DE2832621C3 - Verfahren zur Entzerrung des Laufzeitverlaufs einer Übertragungsstrecke - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahrer, zur Entzerrung des Laufzeitverlaufs einer Übertragungsstrecke im Frequenzbereich von 0 bis maximal 150 kHz, wobei über die Übertragungsstrecke ein Basisbandsignal übertragen wird, das empfangsseitig einem Empfänger zugeführt wird, und wobei das Ausgangssignal des Empfängers einer Entscheidungsstufe zugeführt wird, die ein digitales Entscheidungssignal abgibt, dessen Digitalwerte mit großer Wahrscheinlichkeit den entsprechenden sendeseitigen Digitalwerten gleichen.

Bei Übertragungssystemen, bei denen ein Basisbandsignal über eine Übertragungsstrecke übertragen wird, ist bekanntlich empfangsseitig ein Entzerrer vorgesehen, mit Hilfe dessen der Laufzeitverlauf auf manuelle Weise eingestellt wird, um das Basisbandsignal über möglichst große Entfernungen zu übertragen. Diese manuelle Einstellung der Entzerrung ist nachteilig, weil bei der Herstellung der Empfänger nicht absehbar ist, an welche Übertragungsstrecke der Empfänger im Betriebszustand anzuschließen ist, so daß die Entzerrung des Laufzeitverlaufs erst unmittelbar vor Inbetriebsetzung des Empfängers durchgeführt werden muß.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur automatischen Entzerrung des Laufzeitverlaufs anzugeben.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird dadurch gelöst, daß ein erstes Hilfssignal erzeugt wird, das die individuelle voreilende Verzerrung des Entscheidungssignals gegenüber einem empfangsseitig erzeugten Schrittaktsignals signalisiert, daß ein zweites Hilfssignal erzeugt wird, das die individuelle nacheilende Verzerrung des Entscheidungssignals gegenüber dem Schrittaktsignal signalisiert, daß durch Addition oder Subtraktion des ersten und zweiten Hilfssignals ein Meßsignal und mit Hilfe eines im Bereich des Empfängers angeordneten Allpasses die Phase des Basisbandsignals derart gesteuert wird, daß ein weitgehend konstanter Laufzeitverlauf entsteht.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht eine automatische Einstellung des Laufzeitverlaufs, so daß ein nach diesem Verfahren arbeitender Empfänger an beliebige Übertragungsstrecken anschließbar ist, ohne daß unmittelbar vor Inbetriebsetzung des Empfängers eine manuelle Einstellung eines Entzerrers zur Korrektur des Laufzeitverlaufs erforderlich ist.

Zur Durchführung des Verfahrens hat sich wegen ihres geringen technischen Aufwandes eine Schaltungsanordnung bewährt, die dadurch gekennzeichnet ist, daß zur Erzeugung des ersten Hilfssignals eine erste bistabile Schaltstufe vorgesehen ist, die bei einem Binärwertwechsel des Entscheidungssignals von einem ersten Binärwert zu einem zweiten Binärwert bzw. vom zweiten Binärwert zum ersten Binärwert setzbar und mit dem nächsten folgenden zweiten Binärwert bzw. ersten Binärwert des Schrittaktsignals rücksetzbar ist, daß das erste Hilfssignal über einen Ausgang der ersten bistabilen Schaltstufe verfügbar ist, daß zur Erzeugung des zweiten Hilfssignals eine zweite bistabile Schaltstufe vorgesehen ist, die mit einem Binärwertwechsel des .juhrittaktsignals von einem ersten Binärwert zu einem zweiten Binärwert bzw. vom zweiten Binärwert zum

ersten Binärwert setzbar und mit dem nächsten folgenden zweiten Binärwert bzw. ersten Binärwert des Entscheidungssignals rüeksetzbar ist, daß an dem Ausgang der zweiten bistabilen Schaltstufe einerseits ein durch invertierte Schrittaktsignal steuerbare UND-Glied und andererseits ein durch das Schrittaktsignal steuerbarer Inverter angeschlossen ist und daß an die Ausgänge des UND-Gliedes und des steuerbaren und daß über dessen Ausgang das zweite Hilfssignal abgebbar ist

