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B E S C H R E I B-U N G Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einrichtung
zum Feststellen von Tumoren in lebendem megschlichem Brustgewebe, also eine Einrichtung
zum Feststellen von Brustkrebs, sowie allgemelweine Einrichtung zum Feststellen
von Tumoren generell in lebendem Gewebe.
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Brustkrebs ist eine der bösartigsten Krankheiten bei Frauen.
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Diese Krankheit, die die hä#figste Krebserkrankung bei Frauen ist
und nunmehr eine von dreizehn Frauen befällt, hatte trotz Fortschritten in chirurgischen
Techniken, der Radiotherapie und der Chemotherapie während vierzig Jahren eine unveränderte
Sterblichkeitsziffer. Wenn man davon ausgeht, daß ein Drittel der an Brustkrebs
erkrankten Frauen nicht operierbaren Brustkrebs ~haben, dann ist es tatsächlich
so, daß nur 25 96 oder weniger der Frauen, die Brustkrebs haben, zehn Jahre nach
der Diagnose noch am Leben sind.
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Die Wahrscheinlichkeit einer primären Verhinderung der Krankheit durch
einen Impfstoff oder durch Steuerung deräußeren Lebensbedingungen, wie beispielsweise
Veränderung der Ernährung, ist für die unmittelbare Zukunft gering. Die Aussicht
auf ein Wundermedikament oder ein anderes Heilmittel zur Heilung der Krankheit in
Jedem Stadium ist nicht günstig. Es ist Jedoch bekannt, daß die verfügbaren gegenwärtigen
Verfahren der Chirurgie, Radio- und Chemotherapie ein langzeitiges Überleben bewirken,
wenn sie bei einer Lokalisierung der Krankheit auf die Brust angewandt werden. Da
viele Fälle von Brustkrebs nicht lokalisiert sind, wenn sie erstmalig von einem
Arzt erkannt werden, muß ein Mittel gefunden werden, das es den Frauen ermöglicht,
sich selbst zur Untersuchung auf ihre Krankheit in einem früheren Stadium, als das
üblicherweise der Fall ist, zu stellen. Das bedeutet auf praktische Weise die ~Feststellung
von
vorklinischem Krebs in anscheinend "gesunden" Frauen, wenn die Krankheit vom Patienten
oder Arzt nicht erwartet wird, wie das beim Nassen-Screening der Fall ist.
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Diese Konzeption wird durch die Verhinderung der Sterblichkeit um
ein Drittel, die von dem in großem Maßstab durchgeführten Screening-Programm für
die Brustkrebsfeststellung erzielt worden ist, das vom Health Insurance Plan von
Greater New York im Auftrag des National Cancer Institute betrieben wurde, unterstrichen.
Das Guttman Breast Diagnostic Institute in New York hat dieses Projekt geleitet,
und die meisten der grundsätzlichen statistischen Informationen, die hier wiedergegeben
werden, sind von Prof. Strax, dem Leiter dieses Instituts.
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Bei der ersten Untersuchung ist die Anzahl von vorhandenen grassierenden
Krebserkrankungen hoch, und zwar in Abhängigkeit von solchen Faktoren, wie Selbstselektion
und Alter der Frauen. Da Krebserkrankungen während variierender Zeitdauern vorliegen,
ist nur die Hälfte der Krebserkrankungen frei von Betroffensein durch Knoten. Bei
der folgenden Untersuchung ist die Anzahl von zwischenzeitlichen Krebserkrankungen,
die seit der vorhergehenden Untersuchung feststellbar geworden sind, viel geringer,
aber in der überwiegenden Mehrzahl liegt keine Ausbreitung von Knoten vor.
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Es gibt gewöhnlich zwei Schritte in der Diagnose des Brustkrebses.
Zunächst erfolgt eine Feststellung einer krankhaft Veränderung durch ein Screening-Verfahren
(oder ein Symptom, wie Schmerzen), und dann eine Einengung der Diagnose, und zwar
zunächst durch nichtinvasive Verfahren und schließlich durch Biopsie, auf die dann
im positiven Falle eine sofortige chirurgische Entfernung der Brust folgt. Solche
Faktoren, wie die Untersuchungsdauer, die Bestrahlungsdosis oder die Kosten der
Untersuchung, sind weniger wichtig, wenn eine krankhafte Veränderung beurteilt werden
soll, die bereits festgestellt worden ist.
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Beim Screening auf Brustkrebs jedoch ist in einem Programm eine große
Anzahl von Frauen betroffen, die wahrscheinlich keine Krankheit oder nur minimale
Symptome haben. Diese Frauen würden sich den Untersuchungen nicht unterziehen, wenn
es nicht anläßlich der Gelegenheit wäre, die durch das Screening-Programm geboten
wird. Der Hauptstoß beim Screening ist daher nicht die Differentialdiagnose einer
krankhaften Veränderung sondern der Schritt, welcher ihr vorangeht, nämlich die
Feststellung einer Abnormalität. Alles, was-beim Massen-Screening zu tun ist, muß
auf das folgende Ziel gerichtet sein: die anfängliche Feststellung einer Abnormalität
in der einfachsten, sichersten, genauesten und wirtschaftlichsten' Weise, die möglich
ist. Die erlangte Information muß dann zum medizinischen Berater der Frau weitergereicht
werden, damit er auf dem Weg zur richtigen Behandlung fortschreitend zu einer Differentialdiagnose
übergeht.
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Gegenwärtig werden die folgenden Verfahren zum Feststellen von Brustkrebs
in den meisten Kliniken verwendet: 1) klinische Untersuchung, die folgendes einschließt:
a) manuelles Abtasten, b) Aussehen der Haut, c) Deformation der Brust; 2) Röntgenstrahlen,
bei deren Anwendung mehrere Varianten verfügbar sind; und 3) Thermographie.
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Keines dieser Verfahren ist allein zufriedenstellend, noch sind Kombinationen
dieser Verfahren vollständig zufrieden- -stellend. Krebstumore werden in den meisten
Fällen erst festgestellt, wenn sie mehrere Jahre alt sind. Es sollte außerdem hinzugefügt
werden, daß eine end,gültige und zuverlässige Diagnose nur durch Biopsie erfolgen
kann. In vielen Anstalten wird eine positive Diagnose nur bei 25 5' der ausgeführten
Biopsien erhalten. Es erscheint infolgedessen klar, daß bessere physikalische Verfahren
zum Screening einer großen Anzahl von Patienten wie auch eine zuverlässigere Diagnose
vor einer Biopsie sehr wichtig wären. Die vorhandene Technologie und die große Anzahl
von betroffenen Patienten bewirksn, daß von Rechnern unterstützte Einrichtungen
und Verfahren das beste sind.
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Von den gegenwärtig verwendeten Verfahren führt nur die Thermographie
selbst zu einer mit Rechnern gesteuerten Automation.
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Ein Projekt auf diesem Gebiet wurde von Prof. Anliker an der E.T.H.
Zürich betrieben. Der Erfolg wird durch die ziemlich kleine Anzahl von Tumoren eingeschränkt,
die einen Temperaturanstieg der Haut bewirken. Während mehrerer Jahre hat eine Gruppe
am Massachusetts Institute of Technology versucht, Mikrowellenausstrahlung in einer
analogen Weise zu verwenden.
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Dadurch würde es ermöglicht, tiefer liegende Temperaturänderungen
zu finden. Jedoch gestatten schwierige Probleme des Signal-zu-Rauschens nur Messungen
weniger Punkte in einer annehmbaren Zeit.
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In einer wissenschaftlichen Arbeit mit dem Ubersetzten Titel "Meßfehler
und der Ursprung von elektrischen Impedanzänderungen im Limbus" von David Keith
Swanson an der Universität von Wisconsin-Madison ist im Kaptiel IX eine Diskussion
einer Impedanzkamera enthalten, in der eine Mehrelementsonde zur Ausführung von
Messungen des Thorax angewandt wird. Es wird ein Betrieb bei gewobbelten Frequenzen
vorgeschlagen. Es ist keine Wobbelfrequenzeinrichtung dieser Art beschrieben noch
die Wichtigkeit der Anderungsrate der Konduktanz oder der Kapazität als Funktion
der Frequenz zur Erzielung von Informationen, die unabhängig von äußeren Faktoren
sind.
