DE3321086C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Verringerung der Restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen Verbrauchern, insbesondere Steuerspulen an elek­ tromagnetischen Schaltgeräten bei langen Steuerleitungen durch Parallelschaltung eines Zusatzverbrauchers zum Verbraucher.

Derartige Restspannungen entstehen durch ohmsche, kapazitive oder induktive Einkopplung. Sie tritt insbesondere bei wechsel­ stromerregten Magnetspulen, z. B. den Antriebsmagneten von Schützen auf, die über lange Steuerleitungen betätigt werden müssen. Nach dem Ausschalten durch den Befehlsgeber fließt hier ein kapazitiver Reststrom, der bei ausreichend hoher Leitungs­ kapazität so groß sein kann, daß die sich hierdurch einstellen­ de Restspannung über der Haltespannung der Magnetspule liegt, so daß ein ordnungsgemäßes Abfallen des Magneten verhindert wird. Diese Erscheinung kann auch auftreten, wenn als Befehls­ geber elektronische Ausgabestufen verwendet werden, deren Lei­ stungshalbleiter mit RC-Gliedern beschaltet sind.

Bei bekannten Schaltungsanordnungen der obengenannten Art (Schmelcher, T., Handbuch der Niederspannung, Berlin-München 1982, Seiten 148, 149) werden ohmsche oder kapazitive Zusatz­ verbraucher parallel zu den Magnetspulen geschaltet, deren Stromaufnahme die Restspannung bei ausgeschaltetem Befehlsge­ ber unter den Wert der Haltespannung des Magneten absinken läßt. Werden ohmsche Zusatzverbraucher eingesetzt, so entste­ hen im eingeschalteten Zustand beträchtliche Verlustleistungen. Werden kapazitive Zusatzverbraucher zugeschaltet, können un­ erwünschte Resonanzerscheinungen auftreten. Darüber hinaus sind für eine ausreichende Wirkung große Kapazitätswerte not­ wendig, deren Realisierung teuer und raumintensiv ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art dahingehend zu ver­ bessern, daß bei geringem Bauteileaufwand eine Verringerung der beschriebenen Restspannungen an den unvollkommen abge­ schalteten Verbrauchern bewirkt und bei Anliegen der Betriebs­ spannung eine möglichst geringe Verlustleistung umgesetzt wird. Dies wird auf einfache Weise dadurch erreicht, daß der Zusatzverbraucher eine Konstantstromquelle ist, die in Steu­ erabhängigkeit von der am Verbraucher anliegenden Spannung steht. Die Verlustleistung steigt damit, im Gegensatz zu den bekannten Zusatzverbrauchern, nicht mehr quadratisch, sondern nur noch linear mit der anliegenden Spannung. Um hier noch weiterhin eine Verbesserung zu erreichen ist es vorteilhaft, wenn die Konstantstromquelle derart in Steuerabhängigkeit von einer Steuerschaltung steht, daß eine Einschaltung erfolgt, wenn die am Verbraucher anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert unterschreitet und eine Ausschaltung erfolgt, wenn die am Verbraucher anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert überschreitet.

Die Konstantstromquelle kann in bekannter Schaltung mit Transistor und Zenerdiode (Tietze und Schenk, Halbleiter­ schaltungstechnik, Berlin, Heidelberg, New York 1974, Seite 116) aufgebaut werden, wobei es zur Erzielung mög­ lichst kleiner Steuerverluste weiterhin vorteilhaft ist, einen Darlington- oder Leistungsfeldeffekttransistor einzusetzen. Zur Einstellung des Konstantstromwertes ist es vorteilhaft, wenn der Emitter- bzw. Source- Widerstand des Transistors zumindest teilweise einstell­ bar ist. Bei Verwendung der Schaltungsanordnung in Wechselstromnetzen wird die Schaltung vorteilhafterweise über einen Brückengleichrichter angeschlossen. Ferner ist es vorteilhaft, wenn der Konstantstromquelle Bautei­ le zur Überspannungsbegrenzung vorgeschaltet sind, um Zerstörungen der Transistoren unter ungünstigen Bedin­ gungen zu vermeiden. Als Steuerschaltung für die Konstant­ stromquelle hat es sich als vorteilhaft erwiesen, wenn zu der das Basis- bzw. Gate-Potential des Darlington­ bzw. Leistungsfeldeffekttransistors bestimmenden Zener­ diode der an sich bekannten Konstantstromquelle die Rei­ henschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines pnp- Transistors mit einem Emitter-Widerstand liegt. Die selbst­ tätige Steuerung der Steuerschaltung bei einem bestimm­ ten Spannungswert läßt sich auf einfache Weise erreichen, wenn der Basis-Anschluß des npn-Transistors über eine Zenerdiode und einen Vorwiderstand mit dem Kollektor­ bzw. Drain-Anschluß des Darlington- bzw. Feldeffekt­ transistors der Konstantstromquelle verbunden ist und über einen weiteren Widerstand am Bezugspotential liegt. Um optimale Symmetrie der erzielten Stromformen bei hohen Spannungen zu bewirken ist es vorteilhaft, wenn der Vor­ widerstand der Zenerdiode unterteilt und zu einem der Teilwiderstände ein Kondensator parallel liegt. Um transiente Instabilitäten zu vermeiden ist es weiterhin vorteilhaft, wenn dem Widerstand zwischen der Basis des npn-Transistors und dem Bezugspotential ein Kondensator parallel liegt.

