DE29522365U1 - Kernresonanzempfänger und System - Google Patents

Description

Kernresonanzempfänger und System

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein kernmagnetische Resonanzeinrichtungen und Verfahren und im spezielleren eine Einrichtung und ein Verfahren, die einen Analog-zu-Digital-Wandler zum Abtasten des Ausgangssignals einer kernmagnetischen Resonanzsonde bei einer Frequenz umfassen, die weniger als die Sondensignalmittenfrequenz und wenigstens das Doppelte der Sondensignalbandbreite beträgt.

Eine typische kernmagnetische Resonanzanlage (Nuclear Magnetic Resonance, NMR), wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt eine Sonde 10, die einen Analyten, das heißt eine Probe eines zu analysierenden Stoffes, üblicherweise zur chemischen Spektralanalyse oder abzubildendes Gewebe, umfaßt. Der Analyt in der Sonde 10 wird von einer geeigneten Quelle einem sehr hohen magnetischen Gleichfeld ausgesetzt und durch Hochfrequenz von einem Sender 12 angeregt. Die Probe 10 umfaßt eine Ausgangsspule 14 zum Zuführen eines Analogsignals zum Receiver 16. Das Analogsignal hat typischerweise eine Mittenfrequenz zwischen ungefähr 100 MHz bis 1 GHz und normalerweise eine Bandbreite, in welcher Information über den Analyten enthalten ist, von weniger als 5 MHz. Der Receiver 16 beziehungsweise Empfänger oder in manchen Ausführungsformen Empfängerverstärker spricht auf das Signal von der Sonde 10 an und Erregung vom Transmitter oder Sender 12, um digitale Signale abzuleiten, welche "in Phase"- (I) und "Quadraturphase"- (Q) Komponenten darstellen, welche die

in dem Signal von der Spule 14 erhaltene Information darstellen. Der digitale Computer 18 spricht auf die I- und Q-darstellenden Signale an, die durch den Receiver 16 erhalten werden, um eine Ausgangseinrichtung 20, wie beispielsweise Anzeigeeinrichtungen von graphischen Amplituden/Frequenz-Darstellungen des chemischen Probenspektrums oder von Bildern der Proben.

Der Empfänger 16 umfaßt einen analogen Mischer 22 mit einem ersten Eingang, der auf das Ausgangssignal der Sonde 10 anspricht, und mit einem zweiten Empfang, der auf ein Sinuswellen-Ausgangssignal mit konstanter Frequenz von einem lokalen Oszillator 24 anspricht, der wiederum durch ein Ausgangssignal des Senders 12 synchronisiert ist. Der Mischer 22 erzeugt eine Zwischenfrequenz (Intermediate Frequency, i.f.), die durch das Tiefpaßfilter 26 geführt wird, um andere durch den Mischer erzeugte Frequenzen auszuschließen. Der Tiefpaßfilter 26 ist in einem geeigneten, nicht dargestellten Verstärker beinhaltet. Allgemein sind Verstärker eines für Fachleute auf diesem Gebiet gut bekannten Typs nicht in Fig. 2 oder den verbleibenden Figuren dieser Unterlagen dargestellt.

Das Zwischenfrequenzausgangssignal des Tiefpaßfilters 26 wird parallel an I- und Q-Verarbeitungskanäle 28 und 30 angeschlossen. Die I- und Q-Kanäle 28 und 30 werden durch ein Sinuswellen-Ausgangssignal mit konstanter Frequenz eines lokalen Oszillators 32, der durch ein Ausgangssignal des Transmitters 12 synchronisiert ist, getrieben. Der lokale Oszillator 32 treibt analoge Mischer 34 und 36 jeweils der I-Kanäle 28 und 30, wobei der Mischer 36 durch das Ausgangssignal eines 90°-Phasenschiebers 37 angetrieben ist. Die Mischer 34 und 36 antworten auf deren Eingangssignale, um I- und Q-Kanalsignale mit orthogonalen Phasen zu erzeugen, welche die Informationen. d^e.s, v.on .dec..S]OAiIe..14 ;der.: Sonde 10

erhaltenen Signals enthalten. Die Ausgangssignale der Mischer 34 und 36 werden jeweils an Tiefpaßfilter 38 und 40 angelegt, welche die Grundbandfrequenzen durchlassen und die anderen Ausgangssignalfrequenzen eliminieren, die durch die Mischer erzeugt werden, um orthogonal phasierte I- und Q-Kanal-Grundbandsignale zu erzeugen. Die I- und Q-Grundbandausgangssignale der Tiefpaßfilter 38 und 40 werden jeweils an Analog/Digital-Wandler 42 und 44 angelegt. Die Analog/Digital-Wandler 42 und 44 tasten die ihnen durch die Tiefpaßfilter 38 und 40 zugeführten Grundbandsignale bei einer Frequenz ab, die durch eine Bezugszeitbasis oder einen Hauptzeitgeber, welche ebenfalls den Transmitter 12 steuern, gesteuert und synchronisiert sind. Jedes Mal, wenn den Wandlern 42 und 44 ein Abtastpuls zugeführt wird, erzeugen die Wandler Mehrfach-Bit-Ausgangssignale, welche die Amplitude des ihnen zugeführten Signals darstellen. Um die für eine exakte spektrale Analyse und/oder für Bildgebungszwecke nötige Auflösung zu erhalten, umfassen die Ausgangssignale der Wandler 42 und 44 vorzugsweise 12 bis 18 parallele Ausgangssignalbits, die einem 12-8-Bit-Bus zugeführt werden. Die digitalen Signale an den Ausgangsbussen der Wandler 42 und 44 werden jeweils dem digitalen Computer 18 zugeführt.

