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Beschreibung
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Die Erfindung bezieht sich auf einen Meßstrom - Trennwandler zur galvanischen
Trennung eines primären und eines sekundären Stromkreises, die einen Meßstromkreis
bilden, mit zwei gleichartigen, weichmagnetische Kerne aufweisenden Übertragern,
die je eine Primärwicklung für den primären Meßstrom, eine Sekundärwicklung für
den sekundären Meßstrom, der die magnetische Durchflutung der Primärwicklung kompensiert,
und eine Magnetisierungswicklung tragen, in der ein den jeweiligen Kern periodisch
in die entgegengesetzten magnetischen Sättigungszustände treibender Magnetisierungsstrom
fließt, wobei ein der Kompensationsabweichung der Durchflutungen der Primär- und
Sekundärwicklungen proportionaler Steuerstrom einen Integrator beaufschlagt, durch
den die Kompensationsabweichung auf Null geregelt wird.
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Es ist bereits ein Meßstrom - Trennwandler mit einem Übertrager bekannt,
dessen Kern periodisch in die zueinander entgegengesetzten Sättigungszustände magnetisiert
wird. Der Übertrager ist mit Wicklungen für den primären und den sekundären Meßstrom
versehen. Die magnetischen Durchflutungen der primären und sekundären Wicklung kompensieren
sich (DE - PS 1 153 452).
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In der Zeitschrift: "ELEKTRONIK" 1967, H. 4, Seite 109 bis 112 ist
ein Meßstrom - Trennwandler beschrieben, der einen zusätzlichen Hilfsübertrager
enthält, dessen Wicklung die EMK des primären und sekundären Meßkreises kompensieren.
Darin ist auch ein Trennwandler erläutert, dessen Sekundärwicklung einen an einen
Verstärker angeschlossenen Tiefpaß speist. Der Ausgang des Verstärkers ist auf gesonderte
Wicklungen des Übertragers und Hilfsübertragers rückgekoppelt.
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Bei diesen bekannten Trennwandlern überlagert sich der Magnetisierungsstrom
während eines Ummagnetisierungszyklus dem sekundären Meßstrom. Der Ummagnetisierungsstrom
beeinflußt daher die Meßgenauigkeit dieser Trennstromwandler.
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Der erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Meßstrom - Trennwandler
der
eingangs erwähnten Gattung derart weiterzuentwickeln, daß die Meßgenauigkeit durch
eine weitgehende Ausschaltung des Einflusses des Magnetisierungsstroms auf den sekundären
Meßstrom erhöht wird.
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Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen
gelöst.
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Die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms beeinflußt stark die
positive und negative Stromzeitfläche. Daher verändern bereits kleine Toleranzen
in der zeitlichen Dauer der Sättigungsspitze die beiden Stromzeitflächen, deren
Gleichheit für eine genaue Ubertragung anzustreben ist, und verursachen hierdurch
Meßfehler. Die vorstehend erlauterte Anordnung hat den Vorteil, daß ein auf dieser
Ursache beruhender Meßfehler beseitigt wird. Ein externes magnetisches Kraftfeld
ändert den Einsatzpunkt der magnetischcn Sättigung und bewirkt eine gegensinnige
Anderung der positiven und negativen Spannungszeitfläche. Bereits die Auswirkung
des Erdmagnetfeldes hat sich in der Praxis bei den bekannten Trennwandlern störend
bemerkbar gemacht. Mit der oben beschriebenen Anordnung wird diese die Meßgenauigkeit
beeinflussende Fehlerquelle unschädlich gemacht.