Anhand der Zeichnung wird ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung beschrieben und die Wirkungsweise näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schal­ tung und

Fig. 2 bis 9 Diagramme über den zeitlichen Verlauf von Spannungen und Strömen am Verbraucher.

Die Klemmen 1 und 2 nach der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 werden mit dem zu beschaltenden Verbraucher, im vorliegenden Fall der Schützspule 19, verbunden. Der Varistor 3 dient zur Überspannungsbegrenzung. Nach Durch­ laufen des aus den Dioden 4, 5, 6 und 7 gebildeten Brük­ kengleichrichters steht die zwischen den Klemmen 1 und 2 angelegte Wechselspannung in zweipulsig gleichgerichteter Form zwischen den Klemmen 8 und 9 an und liegt damit an der aus dem Transistor 10 (Leistungs-Feldeffekt-Transistor oder Darlington-Transistor), dem Emitter-Widerstand 11, dem Vorwiderstand 12 und der Zenerdiode 13 gebildeten Konstantstromquelle. Ist der pnp-Transistor 14 gesperrt, so stellt sich ein Strom durch den Widerstand 11 ein, der in an sich bekannter Weise nahezu unabhängig von zeitlichen Schwankungen der Spannung zwischen den Klemmen 8 und 9 ist.

Übersteigt die Spannung zwischen den Klemmen 8 und 9 die Zenerspannung der Zenerdiode 15 zuzüglich der Basis- Emitter-Schwellspannung des Transistors 14, wird letzte­ rer angesteuert, so daß sich ein niederohmiger Nebenweg zur Zenerdiode 13 ergibt. Wegen des hochohmigen Vorwider­ standes 12 bricht die Spannung an der Zenerdiode 13 zu­ sammen, wodurch die Konstantstromquelle abgeschaltet wird. Die Widerstände 16, 17 und 18 dienen zur Einstellung der Arbeitspunkte des Transistors 14, der Widerstand 18 begrenzt ferner den maximalen Strom durch die Zenerdiode 15. Die Schützspule 19 wird über die langen Leitungen 20 mit der Spannungsquelle 21 durch Schließen des Schalters 22 ver­ bunden. Nach Öffnen des Schalters 22 können die gestri­ chelt symbolisch angedeuteten Kapazitäten 23 zwischen den Leitungen 20 bewirken, daß die Spannung an der Schützspu­ le 19 so hoch bleibt, daß ohne Zusatzverbraucher wie die beschriebene Schaltung ein Abfallen des Magneten verhin­ dert ist.

In Erweiterung der gezeigten Schaltung kann der Widerstand 18 unterteilt werden (Widerstände 18.1 und 18.2, gestri­ chelt dargestellt) und zu einem der Widerstände 18.2 ein Kondensator 18.3 parallel geschaltet, ebenfalls ge­ strichelt dargestellt, werden, um die Symmetrie der er­ zielten Stromformen bei hohen Betriebsspannungen zu opti­ mieren. Ferner kann dem Widerstand 17 zur Vermeidung tran­ sienter Instabilitäten ebenfalls ein Kondensator 24 parallel liegen, was gleichfalls gestrichelt dargestellt wurde.

Die Fig. 2 bis 9 zeigen zur Verdeutlichung der Wirkungs­ weise der erfindungsgemäßen Anordnung Darstellungen eini­ ger zeitlicher Verläufe von Spannungen und Strömen.

Fig. 2 zeigt eine niedrige Spannung U12 zwischen den Klem­ men 1 und 2. Nach Gleichrichtung ergibt sich die Spannung U89 gemäß Fig. 3 zwischen den Klemmen 8 und 9. Ihre Ampli­ tude liegt unterhalb der gestrichelt eingezeichneten Schaltwelle des Transistors 14; die Stromquelle ist dau­ ernd eingeschaltet. Der Strom I11 hat die Form nach Fig. 4; auf der Wechselstromseite des Gleichrichters zeigt sich der Strom I1 gemäß Fig. 5. Der Effektivwert des Stromes I1 ist hoch, die Schaltung stellt eine niedrige Belastungs­ impedanz dar.