Wegen des geringen Aufwandes an Bauteilen ist es zweckmäßig, daß der Allpaß ein ÄC-Glied enthält und daß dieses ÄC-Glied durch das Meßsignal steuerbar ist Unter dieser Voraussetzung kann das ÄC-Glied aus einem Feldeffekttransistor als steuerbaren Widerstand und aus einem Kondensator vorgegebener Kapazität gebildet werden. Das ÄC-Glied kann aber auch aus einem stromgesteuerten Diodenpaar und aus einem Kondensator gebildet werden.

Im folgenden werden AusführungsbeLpiele der Erfindung anhand der F i g. 1 bis 7 beschrieben, wobei in mehreren Figuren dargestellte gleiche Gegenstände mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Basisband-Datenübertragungssystems,

F i g. 2 mehrere Signale, die im Bereich des in F i g. 1 dargestellten Systems auftreten und anhand der eine automatische Entzerrung des Laufzeitverlaufs erläutert wird,

F i g. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Meßstufe,

F i g. 4 mehrere Signale, die im Bereich der in F i g. 3 dargestellten Meßstufe auftreten,

F i g. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Meßstufe,

F i g. 6 mehrere Signale, die im Bereich der in F i g. 5 dargestellten Meßstufe auftreten, und

F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel des in F i g. 1 schematisch dargestellten Allpasses.

F i g. 1 zeigt die Datenquelle DQ, welche das in F i g. 2 dargestellte Signal A abgibt Es wird eine synchron betriebene Datenquelle vorausgesetzt. Der Taktgeber TGl liefert dazu das Taktsignal 71. Die negativen Flanken des Taktsignals Tl liegen in den Mitten der einzelnen Bits 0101 des Signals A. Der Sender SE verstärkt das Signal A und gibt das Basisbandsignal B an die Übertragungsstrecke UST ab. Die Nullinie ist strichpunktiert eingezeichnet.

Auf der Empfangsseite empfang der Sender EM das Basisbandsignal Bi, das in Fig.2 nicht dargestellt ist, aber im Vergleich zum Basisbandsignal B Laufzeitverzerrungen aufweist. Es wird angenommen, daß im Empfänger EM das Signal B i verstärkt wird, so daß sich am Eingang des Allpasses APein verstärktes Signal B2 ergibt. Der Empfänger EMgibt das Signal Dan die Entscheidungsstufe ES ab. Die Impulsflanken des Signals E signalisieren die Nulldurchgänge des Signals D. Der Taktgeber TG 2 erzeugt in an sich bekannter Weise das empfangsseitige Taktsignal T2. Die Impulsfolgefrequenz des Signals Γ2 gleicht der Impulsfolgefrequenz des sendeseitigen Signals 7Ί. Die beiden Signale Ti und T2 unterscheiden sich aber im allgemeinen durch unterschiedliche Phasenlagen. Das Signal E entspricht dem sendeseitigen Signal A, hat aber erhebliche Laufzeitverzerrungen, wie ein Vergleich mit dem Sollsignal F zeigt. Binärwertwechsel dieses SoUsignals F koinzidieren mit positiven Flanken des Taktsignals T2. Die negativen Flanken dieses Taktsignals T2 liegen in den Mitten der einzelnen Bits. Die Impulsflanke £1 hat eine vorcilende Verzerrung gegenüber der Impulsflanke Fi und gegenüber der entsprechenden positiven Flanke des Taktsignals TZ Die Impulsflanken F3 bzw. ES haben ebenfalls gegenüber den Imßulsflanken F3 bzw. F5 und gegenüber den entsprechenden positiven Impulsflanken des Taktsignals T2 jeweils voreilende Laufzeitverzerrungen läßt sich durch die Flächen FV darstellen. Die Impulsflanken E2 bzw. £4 haben gegenüber den

ίο Impulsflanken F2 bzw. F4 und gegenüber den entsprechenden positiven Impulsflanken des Taktsignals T2 jeweils nacheilende Laufzeitverzermngen. Die Flächen FN charakterisieren die Größe dieser nacheilenden Laufzeitverzerrungen.