Ein Problem des Receivers 16 von Fig. 2 besteht in der Verwendung von analogen Komponenten, wie beispielsweise von Mischern 34 und 36, Tiefpaßfiltern 46 und 48 und sowohl den Verstärkern als auch den diesen zugehörigen Analog/Digital-Wandlern. Diese analogen Komponenten müssen präzise angepaßt sein, um Signale mit der erforderlichen Genauigkeit den Analog/Digital-Wandlern 42 und 44 zuführen zu können. Da die Komponenten darüber hinaus verschiedenen Temperaturen ausgesetzt werden und altern, besteht die Neigung analoger Komponenten, Signale zu liefern, die relativ zueinander driften oder wandern.. Dj»es.e,s verujrsa^hti. LtagenaujLgjceiten der

relativen Werte der digitalen, dem Computer 18 und der Ausgangseinrichtung 20 zugeführten I- und Q-Kanalsignale.

Es ist dementsprechend eine Aufgabe der Erfindung, ein neues und verbessertes kernmagnetisches Resonanzsystem und einen entsprechenden Receiver mit relativ niedrigen Kosten und hoher Genauigkeit zur Verfügung zu stellen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein neues und verbessertes kernmagnetisches Resonanzsystem und einen exakten Empfänger oder Empfängerverstärker mit hoher Auflösung bereitzustellen, welcher relativ kostengünstig ist und nahezu nur digitale Komponenten einsetzt.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen neuen und verbesserten kernmagnetischen Resonanzreceiver zum Erzeugen von in Phase- und in Quadraturphase befindlichen Kanalsignalen unter Verwendung eines einzelnen, relativ kostengünstigen Analog-/Digital-Wandlers zum Erhalten eines digitalen Signals mit hoher Auflösung, die ausreicht, um exakte Spektral- und Bilddaten bereitzustellen.

Gemäß der Erfindung wird ein verbessertes kernmagnetisches Resonanzsystem und ein verbesserter NMR-Receiver zur Bearbeitung eines analogen Signals zur Verfügung gestellt, das in Ansprechen auf ein Ausgangssignal einer kernmagnetischen Resonanzdetektorsonde■gewonnen wird. Das Signal hat eine Mittenfrequenz und eine Bandbreite B, die ein kleiner Bruchteil der Mittenfrequenz ist. Information über einen Analyten in der Sonde ist in der Bandbreite des Signals enthalten. Das System, der Receiver und das Verfahren umfassen das Abtasten des analogen Signals bei einer Frequenz, die im wesentlichen niedriger als die Mittenfrequenz und wenigstens das Doppelte der Bandbreite beträgt. Eine Analog-zu-Digital-Wandl.erei.n.ricJit.una erzeugt ³ ·· ····*· .··..". .. · · · ··

ein digitales Signal mit Werten, die der Amplitude der Analogsignalabtastungen entsprechen. Das von der Abtastung herstammende Digitalsignal wird bearbeitet, um ein weiteres Digitalsignal zu erzeugen, mit einem Wert, der durch die Information bestimmt ist.

In einer Ausführungsform wird die Verarbeitung durch einen ersten und einen zweiten digitalen Multiplizierer durchgeführt, die parallel durch das Digitalsignal angesteuert werden, welches durch die Wandler und durch digitale Darstellungen der in Quadraturphasenbeziehung stehenden Ausgangssignale eines lokalen Oszillators erhalten wird, und Abtastung findet bei 2B statt. In einer zweiten Ausführungsform werden in Quadraturbeziehung stehende Signale durch einen Hilbert-Transformator oder eine andere Einrichtung erhalten, und Abtastung findet bei 4B statt, da abwechselnde Ausgangssignale des Wandlers an I- und Q-Kanäle des Transformators angelegt werden. Eine digitale Tiefpaßfiltereinrichtung, die vorzugsweise ein digitales Dezimierfilter (im amerikanischen Sprachraum mit "Decimating Digital Filter" definiert) enthält, antwortet auf die in Quadraturphasenbeziehung stehenden digitalen Signale, die durch die digitalen Multiplizierer erzeugt werden. In einer dritten Ausführungsform wird der Wandler mit zwei Wellen mit der gleichen Frequenz und verschiedenen Phasen relativ zu einer durch das Filter bei der Mittenfrequenz erzeugten, sinusförmigen Welle abgetastet. Die unterschiedlichen Abtastwellen sind vorzugsweise orthogonal relativ zur Phase der sinusförmigen Welle und umfassen Abtastpulse während verschiedener Zyklen der sinusförmigen Welle. Bei einer Anordnung hat das durch den Wandler abgetastete Analogsignal die gleiche Mittenfrequenz wie die von einer Detektorspule der Sonde erhaltene Mittenfrequenz. In einer zweiten Anordnung ist das durch den Wandler abgetastete Analogsignal bei einer Zwischenfrequenz zwischen ,p^er^vftp. der. .

Sondenerfassungsspule erhaltenen Mittenfrequenz und dem Grundband.

Die vorstehenden und weiteren Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlich bei Betrachtung der nachfolgenden detaillierten Beschreibungen von verschiedenen ihrer speziellen Ausführungsformen, insbesondere in Zusammenschau mit den beigefügten

Zeichnungen. Es zeigen:
10

Fig. 1 eine Blockdarstellung einer ersten Ausführungsform eines in dem System von Fig. 2 verwendeten Empfängerverstärkers anstelle des darin dargestellten Empfängerverstärkers, 15

Fig. 2 wie vorstehend beschrieben, eine Blockdarstellung eines herkömmlichen kernmagnetischen Resonanzsystems,

Fig. 3 eine Serie von graphischen Darstellungen, die bei der Beschreibung der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung nützlich sind,

Fig. 4 eine Blockdarstellung einer zweiten Ausführungsform eines einen Hilbert-Transformator verwendenden

Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 eine Serie von graphischen Darstellungen, die bei der Beschreibung des Betriebs der in Fig. 4 dargestellten Vorrichtung nützlich sind,

Fig. 6 eine Blockdarstellung einer dritten Ausführungsform eines einen lokalen Oszillator umfassenden Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 7 eine teilweise Blockdarstellung einer vierten Ausführungsform eines Empfängers, der einen Analogzu-Digital-Wandler umfaßt, welcher bei der gleichen Frequenz und bei verschiedenen Phasen doppelt

abtastet, und

Fig. 8 zur Beschreibung des in Fig. 7 dargestellten Betriebs nützliche Wellenform.

