DE2948750A1

DE2948750A1 - Schaltungsanordnung zur effektivwertbestimmung

Info

Publication number: DE2948750A1
Application number: DE19792948750
Authority: DE
Inventors: Derek Fraser Papworth
Original assignee: Racal Dana Instruments Ltd
Current assignee: Racal Dana Instruments Ltd
Priority date: 1978-12-09
Filing date: 1979-12-04
Publication date: 1980-06-19
Also published as: FR2443684A1; GB2040052B; FR2443684B3; US4327329A; GB2040052A; JPS55146053A

Description

Beschreibung

zum Patentgesuch

der Firma RACAL-DANA INSTRUMENTS LIMITED, Western Road, Brackneil, Berkshire, England

betreffend:
"Schaltungsanordnung zur Effektivwertbestiitmung"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für die Verarbeitung elektrischer Signale. Eine solche Schaltungsanordnung,auf die sich die Erfindung bezieht, dient der Erzeugung eines Ausgangssignals, das repräsentativ für den Effektivwert eines elektrischen Eingangssignals und eine weitere derartige Schaltungsanordnung, auf die sich dfe Erfindung bezieht, dient der Multiplikation elektrischer Signale miteinander.

Elektrische Schaltungsanordnungen zum Erzeugen eines den Effektivwert eines angelegten Eingangssignals repräsentierenden Ausgangssignals sind bekannt. Solche bekannten Ausführungsformen von Schaltungsanordnungen können unterschiedlich derart ausgebildet sein, daß an einen Quadrierschaltkreis ein Eingangssignal angelegt wird, damit es quadriert wird, wonach ein Mittlungsschaltkreis dann ein Mittelwertssignal proportional der Summe des quadrierten Signals erzeugt und ein Radizierschaltkreis dann die Quadratwurzel des Mittelwertsignals bildet, um so den gewünschten Effektivwertausgang zu erzeugen.

Solche Schaltungsanordnungen finden häufig Anwendung in Präzisionsmessungen, doch liegt ein Nachteil der bekannten Schaltungsanordnungen darin, daß sie empfindlich gegenüber Fehlem sind, die von Rauschen und/ oder Drift herrühren.

Π *» Π Π Ί Γ / r» η Λ «■»

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit den im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Merkmalen zu schaffen, um ein Ausgangssignal entsprechend dem Effektivwert eines angelegten Eingangssignals zu schaffen, wobei hohe Genauigkeit durch Korrektur von Fehlern infolge Rauschen und/oder Drift erzielbar sein soll.

Ein weiterer Gegenstand der Erfindung ist ein verbesserter, elektrischer Multiplizierschaltkreis, der als Quadrierschaltkreis in der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung einsetzbar ist, dessen Anwendungsbereich jedoch nicht auf diesen Fall beschränkt ist, sondern der auch anderweitig verwendet werden kann.

Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch 1. Die besondere Ausbildung des Quadrierschaltkreises oder, allgemeiner ausgedrückt, des Multiplizierschaltkreises gemäß der Erfindung ergibt sich aus dem Patentanspruch 9.

Die erfindungsgemäß erzielten Vorteile ergeben sich deutlich aus der nachfolgenden Erläuterung von Ausführungsbeispielen.

030025/0683

Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 ist das Schaltschema einer Schaltungsanordnung , mittels der ein elektrisches Eingangssignal empfangen und ein Ausgangssignal erzeugt werden kann, das repräsentativ ist für den Effektivwert des Eingangssignals und

Fig. 2 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer zweiten

Schaltungsanordnung, die einen Teil der ersten Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bildet und dazu dient, elektrische Signale miteinander zu multiplizieren.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 umfaßt einen Multiplizierschaltkreis 100. Der Schaltkreis besitzt zwei Paare von Eingangsklemmen 6,8 sowie 10,12 und ist so ausgebildet, daß bei Anlegen eines Signals X1,X2 an den Klemmen 6 und 8 sowie eines Signals Y1, Y2 an die Klemmen 10 und 12 der Schaltkreis ein Ausgangssignal erzeugt, das repräsentativ ist für das Produkt (X1 - X2) . (Y1 - Y2), wobei dieses Ausgangssignal in Form eines Signals Vo1, Vo2 erzeugt wird, das an den Klemmen 14 bzw. 16 erscheint.

