DE2858742C2 - - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- Power Engineering (AREA)
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Netzteil mit einem selbst
schwingenden Sperrwandler, der mit Hilfe eines Schalttransistors
und eines Transformators aus einer ihn speisenden Gleichspan
nung eine vom Transformator über eine Gleichrichteranordnung ab
nehmbare Gleichspannung erzeugt, und mit einer Regelschaltung
im Steuerkreis des Schalttransistors, welche den Schalttran
sistor als Funktion einer aus dem Primärkreis des Transformators
entnommenen Vergleichsspannung steuert.
Netzteile der vorstehend genannten Art sind beispielsweise aus
der DE-PS 21 60 569 bekannt. Bei einem derartigen bekannten
Netzteil wird das Ansteuersignal für die Regelschaltung, welche
den Schalttransistor triggert, durch einen Widerstand mit Emitter
kreis des Schalttransistors gewonnen. Bei einer derartigen Aus
gestaltung tritt jedoch der Nachteil auf, daß bei einem Ausfall
des Schalttransistors die volle gleichgerichtete Netzspannung
am Emitterwiderstand abfällt, so daß die Ansteuerschaltung zer
stört werden kann. Weiterhin ist die Spannung an diesem Emitter
widerstand auch mit Überschwingkomponenten behaftet, wodurch Re
gelschwingungen entstehen.
Aus der FR-PS 23 58 780 ist eine Netzteil-Schaltung der gat
tungsgemäßen Art bekannt, bei der das Abschaltkriterium für den
Primärkreis-Schalttransistor durch eine parallel zum Primärkreis
angeordnete RC-Kombination gewonnen wird. Bei Schaltungen nach
der FR-PS 23 58 780 ist jedoch weder eine Einschaltfreigabe in
Hinblick auf die Optimierung des Einschaltzeitpunktes, noch ei
ne rückläufige Überlastcharakteristik der Strom-Spannungs-Kenn
linie des Sekundärkreises vorgesehen.
Die Aufgabe der Erfindung ist es, eine rückläufige Überlast
charakteristik der Strom-Spannungs-Kennlinie des Sekundär
kreises zu gewährleisten, d. h., daß der Kurzschlußstrom im
Sekundärkreis kleiner ist als der maximale Strom des Sekundär
kreises.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung nach dem kenn
zeichnenden Teil des Patentanspruches 1 erfüllt.
Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in den Figuren der
Zeichnung dargestellten Beispiels näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Netztei
les mit einem Teil einer vorzugsweise in integrierter
Technik ausgeführten Regelschaltung;
Fig. 2 einen weiteren Teil der vorzugsweise in integrierter
Technik ausgebildeten Regelschaltung;
Fig. 3 ein Diagramm des Zusammenhangs zwischen Ausgangsspannung
und Ausgangsstrom des Netzteils; und
Fig. 4 Zeitdiagramme der Kollektorspannung, des Kollektorstroms
und des Basisstroms des Schalttransistors, des über
einen Gleichrichter im Ausgangskreis des Netzteils flie
ßenden Stroms sowie der Spannung an einer den Kollektor
strom des Schalttransistors nachbildenden RC-Kombination.
Gemäß Fig. 1 wird dem erfindungsgemäßen Netzteil an Klemmen 11
und 12 eine gleichgerichtete Netzspannung U N zugeführt. Das
Netzteil enthält einen Transformator 10 mit einer Primärwicklung
L p und einer Sekundärwicklung L s . Im Kreis der Primärwicklung
L p liegt ein Schalttransistor T₁, dessen Kollektor-Emitter
strecke ein Kondensator C l parallel geschaltet ist, sowie ein
Ladekondensator C L . Im Sekundärkreis des Transformators 10 ist
an die Sekundärwicklung L s über einen Gleichrichter 13 eine
schematisch durch einen Widerstand dargestellte Last 15 ange
schaltet, welcher ein Kondensator 14 parallel liegt. Der Wick
lungssinn von Primärwicklung L p und Sekundärwicklung L s ist
durch Punkte an diesen Wicklungen angedeutet.