Nachfolgend wird auf Fig. 1 der Zeichnungen Bezug genommen, ein Blockdiagramm eines Empfängers, der gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung anstelle des Empfängers von Fig. 2 verwendet wird. Der Empfänger von Fig.

1 umfaßt ein Bandpaßfilter 50, das direkt oder mittels eines geeigneten HF-Verstärkers an die Ausgangsspule 14 einer Sonder 10 gekoppelt ist. Der Bandpaßfilter 50 hat eine Mittenfrequenz, die gleich oder höher als die Mittenfrequenz des von der Spule 14 erhaltenen Signals ist, und ein Bandpaß, das gleich der Bandbreite des Signals von der hochfrequenten Anregung des Analyts in der Sonde 10 durch den Sender 12 ist. In typischer Weise beträgt die Bandbreite des Ausgangssignals der Spule 14 der Sonde 10 in etwa 2 % der Mittenfrequenz des Spulenausgangssignals; beispielsweise beträgt die Mittenfrequenz 600 MHz, das Bandpaß des Filters 50 12,5 MHz, und die Bandbreite des Ausgangssignals der Spule 12 ist niedriger als 5 MHz. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 50 ist an einen Analogsignal-Eingangsanschluß eines Analog-zu-Digital-Wandlers 52 angeschlossen, welcher einen Probeneingangsanschluß hat, der auf Abtastpulse vom lokalen Oszillator 54 anspricht. Die vom Oszillator 54 erhaltenen Pulse haben eine Frequenz, die beachtlich niedriger als die Mittenfrequenz des Ausgangssignals der Spule 14 der Sonde 10 ist, und liegen bei wenigstens 2 B; vorzugsweise beträgt die Abtastfrequenz 2 B. Der^lokale. Os_#ziJ,^1;pr,.^4 ist^durch eine

Bezugszeitbasis oder einen Hauptzeitgeber (nicht dargestellt), welche ebenfalls den Sender 12 steuern, synchronisiert.

Der Wandler 52 spricht auf die Wellenformen bei seinen Signal- und Abtasteingangsanschlüssen an, um ein digitales Signal mit 12 bis 18 parallelen Bits zu erzeugen, welches die Amplitude des Signals an dessen Signaleingangsanschluß zu jedem Zeitpunkt darstellt, zu dem ein Abtastpuls vom lokalen Oszillator 54 erhalten wird.

Das Mehrbit-Ausgangssignal mit hoher Auflösung des Wandlers 52 wird parallel an digitale Multiplizierer 56 und 58 angelegt. Die digitalen Multiplizierer 56 und 58 werden durch in orthogonaler Phasenbeziehung stehende digitale Signale angesteuert, die vom digitalen Oszillator 60 erhalten werden, der durch die Bezugszeitbasis oder den Hauptzeitgeber, welche ebenfalls den Sender 12 steuern, synchronisiert ist. Das vom Oszillator 60 erhaltene digitale Signal hat eine Frequenz, die gegeben ist durch f₁₀ = fsignal - Nf_Sampi_ing. Der digitale Oszillator 60 erzeugt zwei digitale Signale, welche die Amplitude, in digitaler Form, von zwei Sinuswellen darstellen, die um 90° zueinander phasenversetzt sind und an diskreten, üblicherweise gleich versetzten Phasen erhalten werden. Die beiden Ausgangssignale des digitalen Oszillators 60 sind Mehrbitsignale mit beispielsweise jeweils 16 bis 20 Bit.

Jeder der digitalen Multiplizierer 56 und 58 spricht auf die beiden diesen zugeführten digitalen Signale an, um digitale Signale zu erzeugen, die jeweils digitalen Hochgeschwindigkeitsdezimierfiltern 62 und 64 zugeführt werden. Jedes der durch die Multiplizierer 56 und 58 den Filtern 62 und 64 zugeführten Signale hat ungefähr 12 bis 18 Bit und stellt die In-P&as,g. (]J und.ßuadraöur^P^ape- (Q)

Komponenten der Information in dem von der Sonde erhaltenen NMz-Signal dar. Somit sind die Ausgangssignale der digitalen Multiplizierer 56 und 58 hochaufgelöste digitale Signale, welche die Basisbandpegel und andere Frequenzbestandteile der In-Phase (I) und Quadratur-Phase- (Q) Komponenten der in dem Ausgangssignal der Spule 14 enthaltenen Informationen darstellen.

Jedes Dezimierfilter 62 und 64 kombiniert mehrfache sequentielle Mehrbit-Eingangssignale, die diesem zugeführt werden, um ein einzelnes digitales Mehrbit-Ausgangssignal zu erhalten. Beispielsweise sammeln die Filter 62 und 64 jeweils die Werte von 16 nachfolgenden digitalen Signalen, welche die Ausgangssignale der digitalen Multiplizierer 56 und 58 darstellen, um ein einzelnes Mehrbitsignal zu erhalten, welches diese 16 gesammelten Werte darstellt. Somit ist jedes der Dezimierfilter 62 und 64 vom Grunde her eine Art Tiefpaßfilter, wie es für Fachleute auf dem Gebiet wohlbekannt ist. Die Ausgangssignale der digitalen Dezimierfilter 62 und 64 sind jeweils konventionellen digitalen Tiefpaßfiltern 66 und 68 zugeführt. Die Filter 66 und 68 sprechen jeweils auf jedes Ausgangssignal der Filter 62 und 64 an, um ein einzelnes Mehrbitsignal zu erzeugen. Die digitalen Filter 66 und 68 führen Mehrbitsignale, die typischerweise zwischen 18 und 28 parallele Bits haben, welche die I- und Q-Kanal-Informationen des von der Spule 14 der Sonde 10 erhaltenen Signals enthalten, zum digitalen Computer 18.

