DE2841317A1 - Schaltung zum laden eines kondensators - Google Patents
Schaltung zum laden eines kondensatorsInfo
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Description
Int. Az.: Case 1215 15. September 1978
Hewlett-Packard Company
SCHALTUNG ZUM LADEN EINES KONDENSATORS
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
Soll ein Kondensator auf eine hohe Spannung geladen werden, steht aber nur eine Gleichspannungsquelle mit niedriger Spannung zur Verfügung,
so ist es üblich, einen Wandler zu verwenden, der die von
der Gleichspannungsquelle gelieferte Spannung in Wechselspannung umsetzt,
dann in einem Schritt hochtransformiert und diese hochtransformierte Wechselspannung wieder gleichrichtet. Die hohe Gleichspannung
kann dann zur Ladung des Kondensators verwendet werden. Der theoretische maximale Wirkungsgrad einer solchen Anordnung beträgt
50%.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Wirkungsgrad
einer solchen Ladeschaltung für Kondensatoren auf über 50% zu erhöhen. Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet.
Der höhere Wirkungsgrad wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß
das Windungsverhältnis des Transformators stufenweise mit der steigenden Spannung am Kondensator immer dann erhöht wird, wenn
dort bestimmte Spannungen unterhalb des Endwertes erreicht werden. Der günstigste Wirkungsgrad ergibt sich, wenn die Windungsverhält- .
nisse arithmetisch aufeinander bezogen sind.
Vorteilhafte Ausgestaltungen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind
in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der
Zeichnung zeigen:
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Hewlett-Packard Company 2841317
Int.Az.: Case 1215
Figur 1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung zum Laden
eines Kondensators und
Figur 2 eine graphische Darstellung zur Erklärung des Betriebs der
Figur 2 eine graphische Darstellung zur Erklärung des Betriebs der
Schaltung gemäß Figur 1.
Allgemein gesprochen besteht die Schaltung gemäß Figur 1 aus einem
Wandler I mit einer Batterie B, die als Energiequelle dient, einem Oszillator 0 und einem Transformator T, dessen Windungsverhältnis
erfindungsgemäß gesteuert wird. Die Schaltung enthält außerdem einen Gleichrichter R, einen zu ladenden Kondensator C, logische Schaltungen
L zum Steuern von Schaltern S, derart, daß das Windungsverhältnis des Transformators T entsprechend der Spannung am Kondensator
C gewählt werden kann, sowie einen Stromregler IR.
Im einzelnen ist nun der Oszillator 0 mit einer Primärwicklung 4 eines Transformators 6 verbunden, der sekundäre Wicklungsabschnitte
8 und 81 aufweist, welche an einer Mittel anzapfung 9 mit Masse verbunden
sind. Die Emitter von Transistorn (L und Q1, sind mit der
Mittelanzapfung 9 verbunden, und ihre Basisanschlüsse sind mit den
äußeren Enden der Sekundärwicklungen 8 bzw. 81 über Widerstände 10
bzw. 10' verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q ' sind
mit den äußeren Enden von Abschnitten 14 bzw 14' der Primärwicklung
eines Koppeltransformators 16 verbunden. Die inneren Enden der Abschnitte
14 und 14' sind mit einer Mittelanzapfung 17 verbunden, die ihrerseits mit dem positiven Pol der Batterie B über ein Schalter
S verbunden/, wobei über einen Kondensator 18 in einem Parallelzweig
eine Verbindung nach Masse besteht. Der negative Pol der Batterie B ist mit Masse verbunden. Die Sekundärwicklung des Transformators
16 weist Abschnitte 20 und 20' auf, deren inneren Enden an einer Mittel anzapfung 21 mit Masse verbunden sind. Dioden 22
und 22' sind zwischen den äußeren Enden der Wicklungen 20 und 20' in Reihe gegeneinander geschaltet, und geben an ihren Verbindungspunkt eine gleichgerichtete Spannung V. ab, die sich mit der von der
Batterie B gelieferten Spannung ändert. Der Koppel transformator 16 kann ein bestimmtes übersetzungsverhältnis haben. Zum Beispiel
können die Abschnitte 14 und 14' der Primärwicklung jeweils 20 Windungen und die Abschnitte 20 und 20' der Sekundärwicklung jeweils
60 Windungen haben. Gemäß der speziellen Ausführungsform
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nach Figur 1 ist die Primärwicklung des Transformators T in zwei
Teile aufgeteilt, von denen ein Teil in Reihe geschalteter Abschnitte P., P2 und P„ aufweist, die z.B. 27 bzw. 9 bzw. 18 Windungen
haben, während der andere Teil aus identischen, entsprechend in Reihe geschalteten Abschnitt P,1, P2' und P3 1 besteht. Die äußeren
Enden des Wicklungsabschnitts P3 ist mit dem nicht an Masse angeschlossenen
Ende der Sekundärwicklung 20 des Koppeltransformators
16 verbunden, während das äußere Ende des Wicklungsabschnitts P, über den Anoden/Kathoden-Pfad der Diode 24 mit einem Verbindungspunkt
iL verbunden ist. In ähnlicher Weise ist das äußere Ende
des Wicklungsabschnitts P3 1 mit dem nicht an Masse angeschlossenen
Ende der Sekundärwicklung 20' des Transformators 16 verbunden, während das äußere Ende der Wicklung P..1 über den Anoden/Kathoden-Pfad
einer Diode 24' mit dem Verbindungspunkt J1. verbunden ist.