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Kurz zusammengefaßt wird mit der Erfindung gemäß einer Ausführungsform
derselben eine Einrichtung zum Feststellen von Tumoren in lebendem menschlichem
Brustgewebe zur Verfügung gestellt, die eine Einrichtung zum Ermitteln der Dielektrizitätskonstanten
von lokalisierten Bereichen des lebenden menschlichen Brustgewebes und eine Einrichtung
zum Anzeigen bzw. Nachweisen von Variationen der Dieleketrizitätskonstanten über
eine Mehrzahl solcher Bereiche umfaßt, wobei diese Variationen das -mögliche Vorhandensein
eines Tumors anzeigen.
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Weiterhin wird gemäß einer Ausführungsform der Erfindung eine Einrichtung
zum Ermitteln der Variation der Dielektrizitätskonstanten
von
lokalisierten Bereichen des lebenden menschlichen Brustgewebes als Funktion der
Frequenz eines darauf angewandten Signals zur Verfügung gestellt.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand einiger besonders bevorzugter
Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 10 der Zeichnung näher
erläutert; es zeigen: Figur 1 eine schematische Darstellung einer Detektorschaltung,
die gemäß einer Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist und arbeitet; Figur
2 eine schematische Darstellung einer Signalverarbeitungsschaltung, die gemäß einer
Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist und arbeitet; Figur 3 eine schematische
Darstellung einer Detektorschaltung, die gemäß einer Ausführungsform,der Erfindung
aufgebaut ist und arbeitet; Figur 4 eine schematrsche Darstellung einer Detektor-und-Signalverarbeitungsschaltung,
die gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist und arbeitet;
Figur 5 eine schematische Darstellung eines Detektors in Verbindung mit einem Subjekt,
das untersucht wird; Figur 6 eine schematische Darstellung einer Mehrelementsonde,
wie sie gemäß der Erfindung verwendet wird; Figur 7 eine schematische Darstellung
eines rechnergesteuerten Brustkrebs-Screeningsystems; Figur 8 eine schematische
Darstellung eines Multiplexers, der in dem System der Figur 7 verwendet wird; und
Figuren
9 und 10 zusammen eine Darstellung eines elektronischen Prozessors, der in dem System
der Figur 7 verwendet wird.
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Es sei nun eine ins einzelne gehende Beschreibung der Erfindung gegeben:
Die elektrischen Eigenschaften von Gewebe sind in weitem Umfang untersucht worden,
diese Untersuchungen haben zu folgenden Veröffentlichungen geführt, deren Titel
hier in Ubersetzung wiedergegeben wird: Schwan, H.P. "Elektrische Eigenschaften
von Gewebe und Zellensuspensionen" in Advances in Biological and Medical Physics,
Band V, herausgegeben von J.H. Lawrence und C.A. Tobias, Academic Press, New York,
1957, Seiten 147 bis 209S Schwan, H.P. und Kay, C.F. ~Kapazitive Eigenschaften von
Körpergeweben" in Circulation Research, Band V (Juli 1957), Seiten 439 bis 4439
und Schwan, H.P. und Sittel, K. ~Wheatstone-Brücke für Scheinleitwertbestimmungen
von hochleitenden Materialien bei niedrigen Frequenzen", Trans. AIEE 72, 114 4 (1953).
Es wurde gefunden, daß fettiges Gewebe eine merklich unterschiedliche Dielektrizitätskonstante
und Leitfähigkeit gegenüber Muskelgewebe hat. Da sich die meisten Krebserkrankungen
bei Frauen, die die Wechsel#ahre überschritten haben (von denen angenommen wird,
daß sie sich in der Gruppe mit einem Alter von fünfzig Jahren und mehr befinden)
entwickeln, und da die Brust nach Überschreiten der Wechseljahre durch eine Wucherung
von adiposem (fettigem) Gewebe gekennzeichnet ist, kann es möglich sein, Krebs in
der nachmenopausalen Brust durch in-situ-Messung von geeigneten elektrischen Parametern
festzustellen. Es wird daher angenommen, daß sich das Problem des Feststellens eines
Tumors in der Brust auf dasjenige der Ermittlung eines kleinen Bereichs reduziert,
welcher durch gewisse elektrische Eigenschaften charakterisiert ist und in einem
größeren Bereich von unterschiedlichen bzw. sich hiervon unterscheidenden elektrischen
Eigenschaften eingebettet ist (im wesentlichen solche von Fett).
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Die vorliegenden Einrichtungen bilden Mittel zum Messen der Dielektrizitätskonstante
und der Leitfähigkeit in der Brust.
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Durch Untersuchung von unterschiedlichen Teilen der Brust und durch
Vergleichen der gemessenen Dielektrizitätskonstanten, und Leitfähigkeiten kann ein
Bereich, der einen möglichen Tumor enthält, aufgrund von Änderungen in der Dielektrizitätskonstante
und/oder der Leitfähigkeit identifiziert werden.
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Das elektrische Feld E innerhalb der Brust, das sich aufgrund eines
durch eine Sonde angelegten äußeren Feldes ergibt, erfüllt die Laplace-Gleichung:
t- E = O. Anjeder#Stelle innerhalb der Brust steht die dielektrische Verschiebung
D über die komplexe Dielektrizitätskonstante-# durch die Gleichung D = #. E mit
dem elektrischen Feld E in Beziehung. Die komplexe Dielektrizitätskonstante weist
einen Realteil -(die DielektrizitEtskonstante) und einen Imaginärteil, die Verluste,
die mit der Leitfähigkeit in Beziehung stehen, auf.
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Unterschiedliche Dielektrizitätskonstanten innerhalb der Brust wirken
zusammen, so daß sie die Impedanzen, wie sie mittels der Multielektrodensonde gemessen
werden, gemäß der Laplace-Gleichung und den angemessenen Grenzbedingungeh beeinflussen.
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Im Rahmen der Beschreibung und der Anspriiche sind mit dem Begriff
"Dielektrisitätskonstante" die komplexe Dielektrizitätskonstante, der Real- oder
Imaginärteil derselben oder elektrische Eigenschaften, die damit zusammenhängen,
gemeint.
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Der Zweck der Erfindung ist es infolgedessen, eine Feststellung von
möglichen Tumoren in der Brust zu ermöglichen. Das Verfahren ist sicher sowie nichtinvasiv
und erfordert keine Injektion von Kontrastmaterialien. Die mit der Erfindung zur
Verfügung gestellten Einrichtungen geben quantitative Informationen, die in Verbindung
mit irgendwelchen oder allen derzeit verfügbaren Diagnostiktechniken (Betastung,
Röntgenstrahlen, Thermographie) verwendet werden können. Schließlich kann die Erfindung
als Vorscreeningtechnik verwendet werden, bevor eine Entscheidung gefällt wird,
die dem Screening auszusetzende Person zur Mammographie zu schicken.
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Obwohl darauf hingewiesen wurde, daß verschiedene Variationen von
Techniken vorhanden sein können und zur Messung von elektrischen Eigenschaften von
Geweben benutzt worden sind, repräsentieren im Gegensatz hierzu die vorliegenden
Einrichtungen gemäß der Erfindung spezifische Gestaltungen und Ausführungen, die
für die Verwendung beim Brustkrebs-Screening bzw. bei der Feststellung von Brustkrebs
geeignet sind. Da die elektrischen Eigenschaften von Gewebe mit der Frequenz merklich
variieren, werden mehrere Ausführungsarten der Einrichtung für den Betrieb bei niedriger
Frequenz und hoher Frequenz beschrieben.
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Es sei nun auf Figur 1 Bezug genommen, die eine Detektionsschaltung
zeigt, welche gemäß einer Ausführungsform der Erfindung aufgebaut und betreibbar
ist und eine Halbbrückenschaltung umfaßt, über die die unbekannte Kapazität Cx und
die unbekannte Konduktanz Gx des der Messung unterworfenen Gewebebereichs über einen
Kontakt mit einer Sonde angekoppelt ist. Die unbekannte Kapazität und Konduktanz
sind als parallele RC-Kombination dargestellt, die wahlweise an einem Anschluß an
einen Bus bzw. eine Vielfachleitung A angekoppelt werden können, der bzw. die mit
dem einen Anschluß einer Wechselstromspannungsquelle 10 verbunden ist und an Masse
angekoppelt werden kann.