Da in den I- und Q-Kanälen des Receivers von Fig. 1 exklusiv digitale Komponenten verwendet werden, sind die I- und Q-Werte, die vom Receiver aus Fig. 1 erhalten werden, beachtlich exakter als die I- und Q-Kanalsignale, die von dem Receiver von Fig. 2 unter Verwendung analoger Komponenten in den I- und Q-Kanälen erhaltenen Signale,,, ,Uie Ausgangssignale

&iacgr;&ogr;

des Receivers von Fig. 1 unterliegen nicht einer Änderung als Funktion des Alters und/oder der Temperatur, wie bei dem analogen Signalprozessor von Fig. 2. Während eine Anpassung der analogen Komponenten in den I- und Q-Kanälen der Receiver von Fig. 1 und 2 aneinander nötig ist, sind die digitalen Komponenten des Receivers von Fig. 1 wesentlich präziser mit viel niedrigeren Kosten aneinander angepaßt als deren analoge Gegenstücke von Fig. 2. Der Empfänger von Fig. 1 kann eine Hochgeschwindigkeitsabtast- und - halteschaltung einsetzen, um die Signale exakt abzutasten, jedoch auch einen relativ kostengünstigen Analog-zu-Digital-Wandler mit der erforderlichen Auflösung, da das Abtasten bei einem Vielfachen der Bandbreite des Ausgangssignals der Spule 14 der Sonde 10 erfolgt, anstelle eines Vielfachen der Mittenfrequenz des Sondenausgangssignals. Somit stellt die Ausgangseinrichtung 20 die nötige Auflösung für den spektralen Gehalt der analysierten chemischen Zusammensetzung oder für ein bildgebendes, nuklearmagnetisches Resonanzsystem zur Verfügung.

Der Betrieb des in Fig. 2 dargestellten Receivers ist aus den graphischen Darstellungen von Fig. 3 besser zu verstehen. Jeder der Fig. 3a bis 3e ist eine Darstellung der Amplitude als Funktion der Frequenz an verschiedenen Anschlüssen von Fig. 4. F₃ stellt in jeder der Fig. 3a bis 3e zweimal das Bandpaß beziehungsweise die Bandbreite des Bandpaßfilters 50 dar. Die Mittenfrequenz des vom Filter-50 erhaltenen Signals wird als zwischen NF₃ und (N+l/2) F₃ liegend unterstellt. IN einer beispielhaften Situation beträgt die Mittenfrequenz (N+l/4) F₃ 612,5 MHz, das Filter 50 hat einen 12,5 MHz-Bandpaß, und Abtastung findet bei einer Frequenz F₃ = 25 MHz statt. Das durch die Dezimierfilter 62 und Filter 66 oder durch das Dezimierfilter 64 und Filter 68 gebildete Filter hat eine Grenzfrequenz von F_s/2, wie in Fig. 3e dargestellt.

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Das Abtastausgangssignal des lokalen Oszillators 54 ist in Fig. 3b so dargestellt, daß es Pulse sehr kurzer Dauer umfaßt, die eine Kombination von Frequenzen F₃, 2F₃, 3F₃ . . (N-I)F₃, NF₃, (N+1)F_S, (N+2)F_S ... umfaßt. Das vom Analog-zu-Digital-Wandler 52 erhaltene Signal ist ähnlich einem Zwischenfrequenzsignal und ist in Fig. 3c durch zwischen F=O und Fg/2 und zwischen NF₃ und (N+1/2)F₃ angeordnete Spektren dargestellt. Die Spektren in Fig. 3c sind um Fo und NF₃+Fo zentriert, wobei Fo = (1/4)F₃. Das vom Wandler 52 erhaltene Spektrum wird durch jeden der digitalen Multiplizierer 56 und 58 und die hierzu gehörigen Filter in das Grundband übersetzt, so werden sie die durch die Filter 66 und 68 erhaltenen Spektren in Fig. 3 so dargestellt, daß diese Frequenzen von Null, der Grenzfrequenz des Filters, an enthalten.

Nachfolgend wird auf Fig. 4 der Zeichnungen Bezug genommen, ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. Der Empfänger beziehungsweise Empfängerverstärker von Fig. 4 ist dem Empfänger von Fig. 1 gleich mit der Ausnahme, daß die digitalen Multiplizierer 56 und 58 und der digitale Oszillator 60 von Fig. 1 durch einen Hilbert-Transformator 70 ersetzt ist und das analoge Eingangssignal des Analog-zu-Digital-Konverters 74, der ein hochaufgelöstes, paralleles (beispielsweise 12 bis 18 Bit) Ausgangssignal erzeugt, wird bei einer Minimumfrequenz von viermal der Bandbreite B des Filters 50 abgetastet, das heißt die Minimumabtastfrequenz beträgt 4B. Die Abtastfrequenz wird im Verhältnis zum Bandpaßspektrum so gewählt, daß alle Informationen in der durchgelassenen Bandbreite in eine Seite einer Harmonischen der Abtastfrequenz, das heißt zwischen NF₃ und (N+l/2) F₃ fällt. Dann besteht hierbei ein Hilbert-Transformationsverhältnis zwischen dem Real- und Imaginärteil des Signals im Zeitbereich, da die nega,tiy.e HäJ.ft.e des