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Wenn der Kern an die magnetische Sättigung herangeführt wird, nimmt
der magnetische Streufluß zwischen Primär- und Sekundärwicklung zu. Der Anteil der
Durchflutung in der Sekundarwicklung, der den die Primärwicklung nicht durchsetzenden
Streufluß erzeugt, bewirkt bei den bekannten Trennwandlern einen Meßfehler. Um diesen
zu vermindern, kann der treufluß durch eine möglichst gute magnetische Kopplung
zwischen beiden Wicklungen - z.B. durch deren Anordnung übereinander und in gleichmäßiger
Verteilung über den gesamten Umfang eines Ringbandkernes - reduziert werden, was
wiederum im Hinblick auf die Koppelkapazität und die Isolationsspannung sehr nachteilig
ist. Optimiert man dagegen diese beiden Werte - z.B. durch Verlegung von Primär-
und Sekundärwicklung auf je einen Schenkel eines Zweischenkelübertragers - erhält
man bei den bekannten Meßstrom - Trennwandlern den größtmöglichen Streuflußfehler.
Dieser Fehler übt bei der erfindungsgemäßen Anordnung keinen Einfluß auf die Meßgenauigkeit
aus.
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Durch den Wechsel der Magnetisierungsrichtung beim Eintritt der Sättigung
ist
die Ummagnetisierungs - Periodendauer, wie bei allen sättigungsgesteuerten magnetischen
Schwingern, kernspezifisch und nicht mit einem externen Takt synchronisierbar. Dann
ergeben sich störende gegenseitige Beeinflussungen, wenn mehrere Trennwandler an
der gleichen Speisespannung betrieben werden sollen, oder die Speisespannung von
einem DC - DC -Wandler erzeugt wird. Die erfindungsgemäße Anordnung ermöglicht einen
extern synchronisierten Betrieb, so daß derartige Störungen vermieden werden.
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Der Magnetisierungsstrom ist bei den bekannten Trennwandlern dem Ausgangsstrom
überlagert und muß gegebenenfalls herausgefiltert werden.
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Bei der bekannten Ausfahrung mit Tiefpaßfilter fließt er in den Eingang,
weshalb ein hoher Ausgangs-Brummstrom durch eine entsprechend große Zeitkonstante
unterdrückt werden muß. Daraus ergibt sich eine Herabsetzung der Grenzfrequenz.
Die oben beschriebene Anordnung weist diesen Nachteil nicht auf.
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Durch eine Modifizierung des Kompensationsprinzips wird bei der Erfindung
der ein Maß für die Kompensationsabweichung der Durchflutungen darstellende Steuerstrom
nur bei kleinen Magnetisierungsströmen dem Integrator aufgeschaltet. Da außerhalb
dieser Integrations - Teilzeit der Magnetisierungsstrom nichts zum Integral und
damit auch nichts zur Kompensation beiträgt, entfallen die mit seiner Sättigungsspitze
zusammenhängenden Fehlerquellen.
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Der kleine Magnetisierungsstrom und die folglich hohe magnetische
Permeabilität bedingen während der Integrations - Teilzeit einen niedrigen magnetischen
Streufluß. Der hohe Streufluß, der sich beim Eintritt der magnetischen Sättigung
einstellt, fällt nicht in diese Teilzeit und hat Tolglich keine Auswirkung. Daher
hat die oben erlauterte Anordnung den Vorteil, daß ohne Inkaufmahme eines zusätzlichen
Fehlers, Primär- und sekundärwicklung zwecks Erzielung einer niedrigen Streukapazität
und einer hohen Isolationsspannung räumlich getrennt werden können. Schließ lich
ist es bei der oben angegebenen Anordnung nicht mehr erforderlich, den Sättigungszustand
durch eine möglichst unverzüglich einsetzende Rückmagnetisierung schnell zu beenden,
da dieser nicht in die Teilzeit fällt. Man kann sich damit vielmehr bis zum Eintreffen
eines externen
Taktsignals Zeit lassen.
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Die auf den Integrator geschaltete Stromzeitfläche ist mnnl der Magnetisierungsspitze
sehr klein. Deshalb kann durch eine kleine Integratorzeitkonstante die Grenzfrequenz
erhöht werden.