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Eiv Operationsverstärker 12 ist mit seinem negativen Eingangsanschluß
über einen Widerstand 11, der typischerweise einen Wert von 5,6 ka haben kann, an
den zweiten Anschluß der Wechselstromquelle 10 angekoppelt. Der positive Eingangsanschluß
des Verstärkers 12 ist über einen Widerstand 14, der typischerweise einen Wert von
2,7 kii haben kann, an die Vielfachleitung A angekoppelt. Der Ausgangsanschluß des
Verstärkers 12 ist über einen veränderbaren Widerstand 16, der als Nulleinstellung
wirkt, und über einen festen Widerstand 18, der typischerweise einen Wert von 10
ksæ haben kann, an seinen negativen Eingangsanschluß zurückgekoppelt. Das Ausgangssignal
des Verstärkers 12 wird außerdem über einen Widerstand 20, der typischerweise einen
Wert von 3,9 ka haben kann,dem negativen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers
22 zugef
Uhrt. Der negative Eingangsanschluß des Verstärkers 22
erhält weiterhin über einen Widerstand 24, der typsicherweise einen Wert von 3,9
ka haben kann, ein Eingangssignal vom Ausgangsanschluß eines Operationsverstärkers
26, dessen -Eingangsanschluß an die Verbindungsstelle zwischen der Spannungsquelle
10 und dem Widerstand 11 angekoppelt ist. Der negative Eingangsanschluß des Verstärkers
26 ist über eine Parallelkombination aus einem Kondensator C2, typischerweise mit
einer Kapazität von 1 nF, und einem Paar von-in Reihe geschalteten Widerständen,
nämlich dem Widerstand 28, de#r typischerweise einen Wert von 2 ka hat, und dem
Widerstand R2, der ein variabler Widerstand ist, welcher zur Phaseneinstellung des
Ausgangssignals dient und typischerweise einen-Wert von 500 kQ hat, an seinen Ausgangsanschluß
angekoppelt. Der negative Eingangsanschluß des Verstärkers 26 ist außerdem über
~die Sonde an die oben erwähnte unbekannte Kapazität und Konduktanz angekoppelt
sowie weiterhin an eine parallele RC-Kombination, die einen Kondensator C2 des typischen
Wertes von 1 nF und einen Widerstand 30 des typischen Wertes von 100 ka umfaßt.
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Der positive Eingangsanschluß des Verstärkers 22 ist über einen Widerstand
32, typischerweise von 1 ka , an die Vielfachleitung A angekoppelt. Das Ausgangssignal
des Verstärkers 22 wird auf dessen negativen Eingangsanschluß über einen variablen
Widerstand 34, der typischerweise einen Wert von 2 kn, haben kann und zur Erzielung
einer Höhenkompensation verwendet wird, zurückgekoppelt. Das Ausgangssignal des
Verstärkers# 22 wird außerdem über einen Widerstand 36, der typischerweise einen
Wert von 6,8 kQ haben kann, auf den negativen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers
38 gegeben, des s en positiver Eingangsanschluß über einen Widerstand 40, typischerweise
von 4,7 ka , an die Vielfachleitung A angekoppelt ist. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers
38 wird über einen Widerstand 42, typischerweise von 15 km , auf dessen negativen
Eingangsanschluß zuriickgekoppelt. Wenn die Schalt#ung so eingestellt ist, daß sich
eine Null-Phasenverschiebung ergibt,
dann wird das Ausgangssignal
des Verstärkers 38 durch den Ausdruck Vf cos cot wiedergegeben.
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Bei niedrigen Frequenzen sind die elektrischen Eigenschaften von Gewebe
primär ohmisch (Schwan, H.P. Elektrische Eigenschaften von Gewebe und Zellensuspensionen
in Advances in Biological and Medical Physicsp Band V, herausgegeben von J.
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H. Lawrence und C.A. Tobias, Academic Press, New York, 1957, Seiten
147 bis 209). Die Einrichtung der Figur 1 ist für Gewebemessungen im Bereich von
100 Hz bis 10 kHz geeignet. Es wird eine Halbbrückenanordnung angewandt, in der
parallele RC-Elemente verwendet werden. Vor dem Beginn einer Messung wird die Schaltung
durch Einstellung des Potentiometers R2 auf Null bzw. auf die Nullmarke eingestellt.
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Der Verstärkungsfaktor der Halbbrücke wird gegeben durch die Gleichung:
worin G 1 = G1 + Gx und C11 = C1 + Cx ist.
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Bei Abwesenheit eines äußeren Cx-Gx-Kreises (dem untersuchten Gewebe)
wird, wenn Gn = G2 und C1 = C2 sind, der Verstärkungsfaktor V/VO = 2. Das endgültige
Ausgangssignal ist daher Null.
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Beim Durchführen einer Untersuchung wird der Abgleich der Schaltung
verstemmt. Da die Konduktanz bzw. der Leitwert des Körpers im niedrigen Frequenzbereich
merklich ist, ist es erforderlich, die Phasenverschiebung, die er induziert, zu
kompensieren. Das wird dadurch getan, daß man G2 = (C2/C'1)-G'1 einstellt. Die Verstärkungsfaktorfunktion
V/VO reduziert sich dann auf V/V0 = 1 + C#1/C2. Wenn die unbekannte Körperkapazität
Cx
ist und der- unbekannte Leitwert Gx beträgt, dann ist die Ausgangsspannung V/VO
= 2 + Cx/C2. ~ Die unbekannte Kapazität kann aus der Ausgangsspannung ermittelt
werden, und aus dieser sowie aus dem gemessenen Wert von G2 kann auch der unbekannte
Leitwert bzw. die unbekannte Konduktanz ermittelt werden; das heißt: Cx = (V/VO
- 2) 2 (11) und Gx P (V/VO - 2) G2 Bei den gegebenen Schaltungswerten und unter
Verwendung der in Figur 5 gezeigten Sonde-wird die Dielektrizitätskonstante K des
Gewebes durch Vf/V0 . i05 gegeben.
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Die obige Einrichtung ist für die Untersuchung einiger Stellen auf
der Brust und/oder für eine beschränkte Anzahl von unterschiedlichen Frequenzen
befriedigend. Jedoch ist die Einrichtung für das Abtasten vieler Stellen längs der
Brust bei vielen unterschiedlichen Frequenzen zu zeitaufwendig für die Praxis.
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Für jede Orts- oder Frequenzänderung muß der Widerstand R2 wieder
auf eine Null-Phasenverschiebung eingestellt werden.
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Eine Einrichtung zum automatischen Berechnen von Cx und Gx ist in
Figur 2 veranschaulicht. Ein spannungsgesteuerter Oszillator 50 erhält am Eingang
ein Steuersignal von einem SEgezahnspannungsgenerator 52 und gibt eine Eingangsspannung
an eine Halbbrückenschaltung 54 ab, die im wesentlichen der in Figur 1 dargestellten
Schaltung entspricht, jedoch mit der Ausnahme, daß der veränderbare Widerstand R2
in Figur 1 durch einen festen Widerstand ersetzt ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators 50 wird außerdem einer Differenzierschaltung 56 und einem Integrator
58 zugeführt.
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Der spannungsgesteuerte Oszillator 50 erzeugt eine Ausgangsspannung
von Vo cos wt, worin die Frequenz zwischen typischen
Grenzen zwischen
0,1 kHz und 10 kHz variiert. Die Differenzierschaltung 56 erzeugt infolgedessen
ein Signal, das 2> sin rot proportional ist, während der Integrator 58 ein Signal
erzeugt, das 2 sin #t proportional ist.
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Das Ausgangssignal der Halbbrückenschaltung 54 wird parallel einer
ersten, zweiten und dritten Multiplizierschaltung 60, 62 und 64 zugeführt, die jeweils
das Ausgangssignal V cos (wt + +) mit 2# sin #t, 2 cos Wt und 2 sin #t multiplizieren.
Die Ausgangssignale der jeweiligen Multiplizierschaltungen 60, 62 und 64 werden
jeweils Tiefpaßfiltern 66, 68 und 70 zugeführt, in denen die Gleichstromkomponenten
derselben extrahiert werden. Die Gleichspannungen, die von den jeweiligen Tiefpaßflltern
66, 68 und 70 erhalten werden, sind jeweils -#b, a und b9 worin die Größen a und
b durch folgende Gleichungen definiert sind:
Diese Gleichungen können umgewandelt werden, so daß man erhält: Cx = aC + (1V) Gx
= aG - xbC worin Cx und Gx unbekannte Körperkapazität und -leitfähigkeit sind.