Die Kathoden der Dioden 26 und 26' sind an einem Verbindungspunkt
J2 miteinander verbunden, während ihre Anoden mit Punkten 28 bzw.
28' zwischen den Primärwicklungsabschnitten P, und P2 und den
Primärwicklungsabschnitten P1 1 und P„' verbunden sind. Die Kathoden
von Dioden30 und 30' sind an einen Verbindungspunkt J, angeschlossen
und ihre Anoden sind entsprechend mit Punkten 32 und 32' zwischen den Primärwicklungsabschnitten P2 und P~ und den Primärwicklungsabschnitten
P2' und P-1 verbunden.
Die Sekundärwicklung des Transformators T hat einen Abschnitt 34 der magnetisch mit den Primärwicklungsabschnitten P., P2 und P3
gekoppelt ist, sowie einen weiteren Abschnitt 34', der magnetisch mit den Primärwicklungsabschnitten P,1, P2' und P-' gekoppelt ist.
Die Sekundärwicklungsabschnitte 34 und 34', von denen jeder 2000 Windungen haben kann, sind in Reihe zwischen die Eingangsklemmen
und 36' des Gleichrichters R geschaltet. Der Gleichrichter R besteht
aus einem ersten Paar von Dioden 38 und 40, die mit entgegengerichteter Polarität in Reihe zwischen die Eingangsklemmen
36 und 36' geschaltet sind, sowie einem zweiten Paar von Dioden 42 und 44, die in Reihe zwischen die Eingangskiemmen 36 und 36'
geschaltet sind, wobei die jeweiligen Polaritäten denen der Dioden 38 und 40 entgegengerichtet sind. Eine mit Masse verbundene Ausgangsklemme
46 und eine Ausgangsklemme 48 des Gleichrichters R befinden
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sich an den Verbindungspunkten der Dioden 38 und 40 bzw. 42 und Die Ausgangsklemmen 46 und 48 sind mit den beiden Platten des zu
ladenden Kondensators C verbunden. Der Windungssinn der verschiedenen Wicklungen des Transformators C ist so, daß sich die den Eingangsklemmen
36 und 36' des Gleichrichters R zugeführten Spannungen nicht in Phase befinden.
Die Logikschaltung L und die Schalteranordnung S sperren aufeinanderfolgend
die Paare von Primärwicklungsabschnitten P, und P,1 sowie P„ und Pp1, wenn die Gleichspannung am Kondenstor C aufeinanderfolgend
vorbestimmte Werte erreicht, so daß die dem Kondensator C zugeflihrte Spannung stufenweise erhöht wird.
Ein Potentialteiler bestehend aus einem großen Widerstand 54 und einem kleinen Widerstand 56 ist in Reihe zwischen Masse und der
positiven Ausgangskiemme 48 des Gleichrichters R geschaltet, so
daß an der Verbindungsstelle J4 dieser beiden Widerstände eine
Spannung entsteht, die proportional der am Kondensator C ist, andererseits aber klein genug ist, um an den invertierenden Eingängen
von Komparatoren 58 und 60 mit offenen Kollektoren eingespeist zu werden, mit welchen Eingängen J. verbunden ist. Dem Komparator
58 wird über einen Entkopplungswiderstand 62 von einer Verbindungsstelle
Jg von Widerständen 64 und 66 eine Referenzspannung zugeführt. Die Widerstände 64 und 66 sind zwischen Masse und die
Verbindungsstelle der Dioden 22 und 22' in Reihe geschaltet, an welcher Verbindungsstelle die gleichgerichtete Spannung V1 erscheint.