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Bei einer zweckmäßigen Ausführungsform sind die Steuerströme beider
Übertrager auf den Eingang des Integrators geschaltet, wobei die Polarität der beiden
Magnetisierungsströme entgegengesetzt ist. Hierbei heben sich ihre Spannungs - Zeit
flächen fast vollständig auf. Daher kann in dieser Ausführungsform die Integrator
- Zeitkonstante besonders klein gehalten werden.
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Die Erfindung wird im folgenden an Hand von in einer Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispielen näher erläutert, aus denen sich weitere Flerkmale sowie Vorteile
ergeben.
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Es zeigen: Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines
Meßstrom -Trennwandlers, Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines
Meßstrom -Trennwandlers, Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des
Magnetisierungsstroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus
bei den in Fig. 1 dargestellten Übertragern, Fig. 4 ein Diagramm des zeitlichen
Verlaufs der EMK, des Magnetisierungs stroms und von Schalterstellungen während
eines Ummagnetisierungs zyklus bei den in Fig. 2 dargestellten Übertragern in einer
anderen Betriebsweise, Fig. 5 ein Schaltbild eines Integrators, Fig. 6 ein Schaltbild
einer Stromquelle mit sehr kleinem Innenwiderstand, Fig. 7 ein Schaltbild eines
Teils einer dritten Ausführungsform eines Meßstrom - Trennwandlers, Fig. 8 ein Schaltbild
einer Schwellwertüberwachungsanordnung,
Fig. 9 ein Diagramm des
zeitlichen Verlaufs der JNK, des Magnetisierungsstroms und von Schalterstellungen
während eines Ummagnetisierungszyklus bei der in Fig. 7 dargestellten Schaltung,
Fig. 10 einen Meßstrom - Trennwandler mit einer Speisewicklung für die Versorgung
nachgeschalteter Verstärker.
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Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung tragen zwei gleiche
Übertrager 1, 2 mit weichmagnetischen Kernen je eine Primärwicklung 1.1, 2.1, eine
Sekundärwicklung 1.2, 2.2 und eine Magnetisierungswicklung 1.3, 2.3. Das eine Ende
der Magnetisierungswicklung 1.3 ist über einen Widerstand 4.1 und einen elektronischen
Schaltcr 3.1 an positive bzw. über einen elektronischen Schalter 3.2 an negative
Spannung schaltbar. In entsprechender Weise ist das eine Ende der Magnetisierungswicklung
2.
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über einen Widerstand 4.2 und einen elektronischen Schalter 3.3 an
positive bzw. über einen elektronischen Schalter 3.4 an negative Spannung schaltbar.
Das andere Ende der Magnetisicrungswicklung 1.3 ist mit dem der Magnetisierungswicklung
2.3 verbunden und über einen elektronischen Schalter 3.5 auf den invertierenden
Eingang 60 eines Integrators 6, bzw.
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über einen elektronischen Schalter 3.6 auf den Mittelpunkt 50 eines
Spannungsteilers 5 schaltbar.
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Die Punkte an den Ubertragerwicklungen markieren die Wicklungsenden
mit gleicher Polarität.
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Der Spannungsteiler 5, welcher die Speisespannung US im Verhältnis
1:1 teilt, hat einen belastbaren Mittelpunkt mit dem Eingangswiderstand Null.
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Er kann z.B. durch die bekannte Schaltung eines Widerstandsteilers
und eines Operationsverstärkers gem. Fig. 6 realisiert werden. Das Potential des
Teilermittelpunktes wird als Bezugspotential des Integrators 6 und des sekundären
mit I2 bezeichneten Meßstromes definiert, der in den Wicklungen 1.2 und 2.2 fließt.
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Der Integrator 6 kann z.B. durch eine ebenfalls bekannte Schaltung
zweier Operationsverstärker mit Beschaltung gem. Fig 5 realisiert werden, deren
Ausgangsstrom I2 ein Integral des Eingangsstroms und unabhängig vom Ausgangswiderstand
ist, solange die Ausgangsspannung am Ausgang 62 nicht
anschlägt.