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Die drei Gleichspannungen -wb, a und b werden den Eingängen eines
Analogprozessors 80 zugeführt, der einen RC-4136-Chip umfaßt, welcher vier Operationsverstärker
enthält und Ausgangsspannungen
erzeugt, die die unbekannten Größen
Cx und Gx gemäß den obigen Gleichungen angeben. Die Cx und Gx entsprechenden Ausgangssignale
werden der Speicher-Wiedergabeeinheit 72 zusammen mit dem Ausgangssignal des Sägezahnspannungsgenerators
52, das zur Synchronisierung dient, zugeführt. Die Speicher-W#iedergabeeinheit sollte
wünschenswerterweise so ausgebildet sein, daß sie die G und Cx-Funktionen auf einer
xy-Ebene, welche den untersuchten Körperbereich bedeckt, darstellen kann, so daß
der Bedienungsperson Divergenzen in der Leitfähigkeit und der Kapazität und infolgedessen
in der Dielektrizitätskonstante in dem untersuchten Bereich daher deutlich angezeigt
werden. Wiedergabe- bzw. Darstellungseinrichtungen, die einen Wert wie Cx oder Gx
als Funktion von xy-Koordinaten mittels Farbe anzeigen, sind allgemein verfügbar.
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Es sei nun auf Figur 5 Bezug genommen, die in einer schematischen
Darstellung eine Sonden- bzw. Tasteranordnung zeigt, welche bei den Ausführungsformen
der Figuren 1 und 2 verwendbar ist. Eine kreisförmige Elektrode 90 aus-rostfreiem
Stahl von einer Fläche von 1 cm2 ist in einer Schicht 92 aus Polyvinylchlorid oder
irgendeinem anderen geeigneten Isolator eingekapselt. Der Patient wird auf einer
mit Masse verbundenen Platte oder einem mit Masse verbundenen Tisch angeordnet,
wie schematisch durch die mit Masse verbundene Platte 96 angedeutet ist. Der Taster
wird dann in Kontakt mit dem entsprechenden Körperteil angeordnet und darauf von
Position zu Position bewegt, um die Werte von Cx und Gx für verschiedene Bereiche
des untersuchten Teils zu bestimmen.
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Bei höheren Frequenzen von etwa 10 MHz an ist die kapazitive Wirkung
in Geweben überwiegend. Die Figur 3 zeigt einen Detektor, der auf einer kapazitiven
Brückenanordnung 102 basiert.
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Die Kapazitätsbrücke umfaßt vier dreieckig geformte Elektroden 104,
die in kreissymmetrischer Weise auf isolierendem Material 106 (typischerweise Polyvinylchlorid
oder Teflon) angeordnet
sind und das eine Ende eines zylindrischen
Tasters 114 bilden. Ein Sägezahngenerator 108 wird dazu benutzt, die Trägerfrequenz
eines 100 MHz frequenzmodulierten Senders mit einem 1-KHz-Audiomodulator zu modulieren,
und das Ausgangssignal dieses Senders wird zwei gegenüberliegenden Brückenelementen
zugeführt. Ein Frequenzmodulationsempfänger 112 ist mit den anderen beiden gegenüberliegenden
Brückenelementen verbunden. Eine Gleichrichter- und Filtereinheit 116, die mit dem
Audioausgang des FM-Empfängers 112 verbunden ist, gibt eine Gleichspannung ab, die
proportional dem Audioausgangssignal ist.
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Bevor der Taster auf dem zu untersuchenden Gewebe angeordnet wird,
wird die Brücke abgeglichen, und das Gleichstromausgangssignal des Gleichrichters
116 ist Null. Wenn die Sonde über Gewebe von inhomogener Natur (bezüglich der Dielektrizitätskonstante)
angeordnet wird, dann wird die Brücke aus dem Gleichgewicht gebracht, so daß ein
Gleichstromausgangssignal am Gleichrichter 116 erzeugt wird. Dieses Ausgangssignal
wird dem y-Achsen-Anschluß einer Speicher-Wiedergabeeinheit 118 zugeführt. Gleichzeitig
wird die Sägezahnspannung vom Sägezahngenerator 108 dem x-Achsen-Anschluß der Wiedergabeeinheit
zugeführt, so daß man eine Darstellung von Cx in Abhängigkeit von w erhält, oder
sich, wenn ein logarithmischer Verstärker 120 eingefügt wird, eine Darstellung von
Cx in Abhängigkeit von log @ ergibt.
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Ein anderer Detektor für hohe Frequenzen, der auf kapazitive Eigenschaften
von Geweben anspricht, ist in Figur 4 gezeigt.
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Der Taster bzw. die Sonde ist von der in Figur 5 gezeigten Art. Der
wichtigste Teil des Detektors ist ein Paar spannungsgesteuerter Oszillatoren 204
und 206. Ohne die Gewebekapazität schwingen die beiden spannungsgesteuerten Oszillatoren
auf der gleichen Frequenz und sind abgeglichen. Wenn der Taster auf Gewebe angeordnet
wird, dann addiert sich die Gewebekapazität zur Kapazität C des Oszillators 206
und erniedrigt auf diese Weise die Oszillatorfrequenz von Wg auf w0- , zuworin
ist, wenn Cx viel kleiner als C ist. Die Ausgangssignale des Bezugsoszillators 204
und des Signaloszillators 206 werden durch Begrenzer 208 begrenzt und dann mittels
eines Produktdetektors 210 und eines Tiefpaßfilters 212 zu einem Detektorsignal
verknüpft. Das Ausgangssignal des Filters 212 ist eine Sinuswellenform der Frequenz
@'. Diese Sinuswelle wird einem Frequenz-zu-Spannungs-Wandler 214 (im wesentlichen
das Umgekehrte eines spannungsgesteuerten Oszillators) zugeführt, so daß man eine
Gleichspannung V' erhält, die W' proportional ist. Die Spannungen V' und die Sägezahnspannung
VO werden mittels eines Analogteilers 216 durcheinander geteilt so daß
Spannung ist, wie
erhält, die proportional-der Größe Gleichung V angegeben. Diese Spannung wird dem
y-Achsen-Anschluß einer Speicher-Wiedergabeeinheit 218 zugeführt. Gleichzeitig wird
die Spannung V des Sägezahngenerators oder log V (letztere Größe wird durch einen
logarithmischen Verstärker 220 erhalten) dem x-Achsen-Anschluß der Wiedergabeeinheit
218 zugeführt, so daß die Gewebekapazität Cx als Funktion der Frequenz oder des
Logarithmus der Frequenz dargestellt wird.
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Da die Messung der Kapazität und der Leitfähigkeit von der Dicke des
gemessenen Gewebes wie auch von dessen elektrischen Eigenschaften abhängen, muß
der Dickenfaktor aus den Meßergebnissen entfernt werden. Das geschieht durch das
Höhenkompensationspotentiometer, das explizit in den Figuren 1, 2 und 5 gezeigt
ist. Das Potentiometer bildet einen Teil einer~Schaltung mit variablem Verstärkungsfaktor.
Der Potentiometerskalenfaktor beträgt 200X/cm. Bei einem nominellen Arbeitsabstand
von 10 cm hat die Schaltung mit veränderbarem Verstärkungsfaktor einen Verstärkungsfaktor
von 1. Wenn sich die tatsächliche
Gewebedicke L von 10 cm unterscheidet,
dann ist der Verstärkungsfaktor der Schaltung mit variablem Verstärkungsfaktor L/10.
Dadurch werden Signale, die beim tatsächlichen Arbeitsabstand empfangen werden,
automatisch kompensiert, so daß auf diese Weise ein Vergleich zwischen den Messungen
ermöglicht wird, die bei verschiedenen Arbeitsabständen gemacht worden sind.
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Es sei nun auf Figur 7 Bezug genommen, in der in einem schematischen
Blockschaltbild e#ine rechnergesteuerte Brustkrebs-Screeningelnrichtung veranschaulicht
ist, welche gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut und
betreibbar ist. Die Screening Einrichtung umfaßt einen Mehrelementtaster, der typischerweise
64 Elemente umfaßt, die in einer 8x8-Anordnung angeordnet sind Dieser Taster, dem
das Bezugszeichen 300 zugeordnet ist, wird weiter unten anhand der Figur 6 in näheren
Einzelheiten beschrieben.
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Der Taster 300 ist über einen 64-Element-Multiplexer 302 an einen
elektronischen Prozessor 304 angekoppelt, wie nachstehend anhand der Figuren 8 bis
10 beschrieben wird. Der elektronische Prozessor 304 ist an ein Mikrocomputersteuer-
und Datenspeicher- sowie Wiedergabesystem 306 angeschlossen. Das System 306 ist
gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung durch eine SOL-20-Einheit
verwirklicht, die von der Fa. Processor Technology of California, USA hergestellt
wird.