Eine Referenzspannung, die gleich V, ist, wird dem nichtinvertierenden
Eingang des Komparators 60 über einen Entkopplungswiderstand
68 zugeführt. Um zu verhindern, daß die nicht-invertierenden Eingänge der Komparatoren 58 und 60 bei niedrigen Eingangspegeln
zu nahe an das Massepotential herankommen, sind zwischen deren Ausgänge und den nicht-invertierenden Eingängen an
die Diode 70 bzw. 72 geschaltet.
Der Ausgang des Komparators 58 ist mit einer positiven Spannung von z.B. +5 V über ein Widerstand 74 mit dem Eingang eines nichtinvertierenden
Puffers 76 mit offenem Kollektor, sowie mit dem Eingang eines invertierenden Puffers 78 mit offenem Kollektor geschaltet.
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Der Ausgang des Puffers 76 ist liber ein Widerstand 80 mit einem Punkt verbunden, an dem V. anliegt, und über ein Widerstand 82
mit der Basis eines Transistors Q2 verbunden. Der Emitter des
Transistors Q2 ist mit der Verbindungsstelle a/eier Widerstände 84
und 86 verbunden, die in Reihe zwischen die Basis eines Transistors Q und Masse geschaltet sind. Die Kollektoren der Transistoren Q2
und Qo sind mit der Verbindungsstelle J. verbunden.
Der Ausgang des Komparators 60 ist mit einer positiven Spannung
von z.B. +5 V über ein Widerstand 88, mit einem nicht-invertierenden Puffer 90, sowie mit dem Eingang eines invertierenden Puffers
92 verbunden. Der Ausgang des bereits erwähnten invertierenden Puffers 78 und der Ausgang des nicht-invertierenden Puffers
90 sind mit einer Ausgangsschaltung verbunden, ähnlich der, die
bereits in Verbindung mit dem Puffer 76 beschrieben wurde. Sich entsprechende Komponenten sind mit den gleichen, jedoch gestrichenen
Buchstaben oder Zahlen bezeichnet. Die Kollektoren der Transistoren Q21 und Q3 1 sind mit der Verbindungsstelle J2 verbunden. Der Ausgang
des invertierenden Puffers 92 ist mit einer Ausgangsschaltung verbunden, ähnlich der bereits in Verbindung mit dem Puffer 76
beschriebenen, wobei diesmal die sich entsprechenden Komponenten mit doppelt gestrichenen, sonst aber gleichen Buchstaben oder
Zahlen bezeichnet sind. Die Kollektoren der Transistoren Q2" und
Q3 11 sind mit der Verbindungsstelle J3 verbunden. Die Stromrückwege
von den Verbindungsstellen J,, J2 und J3 führen durch die
KoIlektor/Emitter-Pfade der Transistoren Q3, Q3 1 bzw. Q3 11 und
durch einen kleinen Widerstand 93 zur Mittel anzapfung 21 zwischen
den Sekundärwicklungsabschnitten 20 und 20' des Transformators
Die Stromregel schaltung IR hält in den Primärwicklungen des Transformators
T einen konstanten Strom aufrecht. Sie besteht aus einem Differenzverstärker 94 mit offenem Kollektor, dessen Ausgang über
Dioden 95, 98 und 100 mit den Ausgängen der Puffer 76, 78 bzw. 90, sowie 92 verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingang des Differenzverstärkers
94 ist mit einer kleinen positiven Spannung, z.B. +0,5 V verbunden, und sein invertierender Eingang ist mit dem
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einen Ende eines Widerstandes 93, dessen anderes Ende mit Masse verbunden
ist.
