DE3023107C2

DE3023107C2 -

Info

Publication number: DE3023107C2
Application number: DE3023107A
Authority: DE
Inventors: Yoshio Tokio/Tokyo Jp Tanimoto
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-06-20
Filing date: 1980-06-20
Publication date: 1989-02-23
Also published as: JPS562761A; DE3023107A1; IT1209233B; IT8022878A0; JPS6251014B2; US4339824A

Description

Die Erfindung betrifft einen Schaltkreis zur Rückgewinnung des Taktsignals aus aufeinanderfolgenden Signalbündeln gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Derartige Schaltkreise wer den z. B. in digitalen Datenkommunikationssystemen, insbeson dere in Zeitmultiplex-Systemen mit Mehrfach-Zugriff (TDMA) bei der Satellitenkommunikation oder in Nachrichten-Um schaltsystemen bei der kabelgebundenen Datenkommunikation eingesetzt.

In TDMA-Systemen bei der Satellitenkommunikation übertragen mehrere Erdstationen abwechselnd in verschiedenen zugeteil ten Zeitabschnitten intermittierende Signale oder Impuls bündel (Bursts) auf einer gemeinsamen Trägerfrequenz und benutzen gemeinsam eine einzige in einem Satelliten be findliche Relais-Station auf Zeitmultiplex-Basis. Anderer seits werden in Nachrichten-Umschaltsystemen bei der kabel gebundenen Datenkommunikation Nachrichten von mehreren ein laufenden Übertragungsleitungen zunächst, z. B. in einem Pufferspeicher, gespeichert und später auf auslaufenden Über tragungsleitungen weitergeleitet, die gepulst oder im Stoßbetrieb auf Zeitmultiplex-Basis verbunden sind. Diese im Zeitmultiplex- Verfahren arbeitenden, kabellosen oder kabelgebundenen Systeme ermöglichen hohe Übertragungsleistungen und tragen darüber hinaus zu einem flexiblen Systembetrieb bei.

Wenn jedoch bei deratigen Systemen die Taktsignale zwischen Impulsbündeln zwischen Erdstationen oder zwischen Nachrichten nicht synchronisiert sind, muß zur Decodierung empfangener Si gnale auf der Empfängerseite für jedes empfangene Impulsbündel (Burst) ein Taktsignal erzeugt bzw. zurückgewonnen werden, das mit dem Taktsignal auf der Senderseite synchronisiert ist. Ein Schaltkreis zur Rückgewinnung des Taktsignals weist zu diesem Zweck im allgemeinen ein Bandfilter auf, dessen mittlere Frequenz der Taktsignalfrequenz der Senderseite entspricht, um den Störabstand (S/N-Verhältnis) der wiedergewonnenen Takt signale zu verbessern. Stabile Taktsignale können durch eine hinreichende Beschränkung der Bandbreite des Bandfilters er halten werden. Dies würde jedoch zu einer Verlängerung der Amplituden-Ansprechzeit des Bandfilters im Stoßbetrieb und damit zu einer Verschlechterung des Übertragungswirkungsgrades füh ren. Umgekehrt würde eine Vergrößerung der Bandbreite zur Er höhung des Übertragungswirkungsgrades die Stabilität der zu rückgewonnenen Taktsignale ungünstig beeinflussen. Dieser Widerspruch zwischen der Stabilität der Taktsignale einer seits und einem hohen Übertragungswirkungsgrad andererseits gewinnt mit zunehmender Taktimpulsrate an Bedeutung.

Aus der US-A-29 42 196 ist ein Schaltkreis zur Rückgewinnung eines Taktsignals aus aufeinanderfolgenden Signalbündeln be kannt. Bei dieser bekannten Schaltung werden die ankommenden Signalbündel zum einen an einen Regenerator und zum anderen an einen Detektor geliefert. Die von dem Detektor erkannte Hüllkurve des empfangenen Signales wird an den Eingang eines Schmalbandfilters und eines Breitbandfilters angelegt. Den beiden Filtern ist jeweils ein Schaltkreis mit variabler Verstärkung nachgeschaltet. Diese beiden Schaltkreise werden so angesteuert, daß, unabhängig von einem Steuersignal, zunächst das Ausgangssignal des Breitbandfilters und dann das des Schmalbandfilters an den zuvor genannten Regenerator geliefert wird. Das Steuersignal wird dabei von dem Aus gangssignal des Schmalbandfilters abgeleitet. Der Regenera tor wird also beim Eintreffen einer Signalimpulsfolge zunächst mit dem Ausgangssignal des Breitbandfilters belie fert und erst nach einer Zeit, die größer ist als die An stiegszeit des Schmalbandfilters, mit dem Ausgangssignal des Schmalbandfilters beliefert. Der Wechsel vom Ausgangssignal des breitbandigen Filters zum Ausgangssignal des schmalban digen Filters erfolgt dabei allmählich, d. h. in Form eines Übergangs.

