand der Zenerdiode unterteilt und zu einem der Teilwiderstände ein Kondensator parallel liegt. Um transiente Instabilitäten zu vermeiden ist es weiterhin vorteilhaft, wenn dem Widerstand zwischen der Basis des npn-Transistors und dem Bezugspotential ein Kondensator parallel liegt.

Anhand der Zeichnung wird ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung beschrieben und die Wirkungsweise näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung und

Fig. 2 bis 9 Diagramme über den zeitlichen Verlauf von Spannungen und Strömen am Verbraucher.

Die Klemmen 1 und 2 nach der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 werden mit dem zu beschaltenden Verbraucher, im vorliegenden Fall der Schützspule 19, verbunden. Der

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Varistor 3 dient zur Überspannungsbegrenzung. Nach Durchlaufen des aus den Dioden 4, 5, 6 und 7 gebildeten Brükkengleichrichters steht die zwischen den Klemmen 1 und 2 angelegte Wechselspannung in zweipulsig gleichgerichteter Form zwischen den Klemmen 8 und 9 an und liegt damit an der aus dem Transistor 10 (Leistungs-Feldeffekt-Transistor oder Darlington-Transistor), dem Emitter-Widerstand 11, dem Vo-widerstand 12 und der Zenerdiode 13 gebildeten Konstantstromquelle. Ist der pnp-Transistor 14 gesperrt, so stellt sich ein Strom durch den Widerstand 11 ein, der in an sich bekannter Weise nahezu unabhängig von zeitlichen Schwankungen der Spannung zwischen den Klemmen 8 und 9 ist.

Obersteigt die Spannung zwischen den Klemmen 8 und 9 die Zenerspannung der Zenerdiode 15 zuzüglich der Basis-Emitter-Schwellspannung des Transistors 14, wird letzterer angesteuert, so daß sich ein niederohmiger Nebenweg zur Zenerdiode 13 ergibt. Wegen des hochohmigen Vorwider-Standes 12 bricht die Spannung an der Zenerdiode 13 zusammen, wodurch die Konstantstromquelle abgeschaltet wird. Die Widerstände .16, 17 und 18 dienen zur Einstellung der Arbeitspunkte des Transistors 14, der Widerstand 18 begrenzt ferner den maximalen Strom durch die Zenerdiode 15. Die Schützspule 19 wird über die langen Leitungen 20 mit der Spannungsquelle 21 durch Schließen des Schalters 22 verbunden. Nach öffnen des Schalters 22 können die gestrichelt symbolisch angedeuteten Kapazitäten 23 zwischen den Leitungen 20 bewirken, daß die Spannung an der Schützspu-Ie 19 so hoch bleibt, daß ohne Zusatzverbraucher wie die beschriebene Schaltung ein Abfallen des Magneten verhindert ist.

In Erweiterung der gezeigten Schaltung kann der Widerstand 18 unterteilt werden (Widerstände 18.1 und 18.2, gestrichelt dargestellt) und zu einem der Widerstände 18.2 ein Kondensator 18.3 parallel geschaltet, ebenfalls ge-

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strichelt dargestellt, werden, um die Symmetrie der er-, zielten Stromformen bei hohen Betriebsspannungen zu optimieren. Ferner kann dem Widerstand 17 zur Vermeidung transienter Instabilitäten ebenfalls ein Kondensator 24 parallel liegen, was gleichfalls gestrichelt, dargestellt wurde.

Die Fig. 2 bis 9 zeigen zur Verdeutlichung der Wirkungsweise· der erfindungsgemäßen Anordnung Darstellungen ein L-ger zeitlicher Verläufe von Spannungen und Strömen,

Fig. 2 zeigt eine niedrige Spannung U12 zwischen den Klemmen 1 und 2. Nach Gleichrichtung ergibt sich die Spannung U89 gemäß Fig. 3 zwischen den Klemmen 8 und 9. Ihre Amplitude liegt unterhalb der gestrichelt eingezeichneten Schaltwelle des Transistors 14; die Stromquelle ist dauernd eingeschaltet. Der Strom 111 hat die Form nach Fig. 4; auf der Wechselstromseite des Gleichrichters zeigt sich der Strom 11 gemäß Fig. 5. Der Effektivwert des Stromes 11 ist hoch, die Schaltung stellt eine niedrige Belastungsimpedanz dar.