Der Multiplizierschaltkreis kann von irgendeiner an sich bekannten Bauform mit Differenzialeingängen sein, beispielsweise in Form eines Transkonduktanzmultiplikators vom Gilbert Zellentyp besitzen, sollte jedoch eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit relativ zur Arbeitsgeschwindigkeit der übrigen Schaltungskomponenten aufweisen. Anstatt von an sich bekannter Bauweise zu sein, kann der Schaltkreis jedoch auch die Form der Schaltungsanordnung aufweisen, die später unter Bezugnahme auf Fig.2 erläutert wird.

ftnnnic f <■> r» ο ·■»

Gemäß Fig. 1 wird die Eingangsspannung/deren Effektivwert (Root Means Sqare = RMS) zu messen ist an eine Eingangsklemme 101 angelegt. Die Eingangsspannung kann, nur beispielsweise, im Bereich bis zu 100 mV (RMS) liegen. Die Klemme 101 ist über eine Serien-/Parallel-Anordnung 102 und einen Kondensator 104 an die Eingangsklenme 6 bzw. 10 des Multiplizierschaltkreises 100 gelegt.

Der Schalter 102 umfaßt einen Serienfeldeffekttransistor (FET) 108, dessen Leitung durch ein Signal gesteuert wird, der an seiner Gatter-Elektrode über Klemme A und eine Diode 110 angelegt wird, sowie einen Parallel-FET 112, dessen Leitfähigkeit gesteuert wird durch ein Signal angelegt an seine Gatter-Elektrode über Klemme B und Diode 114. Die Eingangsleitung 101 ist an den FET 112 über einen Kondensator 116 angeschlossen.

Die Ausgänge Vo1 und Vo2 des Schaltkreises 100 an Klemmen 14 bzw. 16 sind an den positiven bzw. negativen Eingang eines Differenzialverstärkers 118 gelegt, der als Integrator wirkt, da er mit einem Integrierkondensator 122 in Serie mit einem weiteren Kondensator 120 überbrückt ist. Der Ausgang des Verstärkers 118 ist über eine Diode 124 und einen Widerstand 126 an die Eingangsklenme 12 des Schaltkreises 100 zurückgeführt. Dieses Signal wird außerdem über einen Widerstand 128 an den negativen Eingang eines Verstärkers 132 gelegt, der überbrückt ist von einem Widerstand 130 und so angeschlossen ist, daß er als Inverter mit Verstärkungsfaktor 1 arbeitet und die Klemme 8 des Schaltkreises 100 speist.

Der Ausgang vom Verstärker 118 ist femer über Diode 124 und einen Feldeffekttransistor 136 an einen Ausgangsverstärker 140 angeschlossen, der die Gesamtausgangskleinne 142 der Schaltungsanordnung speist.

Die Leitfähigkeit des FET 136 wird gesteuert durch ein an seine Gatterelektrode angelegtes Signal über eine Klenme A und eine Diode 143. Das an den Verstärker 140 vom Feldeffekttrasistor angelegte Signal liegt auch an einem Speicherkondensator 144.

030025/0683

Der Integrierkondensator 120 des Verstärkers 118 wird überbrückt von einem weiteren Feldeffekttransistor 146, dessen Leitfähigkeit gesteuert wird durch ein an sein Gatter angelegtes Signal von Klenme A und Diode 148.

Der Verstärker 118 weist einen weiteren Rückkopplungspfad auf, umfassend einen Invertierverstärker 150, der über Diode 152 über die Klemmen des Verstärkers 118 gelegt ist, einen Widerstand 154 und einen Widerstand 156. Der Widerstand 154 ist von einem Kondensator 158 überbrückt und ein entsprechender Kondensator 160 überbrückt den Verstärker 150, damit er als Integrator wirkt.

Die Diode 152 wird überbrückt von einem FET 162, dessen Leitfähigkeit gesteuert wird durch ein an seiner Gatterelektrode über Klemme B und Diode 164 angelegtes Signal.

Steuersignale für die Klemmen A, die alle miteinander verbunden sind und die Klemmen B, die ebenfalls alle miteinander verbunden sind, für alle Feldeffekttransistoren, werden von einem Multivibrator 166 geliefert. Dieser weist zwei Ausgangsklemmen A und B auf. Normalerweise liegt die Ausgangsklenme A auf positivem und die Ausgangsklemme B auf negativem Pegel und die Vorspannung der FET's ist so ausgelegt, daß die FET's 108, 136 und 146 leitend sind, während die FET's 112 und 162 gesperrt sind. Am Ende jeder Periode von einer Sekunde jedoch schaltet der Multivibrator seine Ausgangsklenme A negativ und gleichzeitig seine Ausgangsklemme B positiv und hält diese negativen bzw. positiven Pegel für eine Dauer von einer Millisekunde. Deshalb werden während jeweils dieser einen Millisekunde die FET's 108, 136 und 146 gesperrt und die FET's 112 und 162 durchgeschaltet.

Der Betrieb soll zunächst betrachtet werden unter der Bedingung, daß die Ausgangsklemmen A und B des Multivibrators positiv bzw. negativ sind.