Zur Nachbildung bzw. Messung des Kollektorstroms des Schalt
transistors T₁ liegt parallel zu den Klemmen 11 und 12, an
denen die speisende Gleichspannung U N eingespeist wird, ein In
tegrationsglied in Form eins RC-Gliedes mit einem Widerstand
R und einem Kondensator C. An diesem RC-Glied entsteht ein pe
riodisches sägezahnförmiges Signal, das dem Strom im Primärkreis
und damit dem Kollektorstrom des Schalttransistors T₁ entspricht.
Mit diesem periodischen sägezahnförmigen Signal wird eine Regel
schaltung angesteuert, welche den Schalttransistor T₁ triggert.
Diese Regelschaltung wird gemäß den Fig. 1 und 2 durch den strich
punktiert eingefaßten Schaltungsteil gebildet. Der Zusammenhang
der beiden Schaltungsteile ist durch die Bezugszeichen a und b
an der strichpunktierten Einfassung angedeutet.
Der Schalttransistor T₁ wird über einen Koppelkondensator C k so
wie die Parallelschaltung einer Diode 16 und eines Widerstandes
17 von der Regelschaltung angesteuert. Mit einem Widerstand 18
wird eine noch zu erläuternde Stromgegenkopplung durchgeführt.
Die Regelschaltung enthält eine Logik 21, welche einen Opera
tionsverstärker 20 sowie eine Transistorkombination T 3, T 4 mit
einem Emitterwiderstand 19 für den Transistor T 4 ansteuert.
Weiterhin sind Gegenkopplungen für den Operationsverstärker 20
vorgesehen, welche über einen Transistor T 2 und den bereits er
wähnten Stromgegenkopplungswiderstand 18 auf weitere Eingänge
des Operationsverstärkers 20 geführt sind. Die Logik 21 steuert
weiterhin einen Transistor T 5 an, welcher mit seinem Emitter
an einer Spannung von +2 Volt liegt und dessen Kollektor an den
Verbindungspunkt des den Kollektorstrom des Schalttransistors
T₁ messenden RC-Gliedes angeschaltet ist. Weiterhin ist der
Kollektor des Transistors T 5 an einen Eingang eines Operations
verstärkers 22 sowie einen weiteren Eingang des Operationsver
stärkers 20 angekoppelt. Der Operationsverstärker 22 erhält
über eine Klemme 29 an einem weiteren Eingang ein Triggersignal
aus dem Schaltungsteil nach Fig. 2 und steuert mit seinem Aus
gang die Logik 21 an. Ein weiterer, die Logik 21 ansteuernder
Operationsverstärker 23 wird über eine Rückkopplung mit einer
Wicklung 27 des Transformators 10 und einem Widerstand 26 sowie
antiparallel geschalteten Schutzdioden 24 und 25 an seinen
beiden Eingängen angesteuert. Die Spannungsversorgungen der Re
gelschaltung sind schematisch gestrichelt von einer mit U B be
zeichneten Klemme dargestellt.
Der Schaltungsteil der Regelschaltung nach Fig. 2 erzeugt aus
einer stabilisierten Spannung U stab an einer Klemme 28 das
Triggersignal an der Klemme 29. In diesem Schaltungsteil wird
ein Operationsverstärker 34 über eine Wicklung 37 des Transfor
mators 10, deren Wicklungssinn durch einen Punkt angedeutet
ist, und welche mit einem Kondensator 39 und einer Diode 38
beschaltet ist, über einen Spannungsteiler mit Widerständen 32,
33 und einem einstellbaren Widerstand 40 an einem Eingang ange
steuert. Ein weiterer Eingang des Operationsverstärkers 34
liegt über einen Spannungsteiler aus Widerständen 30 und 31 an
der Klemme 28. Der Operationsverstärker 34 steuert eine Tran
sistorkombination T 6, T 7, deren zusammengeschaltete Kollek
toren über einen Widerstand 35 an der Klemme 28 liegen. Weiter
hin bilden die miteinander verbundenen Kollektoren der Tran
sistoren T 6 und T 7 die Klemme 29. Ein weiterer Operationsver
stärker 36 liegt mit seinem Eingang am Verbindungspunkt der
Widerstände 32 und 33 und steuert mit seinem Ausgang den Tran
sistor T 7.