Unter dieser Bedingung liegt der Eingang 60 auf dem Bezugs potential des Eingangs
61 und hat den Eingangswiderstand Null.
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Dem Ausgang 62 sind die beiden in Reihe liegenden sekundären Wicklungen
1.2 und 2.2 nachgeschaltet, deren Wicklungsenden mit gleicher Polarität miteinander
verbunden sind. In gleicher Weise sind die primären Wicklung~ en 1.1 und 2.1 in
Reihe geschaltet.
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Die elektronischen Schalter 3.1 bis 3.6 werden nach dem in Fig. 3
dargestellten Diagramm durch einen externen Takt gesteuert, dessen Erzeugung nicht
näher erläutert ist. Ein voller Ummagnetisierungszyklus ist in 10 Taktabschnitte
O bis 9 unterteilt. Diesen laktabsohnitten sind für jeden elektronischen Schalter
Segmente für die Leitphase und die Sperrphase zugeordnet. In die Segmente für die
Leitphase ist die Schalter - Bezugsziffer eingetragen. Weiter ist der Verlauf der
Windungs - EMK und des Mangetisierungsstromes I x.3 im Übertrager 1 bzw. 2 dargestellt,
wobei mit x der in beiden Wicklungen 1.3, 2.3 gleichartige Strom bezeichnet ist
Nach dem Durchflutungsgesetz gilt für die Ströme in der Magnetisierungswicklung
1.3 bzw. 2.3:
gilt für den Differenzstrom I3
Mit w1.2' w1.1' w1.3' w2.1' w2.2 und w2.3 sind hierbei die Windungszahlen der Wicklungen
1.2, 1.1, 1.3, 2.1, 2.2 und 2.3 bezeichnet.
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Iu1.3 und Iu2.3 heben sich fast vollständig auf, solange die Übertrager
nicht gesättigt sind. Die Integrations - Teilzeit, in welcher der Sunmenstrom I3
über den elektronischen Schalter 3.5 auf den Integrator 6 geschaltet wird. ist in
die Taktabschnitte 1, 2, 6, 7 gelegt und hat daher einen Sicherheitsabstand gegenüber
dem Zeitabschnitt mit magnetischer
Sättigung in der Größenordnung
eines Taktabschnittes. Für die Integrations - Teilzeit gilt folglich mit sehr großer
Näherung:
Bei der gegebenen Polarität bringt der Integrator 6 die Komponente 13 zum Verschwinden
und es ist die bekannte Gleichung für die vollständige Kompensation zweier Ströme
erfüllt
Damit sich die EMK in den in Reihe geschalteten Primär- und Sekundärwicklungen vollständig
aufhebt, wird die Speisespannung US möglichst genau im Verhältnis 1:1 geteilt. Das
gilt jedoch nicht für das Bezugspotential des sekundären Meßstromes 121 welches
daher von dem des elektronischen Schalters 3.6 und des Integrators 6 getrennt und
auf andere Weise realisiert werden kann, z.B. als belastbarer Mittelabgriff der
Speisespannungsauelle.
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Die Anordnung gem. Fig. 1 wird zweckmäßigerweise durch eine Einrichtung
-wie bei dem eingangs erwähnten bekannten Trennwandler - ergänzt, welche auf eine
vorgegebene Spitze des Magnetisierungsstromes in der Wicklung 1.3 bzw. 2.3 anspricht,
und dann die elektronischen Schalter 3.1 und 3.2 bzw.
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3.3 und 3.4 in die Sperrphase steuert. Eine derartige Anordnung ist
in Fig. 7 dargestellt.
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Gemäß Fig. 7 sind die Magnetisierungswicklungen 1.3 bzw. 2.3 getrennt
über elektronische Schalter 3.7 bzw. 3.8 auf den Integrator 6 und über elektronische
Schalter 3.9 bzw. 3.10 auf Komparatoren bzw. Schwellwertüberwachungsanordnungen
7 bzw. 8 geschnltet. Beide Komparatoren 7, 8, die z.B. durch die bekannte Schaltung
gem. Fig. 8 realisiert werden können, erhalten über ihren Eingang 71 bzw. 81 das
gleiche Bezugspotential wie der Integrator 6.