Demgemäß wird das Eingangssignal an der Klemme 101 an die Klemmen 6 und 10 des Schaltkreises 100 angelegt, der infolgedessen ein Ausgangssignal Vot, Vo2 erzeugt, das abhängt von dem Quadrat der Eingangsspannung.

- 10 -

Λ Ο Λ Λ *> Γ / r> «"» Γ» «ϊ

Der Grund dafür liegt darin, daß der Ausgang Vö1, Vo2 gleich dem Produkt von X1 und Y1 ist, wenn der an die Klemmen 8 und 12 des Schaltkreises 100 angelegte Eingang zunächst ignoriert wird, während X1 das an Klemme 6 und Y1 das an Klenme 10 liegende Signal sind.

Der als Integrator geschaltete Verstärker 118 erzeugt einen Ausgang, abhängig vom Mittelwert des Quadrates des Eingangssignals. Dieser Ausgang wird als Signal Y2 an die Klenme 12 des Schaltkreises

100 gelegt und nach Inversion als Signal X2 an die Klemme 8. Demgemäß werden die Ausgänge Vo1 und Vo2 des Schaltkreises 100 modifiziert durch das Produkt X2 mal Y2.

Es gilt demgemäß:

Vo1 - Vo2 = (X1 - X2) . (Y1 - Y2) Gleichung (1)

jedoch ist X2 = -Vo wenn Vo der Ausgang des Verstärkers 118 ist (wegen der Inversionswirkung von Verstärker 132)

Y2 = +Vo und

X1 = Y1 = Vi, wobei Vi das Eingangssignal an Klemme

101 ist. Durch Substitution in Gleichung (1) ergibt sich

Vo1 - Vo2 = (Vi + Vo) . (Vi - Vo) Gleichung (2)

= (Vi² - Vo²).

Nun gilt Vo = A (Vo1 - Vo2)

wobei A die Verstärkung des Verstärkers 118 darstellt. Demgemäß gilt

(Vo1 - Vo2) = Vo
A

Wenn A gegen unendlich geht, geht(Vo1- Vö2) gegen null. Durch Substitution in Gleichung (2) ergibt sich demgemäß

(Vo1 - Vo2) = 0 = (Vi² - Vo²)

und demgemäß

Vo²" = ~Vp" oder

VO =

- 11 -

030025/0683

Auf diese Weise ist demgemäß der Ausgang Vo,erzeugt über Diode 124 durch Verstärker 118,proportional dem Effektivwert oder dem Mittelwert der Quadratwurzel aus dem Quadrat der Eingangsspannung, und das Bedürfnis für einen gesonderten Schaltkreis zur Bildung der Quadratwurzel des Verstärkerausgangs wird vermieden.

Dieser Effektivwertausgang wird dam angelegt an die Ausgangskleime 142 durch den Verstärker 14o.

Die Sbhaltungsanordnung besitzt ferner eine automatische Nullstellung und automatische Rausdunterdrüdcuig. Dies erfolgt inter Steusnng durch den Multivibrator 166.

Wie oben erwähnt, werden am Ende jeder Periode von einer Sekunde der Ausgang A des Multivibrators 166 negativ ind der Ausgang B positiv während einer Dauer von 1 msec. Demgemäß werden die FETs 1o8, 136 und 146 gesperrt und gleichzeitig die FETs 112 und 162 durchgeschaltet. Dies hat die Wirkung, die Eingangskleitne 1o1 von dem Schaltkreis 1oo zu isolieren. Gleichzeitig wird der Ausgang von Verstärker 118 von dem Ausgangsverstärker 14o abgekleinttt. Dar Ausgang an Klemme 142 wird jedoch auf seinem vorhergehenden Pegel durch den Speicherkcndensator 144 gehalten.

Gleichzeitig wird der Integrierkondensator 122 über dem Verstärker 118 abgeklemmt, und der Verstärker wirkt nicht mehr länger integrierend. Der Kondensator 12o in Serie mit 122 verbleibt, um Instabilität zu vermeiden. Zusätzlich schließt FET 162 die Diode 152 kurz,uid der Rickkopplungspfad, der den verstärker 15o enthält, wird wirksam.

Deshalb erzeugt während der 1-msec-Periode der Verstärker 118 einen Ausgang, der im Hinblick auf die Tatsache, daß die Eingangsklerane 1o1 vom Schaltkreis 1oo abgeklemmt ist, nur noch von irgendwelchem Rauschön in der Schaltungsanordnung und irgendwelchen Störsignalen abhängt, die als Itesultat von Drifterschein ingen auftreten.