A. T. Anderson et al. beschreiben in ihrem Aufsatz "Dual- Bandwidth Loop Speeds Phase Lock", Electronics, January 9, 1975, S. 116 bis 117, eine PLL-Schaltung mit zwei Filtern unterschiedlicher Bandbreite. Dabei wird das Eingangssignal an einen Phasendetektor gegeben, dessen Ausgangssignal an das Breitbandfilter und das Schmalbandfilter geliefert wird. Eines der beiden Ausgangssignale der Filter wird zur Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators verwendet. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird zum Phasenvergleich mit dem Eingangssignal an den Phasende tektor angelegt. Diese bekannte Schaltung funktioniert in der Weise, daß das Ausgangssignal des Breitbandfilters so lange zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators verwendet wird, bis ein Einrasten der PLL-Schaltung erfolgt. Danach wird der spannungsgesteuerte Oszillator mit dem Aus gangssignal des schmalbandigen Filters angesteuert. Anderson et al. schlagen vor, den Wechsel von dem einen Ausgangs signal auf das andere Ausgangssignal nicht durch eine harte Umschaltung, sondern durch einen allmählichen Übergang von der Ausgangsspannung des Breitbandfilters auf die des Schmalbandfilters durchzuführen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Schaltkreis zur Rückgewinnung von Taktsignalen aus aufeinanderfolgenden Signalbündeln bereitzustellen, mit dem eine rasche Takt signal-Synchronisation möglich ist.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird nachstehend mit Bezug auf die anliegenden Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das den wesentlichen Teil der Demoduliervorrichtung auf der Empfängerseite eines TDMA-Systems oder Nachrichten-Umschaltsystems zeigt.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das einen in der Demodulier vorrichtung von Fig. 1 enthaltenen, üblichen Schalt kreis zur Rückgewinnung des Taktsignals darstellt.

Fig. 3a und 3b sind Diagramme der Wellenform zur Erleichterung der Erläuterung von Fig. 2.

Fig. 4a zeigt ein Beispiel für den Aufbau eines Impuls bündels.

Fig. 4b und 4c zeigen die Amplituden-Ansprechzeit eines breitbandi gen bzw. eines schmalbandigen Bandfilters.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das eine erfindungsgemäße Aus führungsform eines Schaltkreises zur Rückgewinnung des Taktsignals zeigt; und

Fig. 6 ist ein Diagramm der Wellenform zur Erleichterung der Erläuterung der Wirkungsweise des in Fig. 5 dargestellten Schaltkreises.

In Fig. 1 wird eine empfangene modulierte Welle S _i in einem Teilungs-Schaltkreis (Splitter) 1 aufgespalten und einem De modulator 2, einem Schaltkreis 3 zur Rückgewinnung des Trä gersignals und einem Schaltkreis 4 zur Rückgewinnung des Taktsignals zugeführt. Der Demodulator 2 erhält das empfan gene modulierte Signal S _i synchron mit dem zurückgewonnenen Trägersignal S _c aus dem Schaltkreis 3 zugeführt und liefert ein Modulationsfrequenzband-Signal S _B als Ausgangssignal. Ein Datenrückgewinnungs-Schaltkreis 5 erkennt das Modulations frequenzband-Signal S _B im Einklang mit dem Zeittakt eines zurückgewonnenen Taktsignals S _o aus dem Schaltkreis 4 und er zeugt dadurch die Daten S _D. Ein Demodulator entsprechend Fig. 1 wird von S. Yokoyama mit Bezug auf eine vierphasige, PSK-modulierte Welle beschrieben (S. Yokoyana et al., "The Design of a PSK MODEM for the Telesat TDMA System", ICC 75, 16.-18. Juni, San Francisco).

Das Eingangssignal S _i des in Fig. 2 dargestellten Schalt kreises zur Rückgewinnung des Taktsignals wird als vierphasen modulierte Welle angenommen. Das Eingangssignal S _i wird vom Splitter 11 in zwei gleiche Signale aufgeteilt, von denen das eine direkt und das andere nach Verzögerung um einen halben Zeitabschnitt durch den Verzögerungs-Schaltkreis 12 dem Pha senvergleicher 13 zugeführt wird. Das Ausgangssignal A des Phasenvergleichers 13 enthält ein kontinuierliches Frequenz spektrum und eine scharfe Frequenzlinie als Taktsignal-Kom ponente.