Die in Figur 1 dargestellte Schaltung arbeitet folgendermaßen:
Wenn durch Schließen des Schalter S der Ladevorgang für den Kondensator
C gestartet wird, beträgt die den invertierenden Eingängen der Komparatoren 58 und 60 zugeführte Spannung 0, so daß deren Ausgänge
einen hohen Pegel annehmen. Die Zuführung der hohen Spannung vom Komparator 58 über den Puffer 76 zur Basis des Transistors Q2
führt zur Durchschaltung der Transistoren Q2 und Q , so daß von
der Verbindungsstelle J, ein Stromrückweg durch den Kollektor und den Emitter von Q, zur Mittel anzapfung 21 aufgebaut wird. Durch Q-,1
ist kein Stromrückweg von der Verbindungsstelle J? vorhanden, da
durch das niedrige Ausgangssignal des invertierenden Puffers 78 die Transistoren Q3 1 und Q2' gesperrt sind, welches Ausgangssignal den
1b hohen Pegel am nicht-invertierenden Puffer 90 überwiegt. Es gibt
auch keinen Stromrückweg durch Q3 11 vom Verbindungspunkt J3 aus,
da durch das niedrige Ausgangssignal des invertierenden Puffers die Transistoren Q2" und Q3 11 gesperrt sind. In dieser Situation
fließt Strom durch alle Primärwicklungsabschnitte des Transformators T, so daß das effektive Windungsverhältnis 4000/54 = 74 beträgt.
Wenn der Strom in den Primärwicklungen I A beträgt, beträgt der Strom in den Sekundärwicklungen 1/74, so daß es bis zum Zeitpunkt
t, dauert (Figur 2), bis der Kondensator C auf V Volt aufgeladen ist.
Zu diesem Zeitpunkt, oder kurz vorher, übersteigt die Spannung (die Gründe werden später erläutert) am invertierenden Eingang des
Komparators 58 die dessen nicht-invertierenden Eingang zugeführte Referenzspannung, so daß das Ausgangssignal des Komparators 58
von einem hohen auf einen niedrigen Pegel wechselt. Durch die niedrige Ausgangsspannung werden die Transistoren Q2 und Q„ gesperrt,
da diese niedrige Spannung in dem invertierenden Puffer 78 in einen hohen Spannungspegel umgewandelt wird. Die Transistoren
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Q2 1 und Qo1 werden durchgeschaltet, so daß ein Stromrückweg von
der Verbindungsstelle J2 aus entsteht. Die Transistoren Q2" und
Q3" bleiben gesperrt. Der Strom fließt nur durch die Primärwicklungen
P^ und P3 sowie P2' und P3 1, so daß das Windungsverhältnis
4000/27 = 148 wird, wodurch der Ladestrom des Kondensators C auf
1/148 A vermindert wird. Dementsprechend dauert es zweimal so
lange, bis die Spannung am Kondensator C um V Volt erhöht wird. Eine Gesamtspannung von 2 V Volt wird zum Zeitpunkt t2 erreicht,
wie in Figur 2 dargestellt ist.
Zu diesem Zeitpunkt ist die dem invertierenden Eingang des Komparators
60 zugeführte Spannung gleich der Referenzspannung an seinem nicht-invertierenden Eingang, und das Signal an seinem Ausgang
wechselt auf einen niedrigen Pegel. Dieser wird im Puffer 92 in einen hohen Pegel umgewandelt, so daß die Transistoren Q2"
und Q3 11 über Q3'1 einen Stromrückweg von der Verbindungsstelle J3
bilden. Der Strom fließt nun nur noch in dem Primärwicklungsabschnitt
P3 und P3 11, so daß das Windungsverhältnis nunmehr 4000/
18 = 222 beträgt. In den Kondensator C fließt dementsprechend ein Strom 1/222, so daß es dreimal so lange dauert, bis seine Spannung
um V Volt größer geworden ist, gegenüber dem Zustand, wo der Ladestrom
1/74 A zwischen dem Zeitpunkt Null und t betrug. Zum Zeitpunkt
t3 ist der Kondensator C voll auf 3 V aufgeladen, wie in
Figur 2 dargestellt ist.
Wir dagegen wie in den bekannten Schaltungen nur ein Windungsverhältnis
benutzt, müßte es 222 betragen, da dieses das einzige ist, welches groß genug ist, um die benötigte Spannung von 3 V zu erzeugen.
Der Ladestrom wäre dann 1/222 A wie zwischen t2 und t3, so
daß der Spannungsanstieg so verlaufen würde, wie durch die gestrichelte Linie 98 angedeutet ist. Wenn der Primärstrom I konstant
gehalten würde, würde es bis t. dauern, um den Kondensator auf die
Spannung von 3 V aufzuladen, d.h. es würde 1 1/2 mal so lange dauern, wie bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung. Die während jedes
Ladungsschrittes auftretenden Ladeströme sind ebenfalls durch ge-
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strichelte Linien in Figur 2 dargestellt.