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Spektrums Null ist. Somit besteht keine Notwendigkeit, das Bandpaßsignal auf komplexe Weise abzutasten. Der Imaginärteil der Folge kann aus dem Realteil berechnet werden. Die Abtastzeiten des analogen Eingangssignals zum Wandler 74 liegen bei einer festgelegten Rate, welche durch die Abtastquelle 72 gesteuert ist, welche wiederum auf eine Steuersignal vom Sender anspricht. Der Hilbert-Transformator 70 ist auf eine Weise konstruiert, die der im Kapitel 10 von "Discrete-Time Signal Processing", Oppenheim et al., Prentice-Hall, 1989, Seiten 662-694, gleicht, wobei die Addition einer 90°-Phasenschieberkomponente für Unterabtastung benötigt wird. Der Transformator 70 umfaßt einen Zeitmultiplexer (nicht dargestellt) zum Abtasten alternierender Ausgangssignale des Wandlers 74 und zur Verarbeitung von diesen in parallele Mehrbit-I- und -Q-Ausgangssignale vom Transformator. Somit antwortet das I-Ausgangssignal des Transformators 70 auf die k, (k+2), (k+4) und so weiter. Ausgangssignale des Wandlers 74, während die Q-Ausgangssignale des Transformators auf die (k+1), (k+3), (k+5) und so weiter. Ausgangssignale des Wandlers 74 ansprechen.

Der Transformator 70 ist mit dem Betrieb des Wandlers 74 in Ansprechen auf ein Ausgangssignal vom Sender 12 synchronisiert. Hierdurch empfängt der Hilbert-Transformator 70 I- und Q-Signale, welche die gleiche Information enthalten, wie sie von den Ausgangssignalen der digitalen Multiplizierer 56 und 58 erhalten werden. Die I- und Q-Ausgangssignale des Hilbert-Transformators 70 werden durch Tiefpaßfilteranordnungen verarbeitet, welche Dezimierfilter 62 und 64 sowie digitale Tiefpaßfilter 66 und 68 enthalten, um den digitalen Computer 18 mit hochaufgelösten digitalen parallelen Mehrbit-I- und -Q-Signalen zu versorgen.

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Der Betrieb der in Fig. 4 dargestellten Vorrichtung ist durch Betrachten der Darstellungen der Amplitude als Funktion der Frequenz von Fig. 5, welche denjenigen der Fig. 3 ähnlich sind, einfacher zu verstehen. Die Darstellung von Fig. 5a stellt die Amplitude des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 50, Fig. 4, dar, während die Darstellung von Fig. 5b die Amplitude von vom Wandler 74 erhaltenen Abtastungen darstellt. Das Ausgangssignal des Wandlers 75 ist in Fig. 5c so dargestellt, daß dieses eine Grundbandkomponente sowie Komponenten enthält, die Abbildungen oder Wiedergaben des Spektrums zwischen NF₃ und (N+l)Fs sind. Die Spektren in Fig. 5c haben Mittenfrequenzen von F₃ ... NF₃, (N+1)F_S ...

Die vom Wandler 52 (Fig. 4) erhaltenen Spektren werden dem Hilbert-Transformator 70 zugeführt und die Filter hierdurch angesteuert, welche zusammen eine Amplituden-Frequenzkennlinie haben, die in Fig. 5d dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Wandlers 52 wird durch den Hilbert-Transformator 7 0 und die darauf ansprechenden Filter verarbeitet, um I- und Q-Spektren zu erhalten, wie sie in Fig. 5e dargestellt sind. Das in Fig. 5e dargestellte Spektrum ist beim Grundband, zentriert um Fs=O-, und hat eine Bandbreite, die der Bandbreite des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 50 (Fig. 4) entspricht, wobei die Bandbreite durch die Abtastfrequenzen des Wandlers 74 des Ausgangssignals des Filters 50 bestimmt sind.

Nachfolgend wird auf Fig. 6 Bezug genommen, eine Blockdarstellung einer nochmals weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen NMR-Empfängers. Der Empfänger nach Fig. 6 kann die digitalen Multiplizierer und den digitalen Oszillator von Fig. 2 oder den Hilbert-Transformator von Fig. 4 enthalten. Der Empfänger von Fig. 4 unterscheidet sich jedoch von dem Empfänger der Fig. 1 und 4, da der Empfänger von Fig. 6 einen

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Ausgangssignal der Spule 14 der Sonde 10 und auf das Ausgangssignal des analogen lokalen Oszillators 78 anspricht, welcher durch eine Bezugszeitbasis als Hauptzeitgeber synchronisiert ist, welche ebenfalls den Sender 12 steuert. 5