Ein Bandfilter 14 begrenzt die Bandbreite dieses Ausgangs signals A des Phasenvergleichers 13 zur Verringerung seiner Rausch-Komponente und extrahiert seine Taktsignal-Komponente C. Die extrahierte Taktsignal-Komponente C wird nach einer Amplitudenbegrenzung in einem Amplitudenbegrenzer 15 als zurückgewonnenes Taktsignal S _o weitergeleitet.

Fig. 3a zeigt ein Beispiel für eine Phasenbeziehung zwischen den Zeitabschnitten des phasenmodulierten Eingangssignals S _i. Das Eingangssignal S _i wird im allgemeinen auf dem Über tragungsweg erheblich in seiner Bandbreite beschränkt. Wenn eine Phasenverschiebung um 180° zwischen benachbarten Zeitab schnitten erfolgt, so wird die Phasenverschiebung sofort vollzogen; bei einer Phasenverschiebung um ±90° variiert jedoch die Phase des Signals nur langsam. Infolgedessen spricht der Ausgang des Phasenvergleichers 13, wie in Fig. 3b gezeigt, auf das die in Fig. 3a dargestellte Phasenbeziehung aufweisende, modulierte Eingangssignal S _i an. Deshalb kann die Taktsignal-Komponente nur in Phasenverschiebungen um 180°, aber selten in Phasenverschiebungen um 0° oder ±90° extrahiert werden. Das S/N-Verhältnis der vom Phasenverglei cher 13 extrahierten Traktsignal-Komponente hängt daher stark von den übertragenen Daten ab. Unter der Annahme zufälliger Daten beträgt im Falle einer vierphasenmodulierten Welle die Wahrscheinlichkeit der Extraktion der Taktsignal-Komponente ungefähr ¹/₄.

Im allgemeinen wird in der Struktur eines Impulsbündels, z. B. für ein TDMA-System, ein Taktsignal-Synchronisationsmuster B _C in den vorderen Abschnitt eines Bursts gesetzt, gefolgt von einem Datenabschnitt B _D, wie in Fig. 4a dargestellt, wobei B _b der vorhergehende Burst ist. Als Taktsignal-Synchronisa tionsmuster B _C wird das optimale Muster zur Rückgewinnung des Taktsignals gewählt, wobei bei der Vierphasenmodulation ge wöhnlich ein Muster mit einer Phasenverschiebung um 180° ver wendet wird.

In den Fig. 4b und 4c ist das Ansprechen der Amplitude des Ausgangssignals C des Bandfilters 14 (Fig. 2) auf dieses Impulsbündel dargestellt, wobei Fig. 4b das Ansprechen der Amplitude für ein Breitbandfilter und Fig. 4c für ein Schmal bandfilter zeigt.

Zur Erreichung eines hohen Transmissionswirkungsgrades ist die Verkürzung des Synchronisationsmusters B _C und die Unterdrüc kung der Phasenschwankung des zur Demodulierung der Daten B _D verwendeten, zurückgewonnen Taktsignale wünschenswert. Zur raschen Herstellung der Taktsignal-Synchronisation in jedem Burst sollte die Synchronisationszeit, d. h. die Zeit bis zur Erlangung des Taktsignals, durch Erweiterung der Bandbreite des Bandfilters 14 verkürzt werden, wie in Fig. 4b dargestellt. Eine größere Bandbreite würde jedoch eine Zunahme der Rausch- Komponente, eine Phasenschwankung des zurückgewonnenen Takt signals und damit eine Verschlechterung des S/N-Verhältnisses im Datenabschnitt B _D ergeben. Andererseits wird die Synchro nisationszeit verlängert, wenn die Bandbreite zur Verbesse rung des S/N-Verhältnisses schmaler gemacht wird, und deshalb verbleibt die Taktsignal-Phasenkomponente des vorhergehenden Bursts B _b im vorderen Abschnitt des diesem Burst B _b folgen den Bursts und beeinflußt damit die Taktsignal-Synchronisa tion, wie in Fig. 4c gezeigt, ungünstig.