Aufgrund verschiedener Toleranzen kann es sein, daß die Spannung am
Kondensator C einen Endwert erreicht, der geringer ist als die ideale Schaltspannung, so daß die Schaltspannung überhaupt nicht erreicht
wird. Es ist daher wünschenswert, daß die logischen Schaltungen veranlaßt werden, das Windungsverhältnis derart zu ändern, daß die
Spannung bei einem Spannungspegel erhöht wird, welcher niedriger als der nächste Schritt ist. Eine Einstellung von 10% hat sich als
ausreichend für die Anpassung an die Toleranz in den einzelnen Komponenten erwiesen.
Der theoretische Wirkungsgrad des Ladevorgangs ergibt sich aus der
im Kondensator gespeicherten Energie dividiert durch die von der Batterie abgegebene Energie und läßt sich durch folgende Formel
ausdrucken:
x 100
N + 1
Dabei ist N die Anzahl der Schritte, wobei die Windungsverhältnisse
arithmetisch aufeinander bezogen sind. Daher ist der Wirkungsgrad gemäß dem Stand der Technik 50 %, während er beim beschriebenen
Dreistufen-Ladesystem 75 % beträgt. Es lassen sich auch Schaltungen
mit mehr Schritten benutzen, jedoch wird der dann zusätzlich erreichbare Vorteil geringer. Zum Beispiel hätte ein Vierstufen-System einen
Wirkungsgrad von 80 %. Die zweckmäßige Anzahl der Schritte ist eine Frage der Kosten im Hinblick auf die Vergrößerung des Wirkungsgrades.
Die in Figur 2 dargestellten Kurven zeigen nicht den immer vorhan-'
denen Impedanzeffekt. Wenn dieser berücksichtigt würde, würde die Spannung am Kondensator C weniger schnell ansteigen, wenn sie sich
der Ladespannung nähern würde. Die relativen Vorteile der Ladung eines Kondensators auf die erfindungsgemäße Weise bleiben aber angenähert
erhalten.
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Der Abfall der Ladungsgeschwindigkeit am Kondensator C kann kompensiert
werden durch den Stromregelkreis IR, der wie folgt arbeitet. Wenn der Strom in dem aktiven Primärwicklungsabschnitt oder den -abschnitten
ausfällt, fällt die positive Spannung am nicht mit Masse verbundenen Ende des Widerstandes 93 und am invertierenden Eingang
des Differenzverstärkers 94 ab, mit dem der Widerstand 93 verbunden ist. Wenn sie unter die positive Spannung abfällt, die dem nichtinvertierenden
Eingang des Verstärkers 94 zugeführt wird, wird das Ausgangssignal dieses Verstärkers mehr positiv. Dadurch wird der
Strom in der Diode 96, 98 oder 100 vermindert, deren Anode an der hohen Spannung liegt. Die anderen Dioden werden abgeschaltet. Die
genannte Diode ist diejenige, die mit dem Transistor Q2, Q2 1 bzw.
Q2" verbunden ist, welcher gerade leitend ist. Wenn der Strom von
der Basis dieses Transistors abnimmt, steigt der Strom durch den Transistor Q3, Q3 1 bzw. Q3 11 an, mit dem diese Basis verbunden ist,
wodurch der Primärstrom wieder auf seinen frühere Wert gebracht wird. Ein Vorteil beim Ableiten der Referenzpotentiale für die nicht-invertierenden
Eingänge der Komparatoren 58 und 60 aus der Spannung V. besteht darin, daß, wenn die von der Batterie B gelieferte Spannung
abfällt, die Ladeschaltung nach wie vor fähig ist, ihren Schrittbetrieb durchzuführen und die höchste Ladespannung erreicht, die
der Batteriestand ermöglicht. Wenn eine feste oder geregelte Spannung
an Stelle von V- verwendet würde, wäre die höchste Spannung, auf die der Kondensator C geladen werden könnte, nicht hoch genug,
um den Komparator 58 zur Zustandsänderung zu veranlassen und eine Erhöhung der dem Kondensator C zugeführten Spannung auf den nächsten
Schritt zu bewirken.