Der Mischer 76 erzeugt ein Zwischenfrequenz-Ausgangssignal mit einer Mittenfrequenz, die zum Grundband und zur Mittenfrequenz des Ausgangssignals der Spule 14 der Sonde versetzt ist. Die Bandbreite des Zwischenfrequenz-Ausgangssignals des analogen Mischers 76 gleicht der Bandbreite des von der Spule 14 erhaltenen Signals. Das Zwischenfrequenz-Ausgangssignal des analogen Mischers 76 wird dem analogen Bendpaßfilter 80 zugeführt, welches eine Mittenfrequenz hat, die der Mittenfrequenz des Ausgangssignals des Mischers 76 gleicht, und ein Durchlaßband, das der Bandbreite des Ausgangssignals der Spule 14 gleicht. Das sich ergebende, in der Frequenz übersetzte, analoge Ausgangssignal des Bandpaßfilters 80 wird zu einem Signaleingangsanschluß des Analog-zu-Digital-Wandlers 82 geführt, der einen Abtasteingangssignalanschluß hat, welcher auf Pulse des lokalen Oszillators 74 anspricht, der durch eine Bezugszeitbasis in einem Haupttaktgeber, welche ebenfalls den Sender 12 steuert, synchronisiert ist. Das Abtastsignal 84 führt zu Abtastpulsen mit einer Frequenz, die wenigstens 2B oder 4B und weniger als die Mittenfrequenz des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 80 beträgt, welches ein Bandpaß von B hat. Falls das Ausgangssignal des Wandlers 82 durch ein Paar von digitalen Multiplizierern verarbeitet wird, wie es in der Ausführungsform von Fig. 1 der Fall ist, hat das Ausgangssignal des Abtastsignals 84 eine Frequenz von wenigstens 2B. Alternativ erzeugt das Abtastsignal 84 Pulse mit einer Minimumfrequenz von 4B, falls das Ausgangssignal des Wandlers 82 einem Hilbert-Transformator des in Fig. 4 dargestellten Typs zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Wandlers 82 hat eine hohe Auflösung zwischen 12. uod 18 Bit.

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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Empfänger von Fig. 1 so modifiziert, daß die digitalen Multiplizierer 56 und 58 und der digitale Oszillator 60 nicht vorhanden sind und das analoge Eingangssignal des Analog-zu-Digital-Wandlers 52 in Ansprechen auf eine nicht gleichförmige Abtastsignalwellenform mit einer mittleren Frequenz 2B abgetastet wird, welche beachtlich niedriger als die Sondenmittenfrequenz ist. Die nicht gleichförmige Abtastsignalwellenform kann man sich als zwei Abtastsignalwellen Sl und S2 für den Wandler 52 vorstellen, welche zeitversetzt sind, so daß orthogonale Abtastungen des analogen Eingangssignals des Wandlers erhalten werden.

Zu diesem Zweck ist die weitere Ausführungsform der Erfindung in Fig. 4 so dargestellt, daß diese ein Bandpaßfilter 50 und einen Analog-zu-Digital-Wandler 52 enthält, welcher die gleichen Eigenschaften wie die entsprechenden Elemente von Fig. 1 haben. Der Wandler 52 tastet das analoge Ausgangssignal des Filters 50 in Ansprechen auf eine nicht gleichförmige Abtastsignalwellenform mit Abtastzeiten Tsi und Ts2 ab. Die nicht gleichförmigen Abtastsignalwellenformen mit Abtastzeiten Tsi und Ts2, die von der Quelle 88 erhalten werden, haben eine Mittenfrequenz, die eine Unterresonanz (Submultiple Frequence) der Mittenfrequenz des Filters 50 ist.

In einer bevorzugten Ausführungsform treten Abtastpulse in der Wellenform si auf, wenn die sinusförmige Welle, die der Mittenfrequenz des Filters 50 entspricht, einen positiven Maximumwert annimmt, und die Pulse in der Abtastsignalwelle s2 treten auf, wenn die sinusförmige Welle einen zu negativen Werten strebenden Nullwert hat, wie in Fig. 8 dargestellt. Wie in Fig. 8 dargestellt ist, treten die Abtastpulse der Abtastwellen s_x und S₂ während verschiedener Z,yklan der

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sinusförmigen Welle auf. Die Abtastpulse der Abtastwellen Si und S₂ treten jeweils zu Zeiten N₃ und (NTs+(k+1/4) ) Tc auf, wobei die Abtastzeit (für gleichförmiges Abtasten) Ts'=Ts/2 = 1/2Fs = 1/4B und die Periodendauer der Trägerfrequenz (Tc) in der Mitte des Durchlaßbandes des Filters 50=l/Fc ist. Für ein typisches Beispiel beträgt Fc ungefähr 600 MHz und B. Die Bandbreite des Filters 50 beträgt ungefähr 50 KHz. Die verschiedenen Zyklen sind um einen geeigneten Betrag zeitversetzt, welcher den Wandler 52 in die Lage versetzt, mit relativ niedriger Geschwindigkeit zu arbeiten. Dies ist nötig, um für den Wandler 52 ein relativ kostengünstiges Bauteil zu verwenden, welches nicht die Mittenfrequenz des Filters 50 verarbeiten muß. Im Beispiel von Fig. 8 ist k=2.

Abwechselnde Mehrbit-Ausgangssignale des Wandlers 52 werden jeweils durch den Multiplexer 90 als I- und Q-Eingangssignale den digitalen Hochgeschwindigkeitsdezimierfiltern 62 und 64 auf die gleiche Weise zugeführt, wie die I- und Q-Eingangssignale den entsprechenden Filtern von Fig. 1, 4 und 6 zugeführt werden. Zu diesem Zweck antwortet der Multiplexer 90 auf die Abtastpulse der gleichen Abtastwellen Si und S₂, die dem Wandler 52 zugeführt werden. In Antwort auf einen Abtastpuls in der Welle S\ antwortet der Multiplexer 90 auf die Ausgangssignale des Wandlers 52, die erhalten werden, wenn die sinusförmige Welle eine positive Maximumspannung hat, so daß das vom Wandler 52 erhaltene Signal, welches der positiven Maximumspannung der sinusförmigen Welle entspricht, durch den Multiplexer zu dessen I-Ausgangssignal und zum Filter 62 geführt wird. In Antwort auf die Abtastpulse der Abtastsignalwelle S₂ wird der Multiplexer 90 so aktiviert, daß das Ausgangssignal des Wandlers 52 ein digitales Signal, das das abgetastete Ausgangssignal des Filters 50 zum Zeitpunkt, wenn die sinusförmige Welle eine 0-Spannung hat, darstellt, durch den Multiplexer zum Q-Ausgang des Multiplexers geführt wird, somit zum Filter 64.