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Die Komparatoren 7,8 bestehen aus zwei in Serie geschalteten Differenzverstärkern
7.0, 7.1. Ein Rückkopplungswiderstand 7.3 verbindet den Ausgang 72 des Differenzverstärkers
7.1 mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 7.0. Zwischen dem Ausgang
des Differenzverstärkers 7.0 und dem Eingang 70 ist ein weiterer Widerstand 7.2
angeordnet. Die Werte der Widerstände 7.2 und 7.3 sind in folgenden mit R7.3 und
R7.2 bezeichnet. Das Bezugspotential an den Eingängen 71 und 81 herrscht auch an
den
Eingängen 70 und 80 wenn die Bedingung R73> R7.2 erfüllt
ist.
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Der Komparatorausgang 72 bzw. 82 kann nur die positive und negative
End lage (Anschlag) annehmen, in welcher er annähernd das positive bzw. negative
Potential der Speisespannung erreicht. Aus seiner negativen (positiven) Endlage
wird z.B. der Komparator 7 in die positive (negative) Endlage gekippt, wenn der
in den (aus dem) Eingang 70 hineinfließende (herausfließende) Magnetisierungsstrom
I1.3 auf einen höheren Wert als der des über den Rückkopplungswiderstand 7.3 abfließenden
(zufließenden) Stromes ansteigt.
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Die Ausgangspolarität des Koparators 7 (8) ist somit ein Kriterium,
ob der in den Taktabschnitten 3,4 erwartete positive (negative) Sättigungswert des
Magnetisierungsstromes I1.3 (I2.3) überschritten ist. rr wird dazu herangezogen,
die elektronischen Schalter 3.1, 3.2 (3.3, 3.4) in die Sperrphase zu steuern. Auf
diese Weise entsteht ein Taktdiagram und ein Ablauf der EMK und des Magnetisierungsstromes
gem. Fig. 9. Widerstände zur Strombegrenzung in den Magnetisierungswicklungen sind
nicht erforderlich.
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Da eine Anordnung gem. Fig. 7 sich somit selbst Zeitmarken beim Eintritt
der Sättigung setzt, kann sie - wie der erwähnte bekannte Trennwandler -auch ohne
externen Takt betrieben werden. Dann würden sich die positiven und negativen Magnetisierungszyklen
natürlich unmittelbar aneinander anschließen. Es werden dann die Integrations -
Teilzeiten durch nicht dargestellte, zusätzliche Mittel, z.B. von den Komparatoren
gesteuerte Monotrigger, markiert werden.
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Dem zusätzlichen Aufwand an Elektronik für eine Anordnung gem. Fig.
7 steh der Vorteil eines niedrigeren Leistungsbedarfes gegenüber, da einer der Magnetisierungsströme
nur eine schmale Spitze aufweist.
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Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in Fig.
2 dargestellt. Sie unterscheidet sich von Fig. 1 dadurch, daß die Magnetisierung
der Kerne und die Steuerung des Integrators 6 mit getrennten Wicklungen erfolgt.
Der Magnetisierung dienen die gleichsinnig in Reihe liegenden Wicklungen 1.3, 2.3,
der Integratorsteuerung die gegensinnig in Reihe liegenden Wicklungen 1.4, 2.4.
Einmal gleiche Windungszahlen der Wicklungen 1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 unterstellt
gilt: I4 + Iµ = Io I 1.3, I4 - Iµ = Io I 2.3,
Mit 14 ist hierbei der über die Wicklungen 1.4 und 2.4 fließende Strom bezeichnet,
während Iµ der über die Wicklungen 1.3, 2.5 fließende Strom ist.