- 12 - ftonnoc /ncoi

Ein derartiger Ausgang wird verstärkt und gemittelt durch den Verstärker 15o und rückgekoppelt in einem solchen Sinne, daß ein Ausgang erzeugt wird, der an die positive Klemme von Verstärker 118 geführt wird und eine Polarität und Größe aufweist, die geeignet sind, den Ausgang des Verstärkers 118 auf Null zu reduzieren. Das Signal, das erforderlich ist, um diese Nullung zu erzeugen, wird im Kondensator 16o gespeichert. Der Kondensator 158 bewirkt eine Phasenkorrektur, um die Rückkcpplungsschleife zu stabilisieren.

Am Ende der 1-msec. -Periode werden die EETs alle in ihren vorherigen Zustand zurückgeschaltet, unddie Schaltungsanordnung mißt wieder den Effektivwert des Eingangs an Klemme 1o1.

Auf diese Weise wird einmal in jeder Sekunde die Schaltungsanordnung nach justiert, je nach Notwendigkeit, um den Ausgang auf Null zu bringen bei einem Eingang Null, und irgendein erforderliches Korrektursignal wird aufrechterhalten und ist wirksam während der nachfolgenden Periode von 1 see.

Die Korrekturwirkung, die oben beschrieben wurde, eliminiert nicht nur Drift, sondern auch Rauschen. Dies liegt daran, daß die MLttelwertwirkung des Verstärkers 15o alle alternierenden Rauschkompcnenten eliminiert (die sich auf Null aufsuttmieren) und nur einen mittleren Quadratwert (Gleichspannung) des Rauschterms beläßt, der gemeinsam mit der Nulldrift aufgeheben wird durch das Korrektursignal, das am Ausgang von Verstärker 15o erzeugt wird. Dies wird in der nachfolgenden mathematischen Analyse nachgewiesen.

In der folgenden Analyse wird angenommen, daß das an den Klemmen 6 und 1o von Schaltkreis 1oo liegende Signal (Vs + Vh) ist, worin Vs zurückzuführen ist auf das Signal, das an Klemme 1o1 liegt, und Vh das Rauschen, das innerhalb der Schaltungsanordnung erzeugt wird. Es wird femer angenannen, daß die Signale Vzx und Vzy an den Klemmen 6 bzw. 1o infolge von Nulldrift anstehen. Die Korrekturwirkung, erzeugt durch Verstärker 15o während der 1-msec.-Korrektur gemäß Cbigem wird unterstellt als ein Korrektursignal Vc erzeugend am Eingang von

- 13 -

030025/0683

Verstärker 118, und ein Potenzimeter 174 erzeugt ein Kontursignal Vd an seinem Ausgang.

Aus der obigen Gleichung (1) ergibt sich deshalb

Vo1 - Vo2 = I (Vs+Vn+Vzx) + (Vo+Vdn . MVs+Vn+VzyMVo+VdjJ (3)

wenn Vzx+Vzy = Va , (4)

2
und Vzx -Vzy = Vb (5)

2
und Vo1-Vo2 = Vm angenonmen werden, so ergibt sich (6)

Vzx+Vzy = 2Va
und Vzx-Vzy = 2Vb.

Durch Sunmenbildung erbibt sich,

2Vzx = 2(Va+Vb)
und 2Vzy = 2(Va-Vb).

Deshalb ergibt sich

Vzx = (Va+Vb) (7)

und Vzy = (Va-Vb) (8)

Substitution aus Gleichungen (6), (7) und (8) in Gleichung (3) ergibt Vm = ^(Vs+Vn+Va+Vb) + (Vo+Vd)] . ["(Vs+Vn+Va-Vd) - (Vo+Vd)J

= [(Vs+Vn+Va)+(Vo+Vb+Vd)J . £(Vs+Vn+Va)-(Vo+Vb+Vd)J

= (Vs+Vn+Va)² - (Vo+Vb+Vd)² . (9)

Da jedoch

Vo = A(VhH-Vc)

wird (Vm+Vc) = Vo

wenn A tendenziell unendlich wird,gilt

Vm = -Vc
Substitution in Gleichung (9) ergibt

-Vc = (Vs+Vn+Var - (Vo+Vb+Vd)²

-14-

so daß man erhält

(Vb+Vb+Vd)² = (Vs+Vn+VaJ^+Vc

= Vs²+2Vs(Vh+Va) + (Vn+Va)² + Vc

= Vs²+2Vs(Vn+Va)+Vn²+2Vn · Va+Va²+Vc

Vs und Vn sind jedoch alternierende Signale und ihre Mittelwerte sind null. Deshalb gilt

(Vo+Vb+Vd)² = (Vs²+Vn²+Va^z+Vc) (10)

Vfenn Vd gleich -Vb = -(Vzx-Vzy)

2 -

gemacht wird und Vc gleich -(Vn²+Va²) gemacht wird, d.h. zu £(Vn? + () aJ , dann ergibt sich mit Substitution in Gleichung (10)

Vo² = Vs² , oder

Vo = \j Vs², dem Effektivwert des an Klemme 101 liegenden Signals. Demgemäß wird der Nullungsfehler infolge Vn und infolge der Eingangsarbeitspunktverschiebung Vzx, Vzy durch Vc beseitigt und die Ausgansarbeitspunktversetzung infolge Vzx und Vzy, die zu Nichtlinearität führen würde, wird durch Vd beseitigt.