Im Diagramm nach Fig. 3 ist der Verlauf der Ausgangsspannung U A
über dem Ausgangsstrom I A dargestellt. Danach fließt bei 100%
der Ausgangsspannung U A der maximale Ausgangsstrom I Amax von
100% sowie bei einer Ausgangsspannung U A mit dem Wert Null ein
Kurzschlußstrom I K . Im Diagramm nach Fig. 4 ist im oberen Teil
die Kollektorspannung U C des Schalttransistors T 1 als Funktion
der Zeit dargestellt, wobei aus diesem Diagramm der Spannungs
verlauf während der Flußzeiten T F und der Sperrzeiten T S er
sichtlich ist. In einem darunter befindlichen Diagramm ist der
Verlauf des Kollektorstroms I C als ausgezogene Kurve und der
Verlauf eines über den Gleichrichter 13 im Ausgangskreis flie
ßenden Stroms I 13 durch eine gestrichelte Kurve als Funktion
der Zeit dargestellt. Ein weiteres Diagramm zeigt den Verlauf
des Basisstroms I B des Schalttransistors T 1 als Funktion der
Zeit. Schließlich zeigt ein weiteres Diagramm den Verlauf der
Spannung U RC an dem den Kollektorstrom des Schalttransistors T 1
nachbildenden RC-Glied.
Die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Netzteils mit selbst
schwingendem Sperrwandler entspricht im Prinzip derjenigen des
Netzteils nach der obengenannten DE-PS 21 60 659. Im Gegensatz
zu diesem bekannen Netzteil sind beim erfindungsgemäßen Netz
teil jedoch neue Ansteuerprinzipien realisiert. Für ein einwand
freies Arbeiten sind für die Ansteuerung des Schalttransistors
T 1 verschiedene Informationen erforderlich. Dabei handelt es
sich im einzelnen um folgende Informationen: Erstens darf eine
Einschaltfreigabe nur dann erfolgen, wenn die Spannung U C am
Transistor T 1 gleich oder kleiner der speisenden Spannung U N
ist. Zweitens darf bei der indirekten Messung des Kollektor
stroms des Schalttransistors T 1 durch das RC-Glied nur einge
schaltet werden, wenn der über den Gleichrichter 13 fließende
Strom I 13 gleich Null ist. Die Restenergie in der Primärwick
lung L p kann mit dem RC-Glied nicht erkannt werden, woraus eine
besondere Gefahr bei Kurzschluß am Ausgang repräsentiert durch
den Widerstand 15 entsteht.
Die beiden vorgenannten Bedingungen werden durch das Rückkop
pelnetzwerk mit dem Widerstand 26, der Wicklung 27, den Dioden
24 und 25 sowie dem Operationsverstärker 23 erreicht. Die von
der Wicklung 27 gelieferte Rückkoppelspannung wird vom Opera
tionsverstärker 23 verstärkt und steht an dessen Ausgang als
Rechteckspannung zur Verfügung. Die Dioden 24 und 25 bilden
Schutzdioden für den Operationsverstärker 23. Es müssen Wech
selspannungen von ca. 0,7 Volt (ein Diodenschwellwert) an der
Sekundärwicklung L s am Ausgang des Operationsverstärkers 23 noch
als Rechteckspannung erkannt werden.
Als Abschaltbedingung gilt, daß auf alle Fälle bei Erreichen
des maximal zulässigen Kollektorstroms I C des Schalttransistors
T 1 abgeschaltet werden muß.
Ein vorzeitiges Abschalten wird notwendig, wenn die durch den
Widerstand 15 gegebene Ausgangslast abnimmt oder die gleichge
richtete Netzspannung U N steigt. Das bedeutet, daß die Ausgangs
spannung U A am Kondensator 14 konstant gehalten werden muß. Am
Kondensator 39 tritt eine zu dieser Spannung proportionale
Spannung auf, welche am Eingang des Operationsverstärkers 34
mit der stabilisierten Spannung U stab an der Klemme 29 ver
glichen wird, so daß über den Transistor T 6 und den Widerstand
35 das Triggersignal an der Klemme 29 entsteht. Der maximale
Triggerpegel beträgt U stab . Dieser Pegel ist über den Tran
sistor T 7 reduzierbar. Dieser Transistor T 7 wird über den Ope
rationsverstärker 36 angesteuert, welcher eine Information der
Spannung am Kondensator 39 über seinen Eingang erhält.