Somit beeinflußt die Wahl der Bandbreite des Bandfilters 14 direkt die Durchführung der Taktsignal-Synchronisation, und bekannte Schaltkreise zur Rückgewinnung des Taktsignals weisen den Nachteil auf, nicht gleichzeitig die Anforderungen der raschen Taktsignal-Synchronisation und der Unterdrückung von Rauschen und Phasenschwankungen erfüllen zu können. Dieser Nachteil behindert, wie vorstehend erwähnt, die Kommunikation im Stoßbetrieb mit hoher Taktfrequenz erheblich.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Schaltkrei ses zur Rückgewinnung des Taktsignals. Ein eine Taktsignal- Komponente enthaltendes Eingangssignal S _i wird von einem Splitter 21 gleichmäßig aufgeteilt, und ein Signalsegment S _i ₁ wird einem Breitbandfilter 22 zur Extraktion der Taktsignal- Komponente zugeführt. Die extrahierte Taktsignal-Komponente D wird einem Amplitudenbegrenzer 24 zugeführt und liefert ein zurückgewonnenes Taktsignal S _o ₁, das dann einem Umschaltkreis 27 zugeführt wird. In der Zwischenzeit wird das andere Signal segment S _i ₂ einem Schmalbandfilter 23 zur Extraktion seiner Taktsignal-Komponente zugeführt. Die extrahierte Taktsignal- Komponente E wird einem Amplitudenbegrenzer 25 zugeführt und liefert ein zurückgewonnenes Taktsignal S _o ₂, das dann in den Umschaltkreis 27 eingespeist wird. Ein Detektor (Steuersignal generator) 26 erfaßt die Ausgangsamplitude des Breitbandfil ters 22 und liefert ein Steuersignal für den Umschaltkreis 27. In Abhängigkeit von diesem Steuersignal schaltet der Umschalt kreis 27 eines der beiden zurückgewonnenen Taktsignals S _o ₁ oder S _o ₂ durch und liefert ein Ausgangssignal S _o als zurückge wonnenes Taktsignal.

Fig. 6 zeigt das Ansprechverhalten der beiden Bandfilter 22 und 23 am Ausgang (Einhüllende der Ausgangssignale), wobei sich die durchgezogene Linie D auf das Bandfilter 22 und die ge strichelte Linie E auf das Bandfilter 23 bezieht.

Das Breitbandfilter 22 wird für die schnelle Taktsignal-Rück gewinnung verwendet, um die Taktsignal-Synchronisation des Bursts im Taktsignal-Synchronisationsabschnitt B _C vollstän dig durchzuführen (siehe Fig. 4a). Deshalb wird die Bandbreite des Breitbandfilters 22 so groß gewählt, daß die Ansprechge schwindigkeit des Ausgangs diese Aufgabe erfüllt. Anderer seits wird das Schmalbandfilter 23 zur Taktsignal-Gewinnung mit geringerer Phasenschwankung im Datenabschnitt B _D verwen det. Bei der Wahl der Bandbreite des Schmalbandfilters 23 wird deshalb die Priorität stärker auf eine Verbesserung des S/N-Verhältnisses als auf eine Erhöhung der Ansprechgeschwin digkeit des Ausgangs gelegt.

Die Bandbreite des Schmalbandfilters 23 wird so gewählt, daß die Ausgangsamplitude beispielsweise etwa der halben Ausgangs amplitude des Breitbandfilters 22 an der abfallenden Flan ke des Taktsignal-Synchronisationsabschnitts B _C entspricht. Bei dieser Wahl der Bandbreite fällt die Ausgangsamplitu de des Bandbreitfilters 22 im Datenabschnitt B _D rasch ab, und von einem gewissen Zeitpunkt (t ₃ in Fig. 5) an über trifft das S/N-Verhältnis (der Störabstand) des Taktsignal komponenten-Ausgangs des Schmalbandfilters 23 dasjenige des Breitbandfilters 22, und zwar letztlich wegen des Bandbrei tenverhältnisses. Als Folge davon weist das zurückgewonnene Taktsignal S _o ₂ weniger Phasenschwankungen als das zurückge wonnene Taktsignal S _o ₁ auf.

Der Detektor 26 erfaßt die Ausgangsamplitude des Breitband filters 22 und liefert ein Steuersignal an den Umschaltkreis 27. Letzterer kann damit im Taktsignal-Synchronisationsab schnitt B _C das vom Breitbandfilter 22 zurückgewonnene Takt signal S _o ₁ und vom Zeitpunkt t ₃ an, bei dem das Verhältnis des Ausgangs-Störabstands zwischen den beiden Bandfiltern 22 und 23 sich umkehrt, das vom Schmalbandfilter 23 zurückge wonnene Taktsignal S _o ₂ als Ausgangssignal S _o liefern. Das Steuersignal wird durch das nachfolgende Verfahren erhalten:

Ein Tiefpaß-Filter 261 filtert das Ausgangssignal des Breit bandfilters 22; dieses gefilterte Signal entspricht im Takt signal-Synchronisationsabschnitt B _C der durchgezogenen Linie D in Fig. 6; die Ausgangsspannung des Filters 261 wird in einem Differenzverstärker 262 mit einer Referenzspannung V _f verglichen, die etwas größer als die Spannungsamplitude ist, bei der das Verhältnis des Ausgangs-Störabstands zwischen den beiden Bandfiltern 22 und 23 sich umkehrt; entsprechend dem Ausgang des Differenzverstärkers 262 liefert ein Gatter 263 ein "1"-Logiksignal oder ein invertierendes "0"-Logiksignal.