Das Signal Vc wird am Ende jeder Sekunde in der beschriebenen Weise erzeugt und während der folgenden Sekunde durch den Kondensator 160 gespeichert. Der Kondensator 144 speichert den Schaltungsanordnungsausgang während der Einmillisekundendauer, wenn das Signal Vc erzeugt wird. Die Tatsache, daß der Ausgang 142 tatsächlich vom Eingang der Schaltungsanordnung während einer Millisekunde innerhalb jeder Sekunde abgetrennt wird, führt zu einer kleinen Verringerung der Genauigkeit, doch wird diese mehr als kompensiert durch die Verringerung des Fehlers infolge Rauschen und Drift.

Wie oben erläutert, korrigiert die Nachstellung der Spannung Vd alle Nicht-Linearität der Messung, die auf Vzx-Vzy beruht. Dies beeinflußt jedoch nicht die Selbstnullungswirkung der Schaltungsanordnung.

- 15 -

030025/0683

Un mögliche große Fehler zu vermeiden mit Impulseingangssignalen, die eine Pulsfolgefrequenz synchron mit der des Multivibrators 166 aufweisen, kann der letztere so ausgebildet werden, daß er eine zufällige oder pseudozufällige Frequenz besitzt.

Der Kondensator 104 kann weggelassen werden, so daß der Signaleingang gleichstrangekoppelt ist, falls dies erforderlich ist, womit man den Effektivwertausgang der Gesamtzeit von Wechsel und Gleichspannungseingang erhält.

Zwischen Sbhalter 102 und Eingangsklemmen 6 und 10 kann eine Verstärkung mit Wechselstrom- oder Gleichstromkopplung vorgesehen werden und die Rausch- und Driftbeseitigung arbeitet dann bezüglich jeglichen Rauschens oder jeglicher Drift in einem solchen Verstärker (ebenso wie natürlich bezüglich aller Stellen hinter dem Schalter 108).

Die im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschriebene Schaltung kann als Schaltkreis 100 in Fig. 1 eingesetzt werden. Sie kann jedoch in allen anderen Fällen verwendet werden, wo eine Notwendigkeit für die Multiplikation von zwei elektrischen Signalen (X1-X2) und (Y1-Y2) besteht. In Fig. 2 erscheinende Komponenten mit entsprechenden Komponenten in Fig.1 sind mit ähnlichen Bezugszeichen versehen.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 weist die Eingangsklemmen 6 und 8 auf, zwischen denen das Signal (X1-X2) angelegt wird sowie die beiden weiteren Eingangsklemmen 10 und 12, zwischen denen das Signal (Y1-Y2) anliegt. Die Klemmen 10 und 12 steuern die Leitfähigkeit zweier Transistoren 214 und 216, die als emittergekoppeltes Paar geschaltet sind zur Ausbildung eines ersten abgeglichenen Kanals. Wie dargestellt weisen die Transistoren 214 bzw.216 zugeordnete Elektrowiderstände 218 bzw. 220 auf, die von einer Leitung 222 über einen Einstellabgriff eines Widerstandes 224 mit einer Versorgungsspannung von +15 Volt beaufschlagt sind. Die Ausgangsspannungen Vo1 und Vo2, die über den Widerstand 218 bzw. 220 erzeugt werden, erscheinen an den Klemmen 221 bzw. 223 und gelangen über Widerstände 226 bzw. 228 an den positiven bzw. negativen Eingang eines Differenzialverstärkers 230 (entsprechend dem Verstärker 218 in Fig. 1). Der Verstärker 230 besitzt eine Ausgangsklemme 232, und wenn der Leitungszustand der Tran-

*> c /λ

sistoren 214 und 216 gleich ist, ist der Ausgang an dieser Klemme null.

Die Transistoren 214 und 216 sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet und liegen an dem Kollektor eines Transistors 234, dessen Basis an der Klemme 10 liegt. Der Transistor 234 weist einen Bniterwiderstand 236 auf, der an eine -15V führende Leitung 237 angeschlossen ist. Klemme 12 ist mit der Basis eines weiteren Transistors 238 verbunden, dessen Kollektor an die +15V Versorgungsleitung 222 gelegt ist und einen Emitterwiderstand 240 aufweist. Ein Widerstand 242 verbindet die Emitter der Transistoren 234 und 238 miteinander.