Bei Nennspannung am Kondensator 14 bzw. am Kondensator 39 ist
der Transistor T 7 gesperrt, so daß der maximale Triggerpegel
+U stab auftreten kann. Ist die Spannung am Kondensator 39 klei
ner, so wird auch der maximale Triggerpegel entsprechend redu
ziert. Damit ist eine rückläufige Überlastcharakteristik nach
Fig. 3 erreichbar, d. h., der Kurzschlußstrom I k ist kleiner als
I max .
Der Abschaltzeitpunkt wird durch Vergleichen des Triggersignals
am Punkt 29 und der Sägezahnspannung am Eingang des Operations
verstärkers 22 bestimmt. Diese Information wird der Logik 21
zugeführt. Die Spannung U RC entspricht in ihrem zeitlichen Ver
lauf dem Kollektorstrom durch den Schalttransistor T 1. Während
der Sperrzeit T S (Fig. 4) wird die Spannung U RC durch den Tran
sistor T 5 auf +2 Volt geklemmt. Der Transistor T 5 wird während
der Flußzeit T F gesperrt, so daß die Spannung U RC sägezahnför
mig ansteigen kann.
Weiterhin wird die Spannung U RC zur positiven Basisstromformung
benutzt. Dies erfolgt über den Operationsverstärker 20 und den
Transistor T 2, wobei mit dem Widerstand 18 eine Stromgegenkopp
lung durchgeführt wird. Der Wert des Widerstandes 18 beeinflußt
das Verhältnis des Basisstroms und des Kollektorstroms, wobei
der Basisstrom I B dem Produkt aus R 18 und I C proportional ist.
Somit ist der Augenblickswert des Basisstroms während der Fluß
zeit T F proportional zum Augenblickswert des Kollektorstroms,
woraus sich eine optimale Ansteuerung ergibt. Während der Sperr
zeit T S werden der Operationsverstärker 20 und der Transistor
T 2 von der Logik 21 gesperrt, während die Transistoren T 4 und
T 3 eingeschaltet werden, um den Schalttransistor T 1 abzuschal
ten, wobei Strom aus der Basis des Transistors T 1 über den Kop
pelkondensator C K und den Transistor T 3 nach Masse fließt. Wei
terhin fließt über die Diode 16, den Koppelkondensator C K und
den Transistor T 3 die restliche Ausgleichsladung.
Claims (8)
1. Netzteil mit einem selbstschwingendem Sperrwandler, der
mit Hilfe eines Schalttransistors und eines Transformators aus
einer ihn speisenden Gleichspannung eine vom Transformator über
eine Gleichrichteranordnung abnehmbare Gleichspannung erzeugt
und mit einer Regelschaltung im Steuerkreis des Schalttran
sistors, welche den Schalttransistor als Funktion einer aus
dem Primärkreis des Transformators entnommenen Vergleichsspan
nung steuert,
dadurch gekennzeichnet,
daß an dem Transformator (10) eine weitere Wicklung (37) vorge
sehen ist, daß ein Anschluß dieser weiteren Wicklung (37) mit
dem Bezugspotential (Masse) verbunden ist, daß der andere An
schluß dieser weiteren Wicklung (37) über eine Gleichrichterdio
de (38) an einen Glättkondensator (39) geschaltet ist und der
andere Anschluß dieses Glättkondensators mit dem Bezugspoten
tial (Masse) verbunden ist, daß das am Verbindungsknoten, den
dieser Glättkondensator (39) mit der Gleichrichterdiode (38)
bildet, anstehende Signal zur Beaufschlagung des ersten Eingan
ges eines zweiten Operationsverstärkers (34) und zur Ansteue
rung der Basis eines siebten Transistors (T 7) vorgesehen ist,
daß der zweite Eingang des besagten zweiten Operationsverstär
kers (34) mit einem Referenzpotential beaufschlagt ist und der
Ausgang dieses zweiten Operationsverstärkers (34) mit der Basis
eines sechsten Transistors (T 6) verbunden ist und dieser sechs
te Transistor (T 6) vom gleichen Typ ist wie der siebte Tran
sistor (T 7), daß die Emitter des sechsten und des siebten Tran
sistors (T 6, T 7) gemeinsam mit dem Bezugspotential (Masse) ver
bunden sind, daß die Kollektoren des sechsten und des siebten
Transistors (T 6, T 7) gemeinsam über einen Widerstand (35) an
eine mit einem Potential (U stab ) beauschlagte Klemme (28) an
geschlossen sind und eine weitere Klemme (29) bilden und daß
das an dieser weiteren Klemme (29) anstehende Signal als Refe
renzgröße eines mit einer vom Kollektor des Schalttransistors
(T 1) abhängigen Spannung beaufschlagten Komparators (22) vorge
sehen ist, wobei die Ausgangsgröße dieses Komparators (22) als
Abschaltkriterium für den Schalttransistor (T 1) vorgesehen ist.