Ein Umschaltkreis 27 enthält UND-Gatter 271 und 272, die auf das "1"- oder "0"-Logiksignal des Detektors 26 ansprechen. Wenn der Differenzverstärker 262 bzw. das Gatter 263 das "1"-Logiksignal liefert, öffnet das Gatter 271, und das Gatter 272 wird geschlossen. Umgekehrt öffnet das Gatter 272, und das Gatter 271 wird geschlossen, wenn das Gatter 263 das "0"-Logiksignal liefert. Deshalb wird vor dem Ein treffen eines Bursts und/oder vor dem Zeitpunkt t ₁ und nach der Synchronisation und/oder nach dem Zeitpunkt t ₂ das vom Schmalbandfilter 23 gelieferte, stabile zurückgewonnene Takt signal S _o ₂ durch den Umschaltkreis 27 als zurückgewonnenes Taktsignal S _o abgegeben. Andererseits wird während der Dauer der Taktsignal-Synchronisation und/oder zwischen den beiden Zeitpunkten t ₁ und t ₂ das zurückgewonnene Taktsignal S _o ₁ vom Breitbandfilter 22, dessen Synchronisationszeit kürzer ist, durch den Umschaltkreis 27 abgegeben. Da die Taktsignal-Rückgewinnung im Taktsignal-Synchronisationsab schnitt durch ein Breitbandfilter 22 und im Datenabschnitt durch ein Schmalbandfilter 23 erfolgt, können somit erfin dungsgemäß sowohl eine rasche Taktsignal-Synchronisation als auch zurückgewonnene Taktsignale mit geringem Rauschen, z. B. durch Phasenschwankungen, während der Datenwiedergabe erreicht werden.

Claims

1. Schaltkreis zur Rückgewinnung eines Taktsignals aus aufeinan derfolgenden Signalbündeln mit

a) einem Splitter (21) zum Teilen eines eine Taktsignalkompo nente enthaltenden Eingangssignales (Si) in erste und zweite Signale (Si 1 bzw. Si 2),
b) einem das erste Signal (Si 1) empfangenen Breitbandfilter (22), dessen Bandbreite die Extraktion der Taktsignalkompo nente ermöglicht,
c) einem das zweite Signal (Si 2) empfangenden Schmalbandfilter (23) mit einer geringeren Bandbreite als der des Breitband filters (22), welche aber auch die Extraktion der Taktsi gnalkomponente ermöglicht,
d) einem Steuersignalgenerator (26), dessen Eingangssignal über ein Tiefpaßfilter (261) läuft und der einen Umschaltkreis (27) ansteuert,
e) dem Umschaltkreis (27), der eines der Ausgangssignale (So 1 bzw. So 2) des Breitband- bzw. des Schmalbandfilters (22 bzw. 23) auswählt und dieses als extrahiertes Taktsignal (So) abgibt,

dadurch gekennzeichnet,

f) daß das Ausgangssignal (D) des Breitbandfilters (22) als Ein gangssignal des Steuersignalgenerators (26) dient,
g) daß der Steuersignalgenerator (26) eine Einrichtung (262) zum Vergleichen der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters (261) mit einer vorgegebenen Referenz-Spannung (V _f) aufweist und daß
h)der Steuersignalgenerator (26) den Umschaltkreis (27) digi tal ansteuert.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

a) daß erste und zweite Amplitudenbegrenzer (24, 25) zum Be grenzen der Ausgangssignale (D, E) der Breitband- bzw. Schmalbandfilter (22, 23) vorgesehen sind,
b) daß der Steuersignalgenerator (26) über ein erstes Gatter (263) zur Erzeugung eines "1"- oder "0"-Logiksignales in Ab hängigkeit vom Ausgangssignal des Spannungsvergleichers (262) den Umschaltkreis (27) ansteuert und
c) daß der Umschaltkreis (27) ein zweites und drittes Gatter (271 bzw. 272), die mit den Ausgängen des ersten bzw. zwei ten Amplitudenbegrenzers (24, 25) und jeweils mit dem Aus gang des ersten Gatters (263) verbunden sind, und eine Vor richtung zum Kombinieren der Ausgangssignale des zweiten und des dritten Gatters (271, 272) aufweist.