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Es ist natürlich so, daß alternativ jedes andere geeignete Mikrocomputersteuer-
und Datenspeicher- sowie Wiedergabesystem angewandt werden kann Das SOL-20-Mikrocomputersystem
basiert auf dem Intel 8080 8-Bit-Mikrocomputer und verwendet das bekannte S-100-Bus-System.
Das SOL-20-System hat eine eingebaute Tastatur 308, welche beispielsweise die Eingabe
der Patientenidentifikationsinformationen ermöglicht, sowie einen 16 K Byte RAM
Speicher 310, wie beispielsweise einen Dynabyte DY-M51645, der zur Datenspeicherung
dient.
Ein Programmspeicher 312 umfaßt eine oder mehrere programmierbare 16 K ROM-Karten,
wie beispielsweise Cromemco CR-16K PR/A, von denen jede 16 K Bytes eines lUschbaren
ROM-Speichers hat. Das SOL-2O-System umfaßt außerdem Reihen- und Parallel-Eingabe-Ausgabe-Kopplungselektroniken
314. Eine Videokopplungselektronik 316, beispielsweise die TV Dazzler (C/CRDZ/A),
die auch von der Fa. C'romemco hergestellt wird, ist zum Erzeugen von geeigneten
Videosignalen zum Zwecke der Wiedergabe auf einer Fernsehüberwachungseinrichtung
318 in Farbe oder Schwarz/Weiß vorgesehen.
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Das Mikrocomputersysterq 306. wird mittels Standardtechniken programmiert,
so daß es die erforderlichen Steuersignale für den elektronischen Prozessor erzeugt,
aufgrund deren die ~Daten, die durch den elektronischen Prozessor 304 von dem -Taster
300 erhalten werden, eingegeben und die Daten zu dem Fernsehffberwachungsgerät 318
in alphanumerischer und graphischer Form bzw. in alphanumerischem und graphischem
Format ausgegeben werden.
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Es sei nun auf Figur 6 Bezug genommen, die einen Mehrfachelementtaster
veranschaulicht, der gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut
und betreibbar ist. Der Taster umfaßt eine Basis 320, die aus Kunststoff, wie beispielsweise
Polyvinylchlorid, ausgebildet ist und auf der in allgemein planarer Anordnung 64
allgemein flache leitfähige Tasterelemente 322 montiert sind, die typischerweise
aus rostfreiem Stahl ausgebildet sind und von denen jedes über einen Leiter (nicht
dargestellt) an einen Eingang des Multiplexers 302 angekoppelt ist. In der bevorzugten
Ausführungsform sind die Tasterelemente 322 in einer flachen Anordnung von 8x8 Tasterelementen
angeordnet. Alternativ können die Tasterelemente in jeder gewünschten Anzahl und
in jeder geeigneten Anordnung angeordnet werden. Die Anordnung braucht in einer
weiteren Alternative nicht flach zu sein und kann beispielsweise so konfiguriert
bzw.
geformt sein, daß sie der Form einer menschlichen Brust entspricht. In der vorliegenden
Ausführungsform ist die Anordnung so ausgelegt, daß sie gleichzeitig über einem
Quadranten der Brust angeordnet wird.
-
Die Anordnung und die Basis 320 wird von einem Rahmenteil 324 aus
rostfreiem Stahl umgeben, das zu dem Zweck vorgesehen ist, eine Äquipotentialoberfläche
in dem zu untersuchenden Bereich darzubieten. Typische Abmessungen des Tasters sind
folgende: Gesamtbreite D des Rahmens: 95 mm im Quadrat Gesamtbreite d eines Tasterelements:
7 mm im Quadrat Abstand t zwischen benachbarten Tasterelementen: 1 mm Abstand W
zwischen dem Rand des Rahmens und dem jeweils benachbarten Tasterelement: 15 mm
Es sei darauf hingewiesen, daß der Taster mit dem Multiplexer über 64 einzelne Leitungen
verbunden ist. Es sei weiterhin darauf hingewiesen, daß ein vorteilhafter Gebrauch
des Tasteroberflächenbereichs durch Verwendung von hexagonalen Elementen erzielt
werden kann.
-
Nunmehr sei auf Figur 8 Bezug genommen, in der der Multiplexer 302
schematisch dargestellt ist. Der Multiplexer 302 kann, wie man ohne weiteres erkennt,
64 einpolige elektronische Umschalter umfassen, die von 64 unabhängigen Steuerleitungen
gesteuert werden. Jeder Schalter ist außerdem mit einem der 64 Elemente des Tasters
verbunden. Jeder Schalter ist in Ansprechung auf ein Steuersignal, das Uber die
Steuerleitung empfangen wird, so betreibbar, daß er ein einzelnes Tasterelement
entweder mit der Brückenschaltung oder mit dem Oszillator in dem elektronischen
Prozessor 304 verbindet, wie weiter unten
näher beschrieben ist.
Alle 64 Tasterelemente werden während der Untersuchung eines Patienten auf dem gleichen
Potential gehalten, jedoch bigt nur das individuelle Tasterelement, das gerade mit
der Brücke verbunden ist, tatsächlich zur Berechnung der Dielektrizitätskonstanten
bei. Es sei darauf hingewiesen, daß in der hier erörterten bevorzugten Ausführungsform
zu einem vorbestimmten Zeitpunkt ein Tasterelement mit der Brücke verbunden ist.
Alternativ kann eine geeignete Anzahl von Tasterelementen gleichzeitig mit der Brücke
verbunden sein, vorausgesetzt, daß eine geeignete Signalverarbeitungsschaltung zum
Anzeigen der gerade gemessenen elektrischen Größen verfügbar ist.
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Gemäß der hier beschriebenen Ausführungsform der Erfindung schaltet
der Multiplexer die Tasterelemente aufeinanderfolgend eines nach dem anderen an
die Brückenschaltung an, so daß dadurch eine Mehrzahl von Bereichen des Patienten
zum Zwecke der Messung der räumlichen Variation der elektronischen Eigenschaften
derselben abgetastet wird.
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Die Figur 8 zeigt den ersten und den vierundsechzigsten elektronischen
Schalter 330, typischerweise duale einpolige analoge Umschaltervom Typ 7512, wie
sie von der Fa. Analog Devices hergestellt werden. Die normalerweise geschlossenen
Ruhekontakte bzw. -pole NC jedes Schalters sind mit dem Oszillator (nicht gezeigt)
verbunden, während die normalerweise offenen Arbeitskontakte bzw. -pole,NO jedes
Schalters alle mit der Brücke (nicht gezeigt) verbunden sind. Der Mittelkontakt
bzw. -pol C jedes Schalters ist mit einem entsprechenden Tasterelement verbunden.
Auf diese Weise ist die Gesamtheit der 64 Tasterelemente mit 32 oder 64 identischen
Schaltern vom Typ 7512 verbunden.
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Der Steueranschluß CON jedes Schalters 330 ist mit einem der vier
Q-Ausgänge eines Registers 332, wie beispielsweise einer
4-Bit-Sperre
vom Typ 4042. Auf diese Weise sind 16 Sperren vom Typ 4042 zum Steuern der 64 Schalter
vom Typ 7512 erforderlich. Ein Decodierer 334 von konventionellem Aufbau wählt die
geeignete Sperre zum Einstellen von zwei Gruppen von vier Kontrollen bzw. Steuersignalen,
und zwar jede bzw. jedes in Ansprechung auf die Programmsteuerung, die von dem Mikrocomputersystem
306 bewirkt wird. Infolgedessen wird durch acht individuelle 8-Bit-Steuerworte der
Status von jedem der 64 Tasterelemente eingestellt.
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Es sei nun auf die Figuren 9 und 10 Bezug genommen, die zusammen die
elektronische Signal- bzw. Datenverarbeitungsanlage, die als elektronischer Prozessor
bezeichnet wird, veranschaulichen. Die Figur 9 veranschaulicht einen Taktfrequenzgenerator,
der dazu verwendet wird, sieben unterschiedliche Frequenzen zu erzeugen, und der
einen Teil des elektronischen Prozessors bildet. Der Taktfrequenzgenerator weist
eine Sperre 340 auf, beispielsweise eine Sperre vom Typ 74C174, die in der Weise
arbeitet, daß sie Steuereingangssignale vom Mikrocomputersystem 306 empfängt, die
aufgrund einer geeigneten Programmsteuerung von letzterem abgegeben werden9 und
in Ansprechung auf diese Steuereingangssignale einen digitalen Muliplexer 342 vom
Typ 74C151 von acht,Leitungen zu einer Leitung steuert.