Es ist noch zu beachten, daß die Verbesserung der Wirkungsgrades größer ist für niedrigere Spannungspegel und daß, entsprechend der
konstruktionsmäßig vorgegebenen Möglichkeit für Netzbatterieschwankungen, die Maximalspannung, auf die konstruktionsgemäß aufgeladen
werden soll, fast immer höher ist, als die, die unter optimalen Bedingungen erreicht werden könnte.
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Die Schaltung ist insgesamt so aufgebaut, daß der Kondensator C auf
die gewünschte Maximal spannung aufgeladen werden kann, auch wenn die Spannung der Batterie oder einer anderen Quelle für Ladungsenergie
niedrig ist. Wenn die Spannung der Quelle recht hoch ist, ist es daher nicht nötig, alle verfügbaren Spannungsschritte auszunützen. In
dieser Situation ist der Wirkungsgrad einer erfindungsgemäßen Ladungsschaltung sogar größer als der einer Schaltung nach dem Stand der
Technik.
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ORIGINAL INSPECTED
Claims (8)
1. Schaltung zum Laden eines Kondensators aus einer Gleichspannungs-V_^/quelle,
mit einem Wandler zur Umwandlung der Gleichspannung in Wechselspannung, einem an den Wandler angeschlossenen Transformator
sowie einem an den Transformator angeschlossenen Gleichrichter, mit dessen Ausgangsspannung der Kondensator geladen wird, dadurch
gekennzeichnet, daß das Windungsverhältnis des Transformators (T) mittels einer Steuereinrichtung (L) veränderbar
ist, derart, daß die dem Gleichrichter (R) zugeführte Spannung mit steigender Spannung am Kondensator (C) ansteigt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Windungsverhältnis stufenweise veränderbar ist und die
einzelnen Stufen arithmetisch aufeinander bezogen sind.
3. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (IR) zum Konstanthalten des Stromes im Transfor-
15 mator (T).
4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet ,
daß die Steuereinrichtung (L) die Spannung der Spannungsquelle erfaßt
und, wenn diese niedriger wird, die Windungsverhältnisse bei niedrigeren Spannungspegeln umschaltet.
5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsquelle eine Batterie ist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (T) mehrere Primärwicklungsabschnitte
(P1, P2, P3, P.', P2 1, P3 1) aufweist, denen jeweils
eine Schaltvorrichtung (Q2, Q3, Q2', Q3',Q2", Q3 11) zugeordnet ist,
und daß die Steuereinrichtung (L) die Schaltvorrichtungen in Abhängigkeit von der Spannung am Kondensator (C) betätigt, derart,
daß bei steigender Kondensatorspannung die Anzahl der wirksamen Primärwicklungsabschnitte abnimmt.
' 909815/07B1 .c.™™
ORIGINAL INSPECTED
Hewlett-Packard Company
Int. Az.: Case 1215 - 2 -
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltvorrichtungen Transistoren (Q2, Q3, Q2'>
Q3 1 Q2"* Q3"!
sind.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Leitfähigkeit der Transistoren (Q2, Q3, Q2', Q3 1, Q2", Q3 11)
im durchgeschalteten Zustand entsprechend dem Spannungsabfall an einem Widerstand (93) regelbar ist, derart, daß der Strom in der jeweiligen
Primärwicklung im wesentlichen konstant bleibt, wobei der Widerstand zwischen eine Seite der Transistoren und eine Ausgangsklemme
des Wandlers (I) geschaltet ist.
90981 5/0751
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Family
ID=25278794
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19782841317 Withdrawn DE2841317A1 (de) | 1977-10-03 | 1978-09-22 | Schaltung zum laden eines kondensators |
Country Status (3)
| Country | Link |
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| JP (2) | JPS5460418A (de) |
| DE (1) | DE2841317A1 (de) |
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1978
- 1978-09-22 DE DE19782841317 patent/DE2841317A1/de not_active Withdrawn
- 1978-10-03 JP JP12194178A patent/JPS5460418A/ja active Pending
-
1983
- 1983-11-22 JP JP1983180862U patent/JPS6031424Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6031424Y2 (ja) | 1985-09-19 |
| JPS5460418A (en) | 1979-05-15 |
| US4179728A (en) | 1979-12-18 |
| JPS59138394U (ja) | 1984-09-14 |
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