Wenn demgemäß ein Signal (Y1-Y2) zwischen den Klemmen 10 und 12 angelegt ist, ändert sich der Leitungszustand der Transistoren 214 und gleichermaßen mit Veränderungen von (Y1-Y2).

Zusätzlicher Strom wird in den Kollektor des Transistors 234 über einen Widerstand 244 eingespeist, der an die Leitung 222 über zwei Dioden 246 und 248 angeschlossen ist. Dies ermöglicht, daß die Transistoren und 238 mit einer relativ kleinen Stromdynamik arbeiten bei maximalem Signaleingang, so daß sich eine geringe Signalverzerrung ergibt.

Der zweite Kanal der Schaltungsanordnung für die Verarbeitung des Signals (X1-X2) umfaßt zwei Transistoren 260 und 262, deren Basisanschlüsse mit den Klemmen 6 bzw. 8 verbunden sind. Die Kollektoremitterstrecke des Transistors 260 ist in Serie geschaltet mit der Basisemitterdiode eines Transistors 264 über einen Widerstand 266 (angeschlossen an die +15V Versorgungsleitung 222) und einen Widerstand 268. In ähnlicher Weise ist die Kollektoremitterstrecke des Transistors 262 in Serie geschaltet mit der Basisemitterdiode eines zweiten Transistors 270 über einen Widerstand 266 und einen Widerstand 272.

Die Vorspannung für die Transistoren 264 und 270 wird eingestellt mittels Transistors 274, dessen Basis an Masse liegt und dessen Emitter an die Leitung 237 über einen Widerstand 276 gelegt ist.

- 17 -

030025/0683

Der Kollektor des Transistors 264 ist verbunden mit dem Transistor 214 und der Kollektor des Transistors 270 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors 216.

Die Vorspannung der Transistoren 264 und 270 ist so ausgelegt, daß ihre jeweiligen Basisemitterdioden dann, wenn die Schaltungsanordnung im Ruhezustand ist auf Arbeitspunkte im expanentialen ihrer Kennlinien eingestellt sind. Die Bnitter der Transistoren 260 und 262 sind über einen Widerstand 277 verbunden. Wenn demgemäß ein Signal (X1-X2) zwischen den Klemmen 6 und 8 angelegt wird, ändert sich der Leitungszustand der Transistoren 264 und 270 in entgegengesetzter Richtung, bezogen auf Verändegungen von (x1-X2).

Zusätzlicher Strom wird in die Kollektoren der Transistoren 260 und 262 über Widerstände 250 bzw. 252 eingespeist, welche an dem Verbindungspunkt zwischen in Serie geschalteten Dioden 246 und 248 angeschlossen sind. Dies ermöglicht, daß die Transistoren 260 und 262 bei einer relativ kleinen Stromdynamik bei maximalem Signaleingang arbeiten, so daß eine niedrige Signalverzerrung sichergestellt wird.

Die Basisanschlüsse der Transistoren 214 und 216 sind verbunden mit den Bnittern der Transistoren 264 bzw. 270. Wenn demgemäß ein Signal (Y1-Y2) zwischen den Klemmen 10 und 12 angelegt wird sowie ein Signal (x1-X2) zwischen den Klemmen 6 und 8, so hängt der Leitungszustand der Transistoren 214 und 2T6 nicht nur vom Wert des Signals (Y1-Y2) ab, welches die Verstärkungsfaktoren der Transistoren 214 und 216 steuert, sondern auch vom Wert des Signals (Xi-X2), und die Änderungen im Leitungszustand der Transistoren 214 und 216 werden in entgegengesetzter Richtung erfolgen und abhängen von dem Produkt (X1-X2) . (Y1-Y2). Demgemäß ergeben sich entsprechende Veränderungen bei Vo1 und Vo2, und eine Ausgangsänderung erscheint an Klemme 232 proportional dem Produkt (X1-X2) · (Y1-Y2).

Wenn das Signal (X1-X2) null ist, sind beide Transistoren 214 und 216 gleichermaßen leitend und es erscheint deshalb kein Ausgang an Klemme 232, unabhängig von dem Wert des Signals (Y1-Y2), weil eine Änderung von

- 18 -

η·5ηη 9 ς / nc ο ο

(Y1-Y2) nur die Wirkung hat, die Ströme der Transistoren 214 und 216 gleichermaßen zu verändern. Um sicherzustellen, daß sich auch ein
Null-Ausgang an Klemme 232 ergibt, wenn (X1-X2) unendlich ist und

(Y1-Y2) null, sind die Kollektoren der Transistoren 264 und 270 verbunden mit den Kollektoren der Transistoren 214 bzw. 216. Die Ströme in den Transistoren 214 und 216 bei (Y1-Y2)gleich null, werden so gemacht, daß irgendeine Änderung zwischen diesen Strömen infolge (X1-X2) einen endlichen Wert besitzt und die Verstärkungen der Transistoren
214 bzw. 216 ausbalanciert werden durch eine Veränderung in den Strömen, die durch die Kollektoren der Transistoren 264 und 270 fließt und die Kollektorlastwiderstände 218 und 220 der Transistoren 214 bzw. 216. Demgemäß ist wiederum der Ausgang an Klemme 232 null.