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Ein Standardkristalltaktgeberoszillator 344, der beispielsweise auf
5,12 MHz arbeitet, liefert ein Ausgangssignal an einen im Verhältnis 1:4 untersetzenden
Zähler 346S der die Taktfrequenz auf 1,28 MHz vermindert. Dieses Signal von 1,28
MHz wird als Eingangssignal dem Eingang 6 des Multiplexers 342 und außerdem den
Steuereingängen EN von zwei Hälften 348 und 350 eines dualen Zählers vom Typ 4518
zugeführt. Die QO- und Q3-Ausgangsanschlüsse der Zählerhälfte 348 sind an die jeweiligen
Eingänge 5 und 3 des Multiplexers 342 angekoppelt und liefern jeweils Frequenzen
von 640 KHz und 128 KHz. Der Q3-Ausgangsanschluß der Zählerhälfte 348 ist außerdem
an den Steuereingang EN einer Zählerhälfte' 352 eines zweites dualen Zählers vom
Typ BCD 4518 angekoppelt, dessen zweite Hälfte mit dem Bezugszeichen 354 versehen
ist.
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Der Qg-Ausgang der Zählerhälfte 350 ist mit einem Eingang eines UND-Tors
356 vom Typ 74C08 verbunden, während der Q2-Ausgang der Zählerhälfte 350 mit dem
Eingang 4 des Multiplexers 342 verbunden ist, an den er ein 256-KHz-Signal abgibt,
und außerdem mit dem zweiten Eingang des UND-Tors 356. Der Aus-, gang des UND-Tors
356 wird dem Rücksetzeingang R der Zählerhälfte 350 zugeführt. Der Q2-Ausgang der
Zählerhälfte 350 ist weiterhin mit dem Steuereingang EN der Zählerhälfte 354 verbunden.
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Der Qg-Ausgang der Zählerhälfte 352 liefert ein 64-KHz-Signal als
Eingangssignal an den Eingang 2 des Multiplexers 342; der Q3-Ausgang der Zählerhälfte
352 gibt ein 12,8-KHz-Ausgangssignal an den Eingang 0 des Multiplexers 342 ab, und
der Q-Ausgang der Zählerhälfte 354 liefert ein 25,6-KHz-Ausgangssignal an den Eingang
1 des Multiplexers 342.
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Der Multiplexer 342 arbeitet so, daß er eine Taktfrequenz unter den
ihm eingegebenen sieben Taktfrequenzen auswählt und sie über seinen Ausgangsanschluß
Y an-einen 11-Bit-Binärzähler abgibt, der duale 4-Bit-Binärzähle; Typ 4524 umfaßt,
welche die mit den Bezugszeichen 358, 360 und 362 versehenen Zählerhälften aufweisen.
Die Rücksetzeingänge R der Zähler 358,---360 und 362 werden durch das Mikrocomputersystem
unter geeigneter Programmsteuerung betrieben, und die QO- bis Q3-Ausgänge der drei
Zählerhälften 358S 360 und 362 sind mit den Buchstaben A bis K bezeichnet.
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Es sei nun auf Figur 9 Bezug genommen, die den Rest des elektronischen
Prozessors veranschaulicht. Ein progammierbarer ROM-Speicher 370, wie beispielsweise
vom Typ Intel 2708, ist an seinen Eingängen mit den Ausgängen A bis G der Zähler
358 und 360 verbunden. Es sei darauf hingewiesen, daß am Ausgang A das am wenigsten
signifikante Bit erscheint, während am Ausgang K das am meisten signifikante Bit
auftritt. Infolgedessen
sind die an den Ausgängen A bis G erscheinenden
Signale die sieben am wenigsten signifikanten Bits der Ausgänge der Zähler 358 9
360 und 362. Der ROM-Speicher 370 ist so programmiert, daß er an seinem Ausgang
den Sinus des Eingangssignals in einem 8-Bit-komplementärversetzten Binärformat
abgibt, das nachstehend auch als COB-Format bezeichnet ist. Das bedeutet, daß dann,
wenn das Eingangssignal für den ROM-Speicher 370 die Größe N hat, worin O<N<127
ist, das Ausgangssignal des ROM-Speichers 370 gleich sin 2N im COB-Format ist.
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128 Die folgende Tabelle gibt eine Übersetzung bzw. Umwandlung für
verschiedene Werte von N: N sin 2#N C0B 128 0 0 10000000 32 +1 00000001 64 0 10000000
96 -1 11111111 Das 8-Bit-Ausgangs signal vom Speicher 370 wird einem multiplizierenden
Digital-zu-Analog-Wandler 372 zugeführt, beispielsweise vom Typ AD 7524p der von
der Fa. Analog Devices hergestellt wird. Es sei darauf hingewiesen, daß Digital-zu-Analog-Wandler
nachstehend auch abgekürzt mit D/A-Wandler bezeichnet werden Der D/A-Wandler ist
in bipolarer Weise geschaltet, wie vom Hersteller beschrieben, derart, daß dann,
wenn der Speicher 370 zyklisch über alle seine Adresseneingänge betrieben wird,
der D/A-Wandler 372 ein analoges Sinuswellensignal erzeugt, und zwar einen Zyklus
für jeden Zyklus des Speichers 370. Die Frequenz des Sinuswellenausgangssignals
des D/A-Wandlers 372 ist 1/128 der Frequenz des am Ausgang Y des Multiplexers 342
auftretenden Taktgebersignals. Infolgedessen kann die Sinuswelle in Abhängigkeit
von dem durch den Multiplexer 342 ausgewählten Eingangssignal die Frequenz von 100,
200, 500, 1000 9 2000, 5000 oder 10000 Hz haben. Die Amplitude
der
Sinuswelle wird durch die Spannung an einem Bezugsspannungseingang Vref des A/D-Wandlers
372 bestimmt.
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Die an den Eingang Vref angelegte Spannung wird ihrerseits durch einen
8-Bit-D/A-Wandler 374 bestimmt, der beispielsweise vom Typ DAC 82 sein kann, wie
er von-der Fa. Burr-Brown hergestellt wird. Der D/A-Wandler 374 hat eine intern
feste Bezugsspannung VO, die typischerweise so ausgewählt wird, daß sie 5 Volt beträgt.
Der D/A-Wandler 374 erhält vom Mikrocomputersystem unter geeigneter Programmsteuerung
ein 8-Bit-Verstärkungsfaktorwort K, wobei K im Bereich zwischen 1 und 255 liegt.
Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 370 ist infolgedessen eine Gleichspannung, deren
Wert gleich Wert ist die Bezugsspannung Vref
ist, und dieser Die Sinuswelle, die vom D/A-Wandler 372 erzeugt wird, kann ausgedrückt
werden als
Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 372 wird dem positiven Eingangsanschluß eines
Operationsverstärkers 376 zugeführt, beispielsweise vom Typ 3550 der Fa. Burr-Brown,
der als Puffer in der nichtinvertierenden Weise mit dem Verstärkungsfaktor 1 betrieben
wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 376 ist der Oszillatorausgang, der mit
den Eingängen OSC des Multiplexers der Figur 8 verbunden ist.
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Das Sinusweilenausgangssignal des D/A-Wandlers 372 wird außerdem der
Brückenschaltung zugeführt, die einen ersten und zweiten Operationsverstärker 378
und 380 umfaßt, -beispielsweise vom Typ 3550, und deren positive Eingangsanschlüsse
über einen Widerstand 382 miteinander verbunden sind. Das Ausgangssignal vom A/D-Wandler
372 wird der Verbindungsstelle zwischen dem
positiven Eingangsanschluß
des Operationsversta.rkers 378 und dem Widerstand 382 zugeführt. Der negative Eingangsanschluß
des Operationsverstärkers 378 ist mit den Brückenanschlossen der elektronischen
Schalter 330 des in Figur 8 gezeigten Multiplexers und infolgedessen über den Multiplexer
mit dem in den Figuren 6 und 7 gezeigten Taster verbunden; die Brückenanschlüsse
sind in Figur 8 mit "Brücke" bezeichnet.
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Die Größen Cx und Rx die in Figur 10 zwischen Masse und dem negativen
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 378 dargestellt sind, bedeuten die unbekannten
meßbaren Kapazitäts-und Widerstandsgrößen des untersuchten Körpergewebes, das durch
eine mit Masse verbundene Platte entgegengesetzt zum Taster an Masse gelegt ist,
so daß die Brust schichtförmig zwischen dem Taster und der an Masse liegenden Platte
angeordnet ist. Alternative Anordnungen über den Anschluß an Masse umfassen beispielsweise
die Anordnung einer an Masse liegenden Platte, die längs des Rückens des Patienten
angeordnet ist, oder die Anordnung von Elektroden, die um die Handgelenke des Patienten
geklemmt sind.