Zur Entzerrung des Laufzeitverlaufs des über die Übertragungsstrecke UST übertragenen Basisbandsignals werden Hilfssignale entsprechend den durch die Diagramme FV und FN dargestellten Flächen erzeugt, und durch Addition dieser Signale und Flächen wird in der Meßs'ufe MS ein Meßsignal G erzeugt, mit Hilfe dessen der in Fig. 1 dargestellte Allpaß APgesteuert wird. Das Signal G entspricht den in F i g. 2 dargestellten Flächen FSU, weiche die Summe der Flächen FV und FN darstellen. Das Meßsignal G kann aber auch derart erzeugt werden, daß es die Differenz der Flächen FV und FN signalisiert Bei der Erzeugung des Meßsignals G wird aber in allen Fällen eine Mittelwertbildung angenommen, so daß das Meßsignal G nicht die einzelnen anhand der F i g. 2 dargestellten, individuellen voreilenden und nacheilenden Verzerrungen signalisiert, sondern die über einen längeren Zeitraum gemittelte Summe bzw. Differenz der voreilenden und nacheilenden Verzerrungen. Je kleiner die Summe der voreilenden und nacheilenden Verzerrungen des Basisbandsignals B 2 ist, desto weniger wird die Phase dieses Basisbandsignals B 2 geändert. Bei insgesamt minimaler Laufzeitverzerrung wird somit eine Phasendrehung von 0° bewirkt. Je größer die Summe der voreilenden und nacheilenden Verzerrungen ist desto mehr wird die Phase des Basisbandsignals B 2 geändert, und maximal wird eine Phasendrehung von 90° bewirkt Es wäre auch denkbar, bei insgesamt minimalen Laufzeitverzerrungen eine Phasenänderung von 90° und bei insgesamt maximalen Laufzeitverzerrungen eine Phasenänderung von 0° zu bewirken. Bei einer derartigen Regelung ergibt sich am Ausgang des Empfängers EM ein Signal D, das angenähert invertiert ist gegenüber dem Basisbandsignal B.

Die in F i g. 1 dargestellte Übertragunngsstrecke UST

so kann auch aus nicht laufzeitgeebneten Sprachfiltern mit unbespulten Niederfrequenzkabeln und mit Ortsleitungsübertragern und Speisestrom-Trennkondensatoren bestehen. Der Frequenzbereich dieser Übertragungsstrecke USTkann sich von 0 bis maximal 150 kHz erstrecken. Das beschriebene Verfahren bewährt sich zur Überbrückung möglichst großer Entfernungen im Datennetz und in Fernsprech-Nebenstellenanlagen.

F i g. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel MSI1 der in F i g. 1 dargestellten Meßstufe MSl F i g. 4 zeigt einige der im Bereich dieser Meßstufe auftretenden Signale. Das Signal E wird der Stufe DlFi zugeführt, mit der durch Differenzierung und Gleichrichtung die Signale £11 und £21 gewonnen werden. Diese Signale signalisieren die Impulsflanken des Signals £. Insbesondere signalisiert das Signal £11 die positiven Impulsflanken £2 und £4, wogegen das Signal £21 die negativen Impulsflanken £ 1, £3, £5 signalisiert.
Die bistabile Kippstufe KS ii gibt das erste

Hilfssignal HIl ab und wird gesetzt bei einem Binärwertwechsel des Signals E11 von einem Binärwert 1 zu einem Binärwert 0. Nach F i g. 4 geschieht dies zum Zeitpunkt der Binärwertwechsel £2 und EA. Die Rücksetzung der Kippstufe KSW erfolgt mit dem nächsten folgenden Binärwert 0 des Schrittaktsignals T2. Dies geschieht nach dem Auftreten der Flanken Γ25 und Γ29 des Schrittaktsignals Tl. Die Flächen FL1 und FL 2 charakterisieren die voreilende Verzerrung der Signalflanken E 2 und £4 gegenüber den Taktflanken Γ25 und 7*29.