Die einstellbare Anzapfung an Widerstand 224 ermöglicht, daß die zwei Schaltungsstrecken der Kanäle mit den Transistoren 214 und 216 abgeglichen werden können. Wenn der Multiplizierschaltkreis als Schaltkreis 100 in Fig. 1 eingesetzt wird, verwendet man die Anzapfung zum Zentralisieren des Arbeitspunktes von Verstärker 150.

030025/0683

-/it-

Leerseite

Claims

Patentansprüche

1J Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines den Effektivwert eines Eingangssignals repräsentierenden Ausgangssignals, mit einem von dem Eingangssignal angesteuerten Quadrierscrialtkreis zum Erzeugen eines dem Quadrat des Eingangssignals proportionalen Quadratsignals, mit einem mit dem Quadratsignal angesteuerten Mittelungsschalkkreis zum Erzeugen eines dem Mittelwert des Quadratsignals proportionalen Mittelwertsignals, und mit einem Radizierschaltkreis zum Erzeugen des der Quadratwurzel aus dem Mittelwertsignal entsprechenden Ausgangssignal, gekennzeichnet durch eine Schalteranordnung (108, 112), die zu im zeitlichen Abstand liegenden Zeitpunkten betätigbar ist zum Abtrennen des Eingangssignals von dem Quadrierschaltkreis (100) für eine vorgegebene Zeitspanne, durch einen Rückkopplungskreis (150), der während dieser Zeitspanne betreibbar ist zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals mit einer Größe und Polarität zum Ausregeln einer während dieser Zeitspanne von dem Quadrierschaltkreis (100) erzeugten Ausgangsgröße, und durch eine Speicherkomponente (160) zum Speichern dieses Rückkopplungssignals zwischen den Zeitspannen und zum Anlegen desselben als Korrektursignal an den Ausgang des Quadrierschaltkreises (100).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Quadrierschaltkreis (100) einen Multiplizierschaltkreis umfaßt mit Eingängen (6,8,10,12) zum Anlegen von Signalen X1, X2, Y1 bzw. Y2 und zum Erzeugen einer Produktausgangsgröße, die abhängt von dem Produkt (X1 - X2) mal (Y1 - Y2), wobei das Eingangssignal an die Eingänge (6,10) für X1 bzw. Y1 angeleg ist, und daß der Radizierschaltkreis Anschlüsse (126, 132) aufweist zum Speisen der Eingänge (8,12) für die Signale X2 bzw. Y2 mit Signalen, die gleich

dem Mittelwertsignal bzw. dessen Kehrwert sind, wobei der Mittlungsschaltkreis (118) einen so hohen Verstärkungsfaktor aufweist, daß das Ausgangssignal proportional dem Effektivwert des Eingangssignals ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungskreis einen zweiten Mittlungsschaltkreis (150) aufweist für die Bildung des Mittelwertes von Veränderungen irgendwelcher von dem Quadrierschaltkreis (100) während jeder Zeitspanne erzeugten Ausgangsgröße derart, daß das Rückkopplungssignal unabhängig ist von Wechselkomponenten des Quadratsignals von Ausgang des Quadrierschaltkreises (100), welche Wechselkomponenten abhängen von Rauschen, während Gleichspannungskomponenten infolge Rauschen und Nulldrift im wesentlichen ausgeregelt werden.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Mittlungsschaltkreis (118) einen Verstärker (118) mit parallel geschaltetem Kondensator (120) aufweist, so daß er als Integrierverstärker arbeitet.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungskreis einen Schalter (146) aufweist zum zeitweiligen Abtrennen des Kondensators (120) des ersten Mittlungsschaltkreises (118) während der Zeitspannen sowie einen zweiten Integrierverstärker (150), welcher den zweiten Mittlungsschaltkreis bildet, und daß ein Schalter (162), der nur während jeder der Zeitspannen betätigbar ist für das Anschließen des zweiten Integrierverstärkers (150) in Gegenkopplungssinn über den ersten Integrierverstärker (118) vorgesehen ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherkomponente (160) für die Speicherung des Rückkopplungssignals einen Kondensator (160) umfaßt, der dem zweiten Integrierverstärker (150) parallel liegt.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine weitere Speicherkomponente (144) für zeitweilige Speicherung während der Dauer jeder vorgegebenen Zeitspanne des Wertes