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Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 378 ist über einen
Widerstand 384 an den negativen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 380
und außerdem über eine Parallelkombination aus einem Widerstand 386 und einem Kondensator
388 an den negativen Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 378 angekoppelt.
Der negative Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 378 ist weiterhin über eine
Parallelkombination aus einem Widerstand 390 und einem veränderbaren Kondensator
392 sowie einem Kondensator 392 mit Masse verbunden. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers
380 ist über einen Widerstand 394 auf dessen negativen Eingangsanschluß rückgekoppelt.
Der negative Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 380 ist über einen Widerstand
396 an ein Potentiometer 398 angekoppelt, das zur Verschiebungs- bzw. Verlagerungseinstellung
dient.
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Typische Bauteilwerte sind die folgenden: die Widerstände 382, 384
und 394 haben 10 kn; der Widerstand 396 hat 1,1 Mag die Widerstände 386 und 390
haben 159 ka; das Potentiometer 398 hat 10 ka; der Kondensator 388 hat 1 nF; der
Kondensator 392 hat einen Bereich von 30 bis 500-pF; und der Kondensator 393 hat
500 pF. Der Kondensator 392 wird so eingestellt, daß die Kondensatoren 392 und 393
zusammen mit der Tasterkapazität eine Größe von 1 nF haben.
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Die Ausgangssignale der Anschlüsse H, I, J und K, die die vier signifikantesten
Bits der Ausgänge der Zähler 358, 360 und 362 sind, werden einem 4-Bit-Digitalkomparator
400, beispielsweise vom Typ 74C85, zugeführt. Der Komparator 400 vergleicht das
4-Bit-Eingangssignal HIJK mit Vergleichsbits, die durch das Mikrocomputersystem
unter Programmsteuerung zugeführt werden.
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Die Vergleichsbits haben die Form von 4-Bit-Binärworten, die einen
Wert zwischen 1 und 15 haben. Wenn die HIJK-Eingangssignale gleich dem Vergleichsbitwort
sind, stellt der Komparator die Gleichheit fest und liefert ein Steuersignal an
einen Detektor 402. Der Detektor 402 ist typischerweise eine Zweistufenanordnung
aus vier NAND-Toren mit achte Eingängen, beispielsweise vom Typ 74C30, und einem
NAND-Tor mit vier Eingängen, beispielsweise vom Typ 74C20; Man sieht infolgedessen,
daß ein bis fünfze-hn Sinuswellenzyklen an den Patienten angelegt werden können,
bevor die Messung beginnt.
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Beim Empfang des Steuersignals, das mit EN bezeichnet sei, führt-der
Detektor 402 die folgende logische Aufeisanderfolge aus: DET = EN ~ (GFEDCBA + UFEDCBA
+ GFEDCBA + GF#) Auf diese Weise geht das Detektorausgangssignal DET während eines
Meßzyklus viermal auf 1. Jedesmal, wenn das Signal DET
auf 1 geht,
steuert es eine digitale Verzögerungsschaltung 4042 die außerdem ein Taktgebersignal
fi empfängt, das typischerweise 1,28 MHz ist. Nach einer vorbestimmten Anzahl von
Zyklen des Signals fg erzeugt die Verzögerungsschaltung 404 ein HALTE-Kommando für
eine PRUFPUNKT-UND-HALTE-Schaltung 406, die beispielsweise eine Analogeinrichtung
des Typs AD 583 ist, und sie erzeugt außerdem ein START-UMWANDLUNGS-Kommando für
einen lO-Bit-A/D-Wandler 408, beispielsweise einen solchen des Typs ADC 85C-10 von
Burr-Brown. Die PRUFFUNKT-UND-HALTE-Schaltung und der A/D-Wandler arbeiten infolgedessen
in der Weise, daß sie die Brückenschaltung während jedes Meßzyklus viermal abtasten.
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Die Abtastung wird in Ansprechung auf Instruktionen vom Mikrocomputersystem
unter Programmsteuerung um einen kleinen Betrag verzögert9 um die Phasenverzögerung
zu kompensieren, die durch den Sinuswellengenerator und die Brückenschaltung eingeführt
wird. Die Kompensation dieser Verzögerung wird weiter unten erläutert. Vier digitale
Abtastwerte des Brückenausgangs, die als V12 V2, V3 und V4 bezeichnet sind, werden
vom A/D-Wandler 408 zur weiteren Datenverarbeitung in das Mikrocomputersystem eingelesen.
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Um die Erfindung noch besser verständlich zu machen, wird die Theorie
der Betriebsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung nun in näheren Einzelheiten
betrachtet.
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Während jedes Meßzyklus erzeugt der Sinuswellengenerator ein Signal
Der Brückenausgang ist Null, wenn kein Gewebe gemessen wird.
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Wenn Gewebe mit einer Kapazität von Cx und einem Leitwert Gx gemessen
wird, dann wird die Brücke aus dem Gleichgewicht gebracht und erzeugt eine Analogspannung:
worin a und b In-Phase-und Quadratur-Terme sind, die sich auf Cx und Gx beziehen,
während V05 - eine Verschie#bungs- bzw.
-
Verlagerungsgleichspannung ist.
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Es sei, indem im Augenblick die Phasenverzögerung ignoriert wird,
angenommen, daß der Detektor 402 das Signal Vbr bei vier Werten von N, d.h. bei
N = 0, 32, 64 und 96, abtastet.
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Die Werte von Vbr bei diesen Werten von N sind.wie folgt:
Der A/D-Wandler 408 arbeitet so, daß er die abgetasteten Brückenwerte als neun Bits
plus dem Vorzeichen digitalisiert und die folgenden vier Ausgangssignal-e,- multipliziert
mit einem Maßstabsfaktor von
liefert: Die vier Ausgangssignale des A/D-Wandlers 408 können auf diese Weise durch
die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:
Das Mikrocomputersystem 306 bildet unter geeigneter Programmsteuerung die folgenden
beiden Ausdrücke: A = V2 -V4 B = V1 - V3 Es ist ein spezielles Merkmal der obigen
Ausdrücke, daß die Verschiebungs- bzw. Verlagerungsgleichspannungsterme herausfallen
und die jeweiligen In-Phase-und Quadratur-Terme a und b durch die folgenden Gleichungen
gegeben werden: a = A 4K b = B 4K Wenn man die weiter oben gegebene Gleichung IV
nun in dem speziellen Fall betrachtet, in dem G = OC ist, worin #0 = 2?r.1 KHz ist,
sowie in dem vorliegenden Fall, in dem C = 1 nF und G = 1 mmho sind, dann können
die In-Phase- und Quadratur-Terme wie folgt ausgedrückt werden:
worin f die Brückenfrequenz in KHz ist (d.h. bei 1 KHz -ist f = 1, bei 100 Hz ist
f = 0,1 usw.).
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Die obigen Gleichungen für a und b reduzieren sich auf die folgenden
Ausdrücke:
Bei der oben beschriebenen Einrichtung ist R = - = 159 ka, und f ist gleich einem
der folgenden Werte: G 0,1, 0,2, 0,5, 1, 2, 5 und 10.
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Die Gewebescheinleitwertamplitude Y kann in Termenvon a und b sowie
der Brückenscheinleitwertamplitude |Y| 1 (G+ #C)1/2 wie folgt ausgedrückt werden:
Der Phasenwinkel fx des Scheinleitwerts kann ausgedrückt werden als
Es ist daher ersichtlich, daß man durch variierende Frequenzen die Werte Cx, Gx,
|Yx| und fix über einen Zweidekadenbereich von Frequenzen von 0,1 Hz bis 10 KHz
an jeder Stelle des Gewebes berechnen kann. Durch Frequenzwobblung bzw. -überstreichen
und
Abtastung einer Vielzahl von Stellen mit den Tasterelementen kann man sowohl die
Frequenzvariationen als auch die räumlichen Variationen der vier Gewebeparameter
messen. Die Wichtigkeit und Brauchbarkeit dieser Technik soll nun näher erörtert'werden.