Die Fig. 6 bis 9 zeigen die entsprechenden Spannungs- und Stromverläufe für eine hohe Spannung U12, deren Amplitude über der gestrichelt eingezeichneten Schaltschwelle des Transistors 14 liegt. Fig. 9 zeigt im Vergleich zu Fig. 5, daß die Amplitude des Stromes I1 zwar gleichgeblieben ist, sein Effektivwert aber wegen der nur noch geringen Strom­ flußdauer erheblich abgenommen hat. Die Schaltung stellt damit eine hohe Belastungsimpedanz dar.

Wird in diesem Stadium der Befehlsgeber 22 ausgeschaltet, und besteht ein z. B. kapazitiver Nebenschluß 23 zum Be­ fehlsgeber, ändern sich absolute Phasenlage und Amplitude der Spannung U12. Beim nächsten Unterschreiten der Schalt­ schwelle wird die Konstantstromquelle wieder eingeschaltet und läßt wegen der hohen kapazitiven Vorimpedanz die Restspannung U12 zusammenbrechen. Damit bleibt dieser Zustand stabil. Ob dabei noch die ursprüngliche Höhe des Konstantstroms erreicht wird, hängt von Spannung und Frequenz der speisenden Wechselspannung und der Größe des kapazitiven Nebenschlusses ab. Nach neuerlichem Einschalten des Befehlsgebers 22 wird die Konstantstrom­ quelle bei Erreichen der Schaltschwelle wieder periodisch aus- und eingeschaltet, womit der Ausgangszustand wieder hergestellt ist.

Bei der Darstellung des zeitlichen Verlaufs des Stromes I1 wurden die geringen Anteile der Steuerströme durch die hochohmigen Widerstände 12 und 18 vernachlässigt.

Durch die erfindungsgemäße Schaltung lassen sich bei aus­ geschaltetem Befehlsgeber 22 derartig niedrige Lastimpe­ danzen erzielen, daß bei deren konventioneller Realisie­ rung mit ohmscher Zusatzlast die Verluste im eingeschal­ teten Zustand bei Nennspannung um den Faktor 1000 höher liegen würden.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung zur Verringerung der Restspannung an unvollkommen abgeschalteten elektrischen Verbrauchern, insbe­ sondere Steuerspulen an elektromagnetischen Schaltgeräten bei langen Steuerleitungen, durch Parallelschaltung eines Zusatz­ verbrauchers zum Verbraucher, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Zusatzverbraucher eine Konstant­ stromquelle (10-13) ist, die in Steuerabhängigkeit von der am Verbraucher (19) anliegenden Spannung steht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (10-13) derart in Steuerabhängigkeit von einer Steuerschal­ tung (14-18) steht, daß eine Einschaltung erfolgt, wenn die am Verbraucher (19) anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert unterschreitet und eine Ausschaltung erfolgt, wenn die am Ver­ braucher (19) anliegende Spannung einen vorgebbaren Wert über­ schreitet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß die Kon­ stantstromquelle einen Darlington-Transistor enthält.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß die Kon­ stantstromquelle einen Leistungsfeldeffekttransistor (10) enthält.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstromquelle (10-13) ein Brückengleichrichter (4-7) vorgeschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstromquelle (10-13) Bauteile (3) zur Über­ spannungsbegrenzung vorgeschaltet sind.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zu der das Basis- bzw. Gate-Potential des Darlington- bzw. Leistungsfeldeffekttransistors bestimmenden Zenerdiode (13) der an sich bekannten Konstantstromquelle die Reihen­ schaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Tran­ sistors (14) mit einem Emitter-Widerstand (16) liegt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Anschluß des npn-Transistors (14) über eine Zenerdiode (15) und einen Vorwiderstand (18) mit dem Kollektor- bzw. Drain-Anschluß des Darlington- bzw. Feldeffekttransistors der Konstant­ stromquelle verbunden ist und über einen weiteren Wider­ stand (17) mit dem Bezugspotential.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwiderstand (18) der Zenerdiode (15) unterteilt (18.1, 18.2) und zu einem der Teilwiderstände (18.2) ein Kondensator (18.3) parallel liegt.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, da­ durch gekennzeichnet, daß dem Wi­ derstand (17) zwischen der Basis des npn-Transistors (14) und dem Bezugspotential ein Kondensator (24) parallel liegt.