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Die Anordnung von Fig. 7 ist somit vorteilhaft, da diese die Notwendigkeit des digitalen Oszillators und der digitalen
Multiplizierer von Fig. 1 und des Hilbert-Transformators von Fig. 4 und 6 vermeidet. Diese etwas komplizierten und teuren Komponenten werden durch einen kostengünstigen und
herkömmlichen Multiplexer und durch Bereitstellung einer
Verzögerungsschaltung oder eines Phasenschiebers in der
Quelle 88 für die Abtastpulse, die von den Abtastquellen der Fig. 1, 4 und 6 erhalten werden, ersetzt.

Claims (34)

1. Kernmagnetischer Resonanzempfänger, der auf ein analoges Signal anspricht, welches von einem Ausgangssignal einer kernmagnetischen Resonanzerfassungssonde erhalten wird, wobei das Signal

- eine Mittenfrequenz und eine Bandbreite, die einen kleine Bruchteil der Mittenfrequenz beträgt, hat,

- Information über einen Analyten in der Sonde im Signal innerhalb der Bandbreite enthalten ist, wobei der Empfänger einen Analog-zu-Digital-Wandler umfaßt zum

a) Abtasten des analogen Signals bei einer Frequenz, die wesentlich niedriger ist als die Mittenfrequenz und die wenigstens das Doppelte der Bandbreite des Signals beträgt und

b) Erzeugen eines digitalen Signals mit Werten, die der Amplitude der analogen Signalabtastungen entsprechen und mit einer digitalen Verarbeitungseinrichtung, die auf das digitale Signal anspricht, welches durch den Wandler erzeugt wird, um ein weiteres digitales Signal mit einem Wert, der durch die Information bestimmt ist, zu erzeugen.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei welchem das Signal von einer Spule der Sonde erhalten wird, das bei der Mittenfrequenz von der Spule erhaltene Signal das analoge Signal ist, welches durch den Analog-zu-Digital-Wandler abgetastet wird.

3. Empfänger nach Anspruch 2, ferner umfassend einen Bandpaßfilter mit einem Bandpaß B, welches angeschlossen ist, um die Signale zu einem Signaleingangsanschluß des Wandlers zu führen, wobei der Wandler das Signal bei einer Frequenz von 2B abtastet.

4. Empfänger nach Anspruch 2, ferner umfassend einen Bandpaßfilter mit einem Bandpaß B, welcher angeschlossen ist, um das Signal zu einem Signaleingangsanschluß des Wandlers zu führen, wobei der Wandler das Signal mittels einer ersten und einer zweiten Signalwellenform abtastet, die jede jeweils eine Frequenz von wenigstens 2B haben, wobei die erste Signalwellenform eine erste Phase einer sinusförmigen Welle bei der Mittenfrequenz des Filters definiert, wobei die zweite Wellenform eine zweite Phase der sinusförmigen Welle definiert.

5. Empfänger nach Anspruch 4, bei welchem das Abtasten durch die erste Signalwellenform während eines ersten Zyklus der sinusförmigen Welle und das Abtasten durch die zweite Signalwellenform während eines zweiten Zyklus der sinusförmigen Welle stattfindet.

6. Empfänger nach Anspruch 5, bei welchem die erste und die zweite Phase orthogonal sind.

7. Empfänger nach Anspruch 2, ferner umfassend einen Bandpaßfilter mit einem Bandpaß B, der angeschlossen ist, um das Signal zu einem Signaleingangsanschluß des Wandlers zu führen, wobei der Wandler das Signal bei einer Frequenz von 4B abtastet.

8. Empfänger nach Anspruch 1, bei welchem die Sonde eine Spule umfaßt zum Ableiten eines Signals, welches eine Wiedergabe des durch den Analog-zu-Digital-Wandler abgetasteten analogen Signals ist, mit der Ausnahme, daß das von der Spule erhaltene Signal eine Mittenfrequenz hat, die zu der Mittenfrequenz des durch den Analog-zu-Digital- Wandler abgetasteten analogen Signals übersetzt ist, und eine Einrichtung, die auf das von der Spule erhaltene Signal anspricht, um das durch die Spule erhaltene Signal in der Frequenz zu der Frequenz durch den Analog- zu-Digital-Wandler abgetasteten analogen Signals umzusetzen, und um das frequenzumgesetzte Signal dem Wandler zuzuführen.

9. Empfänger nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Bandpaßfilter mit einem Durchlaßband B, der angeschlossen ist, um das Signal zu einem Signaleingangsanschluß des Wandlers zu führen, wobei der Wandler das Signal bei einer Frequenz von 2NB abtastet, wobei N eine ganze Zahl > 0 ist.

10. Empfänger nach Anspruch 1, bei welchem das analoge Signal zweimal bei der Frequenz bei verschiedenen Phasen des analogen Signals abgetastet wird.

11. Empfänger nach Anspruch 10, bei welchem die verschiedenen Phasen orthogonal sind.

12. Empfänger nach Anspruch 10, bei welchem die Verarbeitungseinrichtung einen auf den Wandler ansprechenden Multiplexer umfaßt.

13. Kernmagnetischer Resonanzempfänger, der auf ein analoges Signal anspricht, das von einem Ausgangssignal einer kernmagnetischen Resonanzerfassungssonde erhalten wird, wobei das Signal eine Mittenfrequenz und eine Bandbreite aufweist, die einen kleine Bruchteil der Mittenfrequenz beträgt, Information über einen Analyten in der Probe in dem Signal in der Bandbreite enthalten ist, wobei der Empfänger einen Analog-zu-Digital-Wandler umfaßt zum

a) Abtasten des analogen Signals bei einer Frequenz, die wesentlich niedriger als die Mittenfrequenz ist und wenigstens das Doppelte der Bandbreite des Signals beträgt, und

b) Erzeugen eines digitalen Signals mit Werten, die den Amplituden der analogen Signalabtastungen entsprechen,

und mit einer digitalen Verarbeitungseinrichtung, die auf das von dem Wandler erhaltene, digitale Signal anspricht, um digitale I- und Q-Kanalsignale mit durch die Information bestimmten Werten zu erzeugen.

14. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem die digitalen I- und Q-Kanalsignale beim Grundband erhalten werden.

15. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem das durch den Wandler abgetastete, analoge Signal die gleiche Mittenfrequenz wie die von einer Detektorspule der Sonde erhaltene Mittenfrequenz hat.

16. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem die Verarbeitungseinrichtung einen digitalen ersten und zweiten Multiplizierer umfaßt, die parallel durch das von dem Wandler erhaltene digitale Signal und durch digitale Darstellungen von in Quadraturbeziehung stehenden Ausgangssignalen eines lokalen Oszillators angesteuert werden.

17. Empfänger nach Anspruch 16, ferner umfassend eine Tiefpaßfiltereinrichtung, die auf die digitalen, durch die digitalen Multiplizierer erhaltenen I- und Q-Kanalsignale anspricht.

18. Empfänger nach Anspruch 17, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Dezimierfilter umfaßt.

19. Empfänger nach Anspruch 18, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Tiefpaßfilter umfaßt, welches auf das digitale Dezimierfilter anspricht.

20. Empfänger nach Anspruch 16, bei welchem das Signal einem Signaleingangsanschluß des Wandlers mittels eines Bandpaßfilters mit einer Durchlaßfrequenz B zugeführt wird und der Wandler das Signal bei einer Frequenz 2B abtastet.

21. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem die Verarbeitungseinrichtung eine digitale Transformatorenanordnung umfaßt zur Verarbeitung der durch den Wandler erhaltenen, digitalen Werte bei Zeiten k, (k + 2), (k + 4) und so weiter in die digitalen I-Kanalsignale und die von dem Wandler zu Zeiten (k + 1), (k + 3), (k + 5) und so weiter erhaltenen Signale in die digitalen Q-Kanalsignale.

22. Empfänger nach Anspruch 21, ferner umfassend eine Tiefpaßfiltereinrichtung, die auf die von der Transformatorenordnung erhaltenen, digitalen I- und Q-Kanalsignale anspricht.

23. Empfänger nach Anspruch 22, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Dezimierfilter umfaßt.

24. Empfänger nach Anspruch 23, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Tiefpaßfilter umfaßt, welches auf das Signal des digitalen Dezimierfilters anspricht.

25. Empfänger nach Anspruch 21, bei welchem das Signal einem Signaleingangsanschluß des Wandlers mittels eines Bandpaßfilters mit einer Durchlaßbandfrequenz B zugeführt wird und der Wandler das Signal bei einer Frequenz 4B abtastet.

26. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem das durch den Wandler abgetastete Analogsignal bei einer Zwischenfrequenz liegt, die niedriger als die von einer Erfassungsspule der Sonde erhaltene Frequenz ist und höher als das Grundband liegt.

27. Empfänger nach Anspruch 25, ferner umfassend einen analogen Mischer, der auf ein lokales Oszillatorsignal und ein Signal mit der gleichen Mittenfrequenz wie die von einer Erfassungsspule der Sonde erhaltene Mittenfrequenz anspricht, wobei der lokale Oszillator die durch den Wandler abgetastete Mittenfrequenz ableitet.

28. Empfänger nach Anspruch 13, ferner umfassend eine digitale Tiefpaßfiltereinrichtung, die auf die digitalen I- und Q-Kanalsignale anspricht.

29. Empfänger nach Anspruch 27, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Dezimierfilter umfaßt.

30. Empfänger nach Anspruch 28, bei welchem die Tiefpaßfiltereinrichtung ein digitales Tiefpaßfilter umfaßt, welches auf das digitale Dezimierfilter anspricht.

31. Empfänger nach Anspruch 13, bei welchem der Wandler das analoge Signal zweimal bei verschiedenen Phasen des analogen Signals bei der Frequenz, die wesentlich niedriger als die Mittenfrequenz ist, abtastet.

32. Empfänger nach Anspruch 31, bei welchem die verschiedenen Phasen orthogonal sind.

33. Empfänger nach Anspruch 31, bei welchem die Verarbeitungseinrichtung einen auf den Wandler ansprechenden Multiplexer umfaßt, um die digitalen I- und Q-Kanalsignale zu erzeugen.

34. Kernmagnetisches Resonanzsystem, umfassend eine Erfassungssonde für einen zu messenden Analyten, einen Sender, um die Erfassungssonde anzuregen, wobei die Sonde und der Analyt auf deren Anregung durch den Sender antworten, um ein analoges Signal mit einer Mittenfrequenz und einer Bandbreite, die einen kleinen Bruchteil der Mittenfrequenz aufweist, zu erzeugen, wobei in dem Signal in der Bandbreite Information über den Analyten enthalten ist, mit einem Empfänger, der auf das analoge Signal und die Anregungsquelle anspricht, wobei der Empfänger einen Analog-zu-Digital-Wandler umfaßt, um

a) das analoge Signal bei einer Frequenz abzutasten, die wesentlich niedriger als die Mittenfrequenz ist und wenigstens das Doppelte der Bandbreite des Signals beträgt, und

b) Erzeugen eines digitalen Signals mit Werten, die der Amplitude der analogen Signalabtastungen entsprechen,

mit einem digitalen Computer, der auf das durch den Wandler erhaltene, digitale Signal anspricht, um ein weiteres digitales Signal zu erzeugen, mit einem Wert, der durch die Information bestimmt ist, und einer Ausgabeeinrichtung, die auf das weitere digitale Signal anspricht.