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Eines der Probleme, die mit einer Impedanzmessung bei einer einzigen
Frequenz verbunden sind, besteht darin, daß die erhaltenen Ergebnisse allgemein
von äußeren Faktoren abhängen, wie beispielsweise dem Druck, mit dem der Taster
auf die Haut aufgelegt wird, der Menge an benutztem Kopplungsgel, dem Abstand zwischen
den beiden Elektroden, d.h. der Fühlelektrodenanordnung und der an Masse gelegten
Elektrode am Rücken des Patienten, und ihrer relativen Ausrichtung. Beispielweise
kann ein hoher Meßwert der Kapazität bei einer gegebenen Frequenz einfach von der
Verwendung eines Uberschusses an Kopplungsgel herrühren.
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Es ist klar, daß Messungen, die den obigen Variablen unterworfen sind,
für ein Screening-Programm, in dem eine große Anzahl von Messungen an Patienten
zu verschiedenen Zeiten von verschiedenen Bedienungspersonen durchgeführt werden,
nicht geeignet sind. Es ist daher erforderlich, eine Meßtechnik und -einrichtung
zur Verfügung zu stellen, die unabhängig von den obigen äußeren Variablen reproduzierbare
und gleichförmige Ergebnisse erzeugt.
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Dieses Problem kann in einem großen Ausmaß dadurch überwunden werden,
daß man die Gewebeeigenschaften bei mehreren Frequenzen untersucht. Die normalisierte
Neigung der Kurve, die die Beziehung zwischen der Gewebeeigenschaft und der Frequenz
wiedergibt, ist unabhängig von den oben erwähnten frequenzunabhängigen Faktoren.
Beispielsweise kann die Dielektrizitätskonstante in einem gegebenen Gewebebereich
ausgedrückt werden als 6X(f) Die mittels der Einrichtung nach der vorliegenden
Erfindung
gemessene Kapazität kann ausgedrückt werden als: Cx(f) = AX£x(f) worin Ax ein Faktor
ist, der die- frequenzunabhängigen Faktoren, d.h. die frequenzinvarianten Faktoren,
kombiniert, beispielsweise die effektive Fläche des Tasters und die im Gewebe effektiv
zurückgelegte Weglänge. Es ist infolgedessen ersichtlich, daß die gewünschte Gewebeeigenschaft
Sx ist und nicht Cx, welches Faktoren enthält, die sich nicht auf die Gewebeeigenschaften
beziehen, die gemessen werden sollen. Die vorliegende Einrichtung mißt Cx bei einer
Mehrzahl von unterschiedlichen Frequenzen. Wenn man dann eine Kurve durch die Meßwerte
von Cx als Funktion der Frequenz f oder als Funktion von log f zieht, dann kann
man die Ableitung von Cx bezüglich f oder bezüglich log f abnehmen und durch den
Wert von Cx bei einer speziellen Frequenz teilen. Die erhaltene Größe ist unabhängig
von dem obigen Faktor Ax Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
führt man Messungen bei den folgenden Frequenzen durch: 0,1, 0:,2, 0,5, 1, 2, 5
und 10 KHz. Für den Frequenzbereich von 0,1 bis 1 KHz und für den Frequenzbereich
von 1 bis 10 KHz macht man ein passendes Polynom dritter Ordnung. Auf diese Weise
kann die Kapazität ausgedrückt werden als: Cx (u) = au3 + bu2 + cu + d mit u = log
f Die Lösung für die Koeffizienten a, b, c und d wird in Termen der gemessenen Werte
der Kapazität erhalten. Beispielsweise seien über den Frequenzbereich von 1 bis
10 KHz die gemessenen Werte von Cx bei 1, 2, 5 und 10 KHz mit C1, C2, C5 und C10
bezeichnet. Mittels Standardtechniken für die Lösung von Lineargleichungen erhält
man die Koeffizienten in Matrixform durch
und d = C1 Benutzt man f = 1 KHz als Bezugsfrequenz, dann wird die Ableitung gegeben
durch
Bei 1 KHz ist log 1 = 0, so daß man erhält:
Die erforderliche Funktion ist daher:
Dieses ist die fraktionelle bzw. normierte änderung der Kapazität pro Frequenzdekade.
Außerdem gilt, da: Cx = Ax£x
Der Ausdruck Ex ist die fraktionelle bzw. normierte Änderung der Gewebedielektrizitätskonstanten
pro Frequenzdekade, die eine charakteristische Größe des Gewebes ist. Entsprechend
erhält man durch Substitution der Gewebeleitfähigkeit folgendes:
bei 1 KHz worin V die fraktionelle bzw. normierte Änderung der Gewebeleitfähigkeit
pro Frequenzdekade und Gi die bei der Frequenz i gemessene Leitfähigkeit bedeuten.
-
Man kann entsprechende Rechnungen für die fraktionelle bzw.
-
normierte Anderung des Gewebescheinleitwerts, des Betrags und des
Phasenwinkels pro Dekade ausführen.
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Die obige Analyse wird außerdem für den Frequenzbereich von 0,1 bis
1 KHz ausgeführt-. Hier sind die Koeffizienten des angepaßten Polynoms dritter Ordnung
in Matrixform wie folgt gegeben:
d' = C1 Die fraktionelle bzw. normierte Anderung in C pro Dekade bei 100 Hz wird
dann gegeben durch.(unter Beachtung, daß log 0,1 = -1 ist):
Natürlich können andere Kurvenanpassungstechniken benutzt werden, wie beispielsweise
eine Anpassung höherer Ordnung für mehr Datenpunkte oder eine Anwendung von f anstelle
von log f oder log C anstelle von C. Jedoch ist die obige Darstellung ein Beispiel
der Art der Datenverarbeitung, mit der Ergebnisse erzielt werden, die sich auf die
normalisierte Änderung der Gewebeparameter (Dielektrizitätskonstante und Leitfähigkeit)
pro Frequenzdekade beziehen. Dies ermöglicht einen Vergleich und eine Analyse von
gesundem und erkranktem Gewebe unter unterschiedlichen Patienten und erlaubt es,
den gleichen Patienten über eine Zeitdauer hinweg zu verfolgen.
-
Wie oben dargelegt, wird durch den Sinuswellengenerator und die Brückenschaltung
eine Verzögerung eingeführt. Es sei nun eine Technik zur Kompensierung dieser Verzögerung
beschrieben: Der ideale Brückenausgang sollte Vbr = a sin c&>twt + b cos
#t + Vos sein, wenn
Aufgrund der Phasenverzögerung, die von dem Sinuswellengenerator und der Brückenschaltung
erzeugt wird, erhält man in Wirklichkeit: Vbr = a sin (cot - 8) + b cos (t - £)
+ Vos = (a cos£ + b sin £) sinus + (b cos£ - a sin #) cosbt +Vos = ag sin #t + be
cosut + V05 worin # ein kleiner Phasenfehler aufgrund der Phasenverschiebungen
in
den yerschiedenen linearen Verstärkern zwischen der digitalen Sinuswelle und dem
analogen Brückenausgangssignal ist. Daher erhält man, wenn man Vbr bei #t = 0, #/2,
# und 3#/2 abtastet: Vbr1 = b' + VOB Vbr2 = a' + Vos Vbr3 = -b' + VOs Vbr4 = -a'
+ Vos Infolgedessen erkennt man, daß man a' und b' anstelle von a und b findet.
Um a und b zu erhalten, kann man entweder die obigen Gleichungen numerisch lösen,
nachdem man einmal E experimentell bestimmt hat. Beispielsweise in Matrixform:
Die erforderlichen Werte von a und b erhält man durch Umkehren:
Alternativ kann man eine entsprechende Verzögerung zum Abtastsignal addieren, und
zwar wie folgt:
worin N0=O, 32, 64 und 96, d.h. zu den Abtastzeiten, wählt man ein n derart, daß
= g
Dann tastet man bei N = No + n ab, um an die Phasenverzögerung
aufgrund der Analogschaltungen anzupassen.
-
Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die speziell dargestellten
und beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern sie läßt sich im Rahmen
des Gegenstands der Erfindung, wie er in den Patentansprüchen zu Ausdruck kommt,
sowie im Rahmen des allgemeinen Erfindungsgedankens in vielfältiger Weise mit Erfolg
abwandeln. Insbesondere sind die als typsiche Werte angegebenen Schaltelementbemessungen
nur besonders bevorzugte Beispielswerte, Außerdem sei darauf hingewiesen, daß mit
ROM ein Lesespeicher, mit RAM ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff, mit 0Ausgang
ein digitaler Zählerausgang und mit D/A-Wandler ein Digital-zu-Analog-Wandler gemeint
sind.
-
Ende der Beschreibung.