030025/0683

des Ausgangssignals unmittelbar vor Beginn der betreffenden Zeitspanne und für die Präsentation des gespeicherten Signals als Ausgangssignal während dieser Zeitspanne.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (110, 112, 146, 162, 136) nach dem Zufalls- oder Pseudozufallsprinzip arbeitend ausgebildet ist, vorzugsweise durch Feldeffekttransistoren, deren Schaltzustände durch einen Multivibrator (166) gesteuert sind.
9. Multiplizierschaltkreis, vorzugsweise zur Verwendung in der Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, mit einem ersten und einem zweiten Transistor, die so zusammengeschaltet sind, daß ihre jeweilige Leitung sich in entgegengesetzter Richtung ändert in Abhängigkeit von Änderungen eines ersten Signals, das zwischen ersten und zweiten Eingangsklemmen angelegt ist, und mit dritten und vierten Transistoren, die derart parallel geschaltet sind, daß ihre jeweilige Leitung sich gemeinsam ändert in Abhängigkeit von einer Änderung eines zweiten Signals, das zwischen dritten und vierten Eingangsklemmen angelegt ist, wobei der dritte und vierte Transistor mit dem ersten bzw. zweiten Transistor derart zusammengeschaltet sind, daß die Verstärkungen der dritten und vierten Transistoren durch die Leitung durch den ersten bzw. zweiten Transistor verändert werden, so daß die Differenz zwischen der Leitung des dritten und vierten Transistors abhängt vom Produkt des ersten und zweiten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des dritten Transistors (214) mit dem ersten Transistor (264) und der Kollektor des vierten Transistors (216) mit dem zweiten Transistor (270) verbunden ist und daß der dritte und vierte Transistor (214,216) derart vorgespannt sind, daß bei Fehlen des zweiten Signals (Y1 - Y2) Änderungen ihrer Leitungen infolge Änderungen ihrer Verstärkungsfaktoren, herrührend von Änderungen des ersten Signals (X1 - X2) im wesentlichen ausgeglichen wird durch Änderungen der Leitung durch die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (264,270).
10. Multiplizierschaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte*^Jf^tu^d der vierte^TTff§f^stor so geschaltet sind, daß sie parallel liegende Kollektorkreise mit zugeordneten Kollektorbelastungen (218,220) aufweisen, über welchen erste (VoD bzw. zweite (Vo2)

Ausgangsgrößen abnehmbar sind und daß sie mit ihren Emittern zusanmengeschaltet sind und in Serie mit den Kollektoremitterstrecken eines fünften Transistors (234), der mit einem sechsten Transistor (238) zusammengeschaltet ist und so ausgelegt ist, daß eine Veränderung des zweiten Signals (Y1 - Y2) die Leitung des dritten und vierten Transistors (214,216) gleichermaßen verändert, wenn das zweite Signal zwischen den Basisanschlüssen des fünften (234) und sechsten (238) Transistors angelegt ist.
11. Multiplizierschaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (264) und der zweite Transistor (270) in Serie mit den Kollektoremitterstrecken eines siebten bzw. achten Transistors (260, 262) geschaltet sind, die gekoppelte Emitter aufweisen derart, daß eine Veränderung des ersten Signals die Leitung durch den siebten bzw. achten Transistor (260, 262) in entgegengesetzten Richtungen verändert und dementsprechend auch durch die Basisemitterdioden des ersten bzw. zweiten Transistors (264,270), wenn das zweite Signal zwischen den Basisanschlüssen des siebten bzw. achten Transistors (260, 262) angelegt ist.
12. Multiplizierschaltkreis nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (Vo1) und zweite (Vo2) Ausgangsgröße an die entgegengesetzten Polaritäten zugeordneten Eingänge eines Differenzialverstärkers (230) angelegt sind.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Quadrierschaltkreis (100, Fig.T) einen Multiplizierschaltkreis (Fig.2) gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12 aufweist, wobei das Eingangssignal zwischen den ersten und dritten Eingangsklemmen (6,10) des Multiplizierschaltkreises angelegt ist, daß der Radizierschaltkreis Anschlüsse (126,132, Fig.1) aufweist für die Speisung der zweiten und vierten Eingangsklemmen (8,12) des Multiplizierschaltkreises (Fig.2) mit Signalen gleich dem Mittelwertsignal bzw. gleich dem Kehrwert desselben, und daß der Mittlungsschaltkreis (118, Fig.T) eine so hohe Verstärkung aufweist, daß seine Ausgangsgröße proportional ist dem Effektivwert des Eingangssignals.

030025/0683