2. Netzteil nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Verbindungsknoten, den die Gleichrichterdiode (38) mit
dem Glättkondensator (39) bildet, über eine Reihenschaltung von
mindestens zwei Widerständen (40, 32) an eine mit einem Poten
tial (U stab ) beaufschlagte Klemme (28) geschaltet ist und einer
der Verbindungsknoten der Widerstände (40, 32, 33) besagter Rei
henschaltung mit dem ersten Eingang des zweiten Operationsver
stärkers (34) und mit der Basis des siebten Transistors (T 7)
verbunden ist.
3. Netzteil nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die mit dem Potential (U stab ) beaufschlagte Klemme (28)
über die Reihenschaltung mindestens zweier Widerstände (30, 31)
gegen das Bezugspotential (Masse) geschaltet ist und das Poten
tial eines der Verbindungsknoten dieser Reihenschaltung der Wi
derstände (30, 31) zur Beaufschlagung des zweiten Eingangs des
zweiten Operationsverstärkers (34) vorgesehen ist.
4. Netzteil nach einem der Ansprüche 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Eingang des zweiten Operationsverstärkers unter
Vermittlung eines dritten Operationsverstärkers (36) an die Ba
sis des siebten Transistors (T 7) geschaltet ist.
5. Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein parallel zur speisenden Gleichspannung (U N ) liegendes
RC-Glied (R, C), das ein periodisches, sägezahnförmiges, den
Strom im Primärkreis (L p , T 1) entsprechendes Signal erzeugt,
mit dem die Regelschaltung zur Triggerung des Schalttransistors
(T 1) angesteuert ist.
6. Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß das RC-Glied über eine synchron mit dem Schalttransistor
(T 1) geschalteten Schalter (T 5) entladen wird.
7. Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet
durch einen das periodische sägezahnförmige Signal in einen pro
portionalen Strom überführenden Verstärker (20, T 2, 18), dessen
Ausgangsstrom den Schalttransistor (T 1) während seiner Flußzeit
steuert.
8. Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein den Schalttransistor (T 1) während seiner Flußzeit an
steuernder Verstärker (20, T 2, 18) über einen Koppelkondensator
(C K ) an den Schalttransistor (T 1) angekoppelt ist, und daß der
Koppelkondensator (C K ) in einem während der Sperrphase des
Schalttransistors (T 1) eingeschalteten Entladekreis (T 3, C K , 16)
liegt, über den die mittlere Gleichspannung am Koppelkondensa
tor (C K ) konstant gehalten wird.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782858742 DE2858742C2 (de) | 1978-11-15 | 1978-11-15 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782858742 DE2858742C2 (de) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | |
DE19782849619 DE2849619A1 (de) | 1978-11-15 | 1978-11-15 | Netzteil mit einem selbstschwingenden sperrwandler |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2858742C2 true DE2858742C2 (de) | 1989-05-18 |
Family
ID=25776490
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19782858742 Expired DE2858742C2 (de) | 1978-11-15 | 1978-11-15 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2858742C2 (de) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2358780A1 (fr) * | 1976-07-16 | 1978-02-10 | Siemens Ag | Convertisseur de blocage, notamment pour des appareils a flash alimentes par des accumulateurs ou par des piles |
-
1978
- 1978-11-15 DE DE19782858742 patent/DE2858742C2/de not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2358780A1 (fr) * | 1976-07-16 | 1978-02-10 | Siemens Ag | Convertisseur de blocage, notamment pour des appareils a flash alimentes par des accumulateurs ou par des piles |
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