Die Figc 6 bis 9 zeigen die entsprechenden Spannungs- und Stromverläufe für eine Hohe Spannung U12, deren Amplitude über der gestrichelt eingezeichneten Schaltschwelle des Transistors 14 liegt.. Fig. 9 zeigt im Vergleich zu Fig. 5, daß die Amplitude des Stromes 11 zwar gleichgeblieben ist, sein Effektivwert aber wegen·der nur noch geringen Stromflußdauer erheblich abgenommen hat. Die Schaltung stellt damit eine hohe Belastungsimpedanz dar.

ird in diesem Stadium der Befehlsgeber 22 ausgeschaltet, und besteht ein z.B. kapazitiver Nebenschluß 23 zum Befehlsgeber, lindern sich absolute Phasenlage und Amplitude 3.5 der Spannung U12. Beim nächsten Unterschreiten der Schaltschwelle wird die Konstantstromquellc wieder eingeschaltet

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und läßt wegen der hohen kapazitiven Vorimpedanz die Restspannung U12 zusammenbrechen. Damit bleibt dieser Zustand stabil. Ob dabei noch die ursprüngliche Höhe des Konstantstroms erreicht wird, hängt von Spannung und Frequenz der speisenden Wechselspannung und der Größe des kapazitiven Nebenschlusses ab. Nach neuerlichem Einschalten des Befehlsgebers 22 wird die Konstantstromquelle bei Erreichen der Schaltschwelle wieder periodisch aus- und eingeschaltet, womit der Ausgangszustand wieder hergestellt ist.

Bei der Darstellung des zeitlichen Verlaufs des Stromes 11 wurden die geringen Anteile der Steuerströme durch die hochohmigen Widerstände 12 und 18 vernachlässigt.

Durch die erfindungsgemäße Schaltung lassen sich bei ausgeschaltetem Befehlsgeber 22 derartig niedrige Lastimpedanzen erzielen, daß bei deren konventioneller Realisierung mit ohmscher Zusatzlast die Verluste im eingeschalteten Zustand bei Nennspannung um den Faktor 1000 höher liegen würden.

10 Patentansprüche
9 Figuren

Claims

Patentansprüche

ί1.) Schaltungsanordnung zur Verringerung der Restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen Verbrauchern, insbesondere Steuerspulen an elektromagnetischen Schaltgeräten bei langen Steuerleitungen durch Parallelschaltung eines Zusatzverbrauchers zum Verbraucher, dadurch gekennzeichnet, daß der Zusatzverbraucher eine Konstantstromquelle (10 - 13) ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Konstantstromquelle (10 - 13) derart in Steuerabhängigkeit von einer Steuerschaltung (14 - 18) steht, daß eine Einschaltung erfolgt, wenn die anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert unterschreitet und eine Ausschaltung erfolgt, wenn die anliegende Spannung, einen vorgebbaren Wert überschreitet.
3.. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennze ichnet , daß die Konstantstromquelle einen Darlington-Transistor enthält.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, d a durch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle einen Leistungsfeldeffekttransistor (10) enthält.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4,

dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstromquelle (10 - 13) ein Brückengleichrichter (4 - 7) vorgeschaltet ist.
6* Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstromquelle (10 - 13) Bauteile (3) zur Überspannungsbegrenzung vorgeschaltet sind.

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7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zu der das Basis- bzw. Gate-Potential des Darlington- bzw. Leistungsfeldeffekttransistors bestimmenden Zenerdiode

(13) der an sich bekannten Konstantstromquelle die Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors (14) mit einem Emitter-Widerstand (16) liegt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Anschluß des ripn-Transistors (14) über eine Zenerdiode (15) und einen Vorwiderstand-(18) mit dem Kollektor- bzw. Drain-Anschluß des Darlington- bzw. Feldeffekttransistors der Konstantstromquelle verbunden ist und über einen weiteren Widerstand (17) mit dem Bezugspotential.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß der Vorwiderstand (18) der Zenerdiode (15) unterteilt (18.1, 18.2) und zu einem der Teilwiderstände (18.2) ein Kondensator 18.3 parallel liegt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß dem Wi- derstand (17) zwischen der Basis des npn-Transistors (14) und dem Bezugspotential ein Kondensator (24) parallel liegt.