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Löst man diese Gleichungen nach Iµ bzw. I4 auf erhält man: Iµ = 2/1
(Iµ1.3 $Iµ2.3), (Gl.9) I4 = Io + 1/2 (Iµ1.3 - Iµ2.3). (Gl.10) De sher wie schen
bemenkt I und I 1.3 [W2.3 fast gleich sind, kann man die Verhältnisse mit guter
Näherung auch so darstellen: Iµ = Iµ1.3 = Iµ2.3, I4 = Io Ordnet man den Wicklungen
1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 ein von eins abweichendes Übersetzungsverhältnis zu,
erhält man für I4:
Folglich ist auch in Fig. 2 der auf den Integratoreingang 60 geschaltete Strom 14
proportional dem nicht kompensierten Durchflutungsanteil, welcher bei der vorliegenden
Polung auf Null geregelt wird. Von den vorstehenden Unterschieden abgesehen, entsprechen
sich die Funktionen von Fig. 1 und Fig. 2, weshalb eine Betriebsweise nach dem in
Fig. 3 dargestellten Taktdiagramm möglich ist.
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Die Anordnung gem. Fig. 2 kann vorteilhafterweise auch nach dem in
Fig.4 dargestellten Takt diagramm gesteuert werden. Nach diesem Diagramm sind die
elektronischen Schalter 3.1 ... 3.4 während der Integrations - Teilzeit in der Sperrphase,
d.h.: in dieser Zeit ist die Ummagnetisierung unterbrochen, so daß kein Magnetisierungsstrom
fließt.
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Da die nicht verbundenen Enden der Wicklungen 1.4, 2.4 stets auf gleichem
Potential liegen, ist auch die EMK in diesen und allen anderen einander entsprechenden
Wicklungen gleich.
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Das Bezugspotential für den Integrator 6 und den elektronischen Schalter
3.6 muß nicht, wie bei Fig. 1, durch genaue Teilung der für die Magnetisierung verwendeten
Speisespannung hergestellt werden. Vielmehr kann zur Speisung der Magnetisierungswicklungen
1.3 2.3 auch eine gegenüber diesem
Bezugspotential beliebig versetzte
bzw. potentialgetrennte Spannung herangezogen werden. Grundsätzlich ist jeder Wechselspannungsrenerator
mit näherungsweise symmetrischen positiven und negativen Halbwellen geeignet.
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Es sind Anwendungsfälle möglich, bei denen der sekundäre Meßstromkreis
nicht mit der zur Verfügung stehenden Speisespannungs@uelle verbunden sein darf.
Diese ist zweckmäßigerweise über einen DC - DC - Wandler abzutrennen. In diesom
Falle ist es äußerst vorteilhaft, den Takt des DC - DC -Wandlers als Führungstakt
des Trennwandlers zu vorwenden. Das läß sich bei entsprechender Dimensionierung
durchführen. Bei den vorstehenden Ausfährungsbeispielen, in welchen ein voller Ummagnetisierungszyklus
in 10 Taktabschnitte eingeteilt ist, müßte das Frequenzverhältnis zwischen DC -
DC -Wandler und Trennwandler 10:1 betragen.
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Verwendet man sättigungsgesteuerte magnetische Eintakt- oder Gegentaktwandler,
deren Frequenz sich proportional zur Speisespannung ändert, erhält man einen spannungsunabhängigen
Verlauf der EMK und des @agnetisierung stromes im Taktraster gem. Fig. 3 bzw. 4
bzw. 9. Nur der Zeitmaßstab dieses Taktrasters kann sich ändern. Verwendet man schließlich
auch noch das gleiche Kernmaterial Für den DC - DC - und den Trennwandler, wirken
sich auch die temperaturbedingten Anderungen des magnetischen Sättigungskraft flusses
nicht auf diese Diagramme aus.
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Eignet sich das primäre Meßignal nicht zur direkten Einspeisung der
Primärwicklungen, z.B., weil es von einer hochohmigen Spannungsguelle geliefert
wird, muß es durch einen Verstärker in ein geeignetes Meßstromsi nal umgeformt werden.
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Die Versorgungsspannung eines derartigen Verstärkers kann durch gleichsinnig
in Riche geschaltete zusätzliche Wicklungen 1.5, 2.5 gem. Fig. 10 gewonnen werden.
Die Geleichungen 6,7,8,10 gestalten sich dann wie folgt: I4 + Iµ = Io + Iµ1.3 +
I5 I4 - Iµ = Io - Iµ2.3 - I5 I = 1/2 (Iµ1.3 + Iµ2.3) + I5 I4 = Io + 1/2 (Iµ1.3 -
Iµ2.3) Der Strom durch die zu.<-,' zusätzlichen Wicklungen 1.5 und 2.5 ist hierbei
mit I = bezeichnet.
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Der Strom Iµ hat ge. Gl. 14 neben den Magnetisierungskomponenten 1/2.
Iµ1.3 1/2. Iµ2.3 die Speisestromkomponente I5. Letztere beeinflußt gem. Gl. 13 jedoch
nicht den auf den Integratoreingang geschalteten Strom I4 und beeinträchtigt somit
nicht die Genauigkeit.
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Der Strom I5 wird in einer Brücke 10 gleichgerichtet und speist einen
verstärker 9, an dessen Eingängen 90, 91 die Eingangsspannung U1 liegt. Diese Spannung
formt der Verstärker 9 in einen proportionalen Strom I1 um, welcher die Primärwicklungen
1.1, 1.2 speist.
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Die Speisewicklungen gehören mit den Primärwicklungen zum Primärkreis
und werden daher, zwecks Erzielung einer hohen Isolationsspannung und einer niedrigen
Koppelkapazität, gegenüber dem Sekundärkreis möglichst dicht beieinander (z.B. auf
dem gleichen Transformatorschenkel ineinander verschachtelt) und möglichst weit
von den übrigen Wicklungen getrennt angeordnet.
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Der Vorteil einer Anordnung gem. Fig. 10 besteht in der Einsparung
eines bertragers für die Speisespannung und der Vermeidung der mit einem Ubertrarrer
einhergehenden Vergrößerung der Koppelkapazität ine bevorzugte Weiterbildung der
Erfindung bezieht sich auf die Wicklungen der Gbertrager 1, 2. Die Weiterbildung
kann derart sein, daß gleichsinnig oder gegensinnig in Reihe geschaltete Wicklungspaare
durch je eine beiden Kernen gemeinsame Wicklung ersetzt werden. In der Anordnung
gem. ig. 10 können z.B. die gleichsinnigen Wicklungspaare 1.3, 2.3 und 1.5, 2.5
oder die gegensinnigen Wicklungspaare 1.1, 2.1 und 1.2, 2.2 und 1.4, 2.4 durch eine
gemeinsame Wicklung ersetzt werden.
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Bei einer Gestaltung des Meßstrom - Trennwandlers als Durchsteckwandler
ist die Primärwicklung als gemeinsame Wicklung notwendigerweise vorgegeben.
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Die Kernachsen von Übertragern mit gemeinsamen wicklungen verlaufen
aus @onstruktiven Gründen in parallelen Ebenen. Folglich laufen auch die KraftfIj:e
in den beiden Kernen parallel. I)urch ein externes magnetisches Kraftfeld werden
sie folglich im gleichen Richtungssinn beeinflußt. Werden gleichsinninge (gegensinnige)
Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung ersetzt, verursacht ein externes Kraftfeld
gleichsinnige (gegensinnige) Zusatzkomponenten von Iµ1.3 (Gl. 6, 9 10, 12, 14, 15)
und Iµ2.3 (Gl. 7,
9, 10, 13, 14, 15). Während der Integrationsteilzeit
haben diese Komponenten sehr kleine Werte und fallen daher kaum ins Gewicht. Sind
sie überdies gleichsinnig, heben sie sich in den Gl. 10, 14 auf, so daß bei einem
Ersatz gleichsinniger Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung die Auswirkung
eines externen Magnetfeldes besonders gering ist.