Die zweite bistabile Kippstufe KS 2\ wird mit dem Binärwertwechsel des Taktsignals T2 vom Binärwert 1 zum Binärwert 0 gesetzt. Dies geschieht gleichzeitig mit dem Auftreten der Taktflanken Γ21, T23 und T27. Die Rücksetzung der Kippstufe KS 21 erfolgt mit dem nächsten folgenden Binärwert 0 des Signals £21 zum Zeitpunkt der Binärwertwechsel E1 bzw. E3 bzw. E5.

An den Ausgang q der zweiten Kippstufe KS 2i ist einerseits ein mit dem invertierten Schrittakt T2 gesteuertes UND-Glied UN angeschlossen. Das Ausgangssignal K 21 des UND-Gliedes LW gleicht dem Signal K 1 immer dann, wenn das Taktsignal T2 einen O-Wert annimmt. Andererseits ist der Ausgang q der Kippstufe KS 21 an den taktgesteuerten Inverter TIN angeschlosen. Während der Dauer der 1-Werte des Taktsignals T2 werden die Signalanteile des Signals K1 invertiert, und während während der übrigen Zeit nimmt das Ausgangssignal Aiii des Inverters TIN jeweils 1-Werte an. Der taktgesteuerte Inverter TIN kann durch ein NAND-Glied realisiert werden. Das anlog arbeitende Summierglied SU1 summiert die beiden Signale Kit und K 21 und gibt das Ternärsignal //21 ab. Ein erster Ternärwert dieses Signals H 21 ergibt sich dann, wenn beide Signale K 11 und K 21 jeweils 1-Werte annehmen. Ein zweiter Ternärwert ergibt sich dann, wenn eines der beiden Signale KH und K2i einen O-Wert und das andere einen 1-Wert aufweist. Der dritte Ternärwert ergibt sich dann, wenn beide Signale KH und K 21 jeweils 0-Werte aufweisen. Die Flächen FL 3, FL 4, FL 5 charakterisieren die nacheilenden Verzerrungen der Impulsflanken Ei, £3, £5. Die Flächen FL 6 und FL 7 bzw. FL 8 und FL 9 wirken sich in weiterer Folge nicht aus, weil sie sich gegenseitig kompensieren.

Das erste Hilfssignals //11 und das zweite Hilfssignals //21 werden am analog arbeitenden Summierglied SU 2 zugeführt, über dessen Ausgang das Ternärsignal L1 abgegeben wird. Bei der Bildung des Ternärsignals Li wird vom Ternärsignal //21 ausgegangen, und durch die 1-Werte des Signals //11 wird das Signal //21 geändert und insbesondere wird der dritte Ternärwert des Signals //21 in den zweiten Ternärwert überführt. Das Ternärsignal L 1 besteht aus Signalanteilen entsprechend den Flächen FL 3, FL 4, FL 5, ferner entsprechend den Flächen FL 6, FL 7, FL 8, FL 9. Diese Signalanteile entsprechend den Flächen FL6, FL7, FLB, FL 9 kompensieren sich gegenseitig und kommen daher bei der Entzerrung nicht zur Wirkung.

Unter Verwendung des Tiefpasses TP erfolgt eine Glättung nach Art einer Integration, so daß nicht die individuellen voreilenden und nacheilenden Anteile des Signals L1 zur Wirkung kommen, sondern das Meßsignal G gewonnen wird, das die voreilenden Signalanteile und die nacheilenden Signalanteile während einer gewissen vorgegebenen Dauer berücksichtigt

Gemäß F i g. 5 wird das Signal £der Differenzierstufe DIF2 zugeführt, welche die beiden in F i g. 6 dargestellten Signale £12 und £22 abgibt. Die Stufe DIF2 bewirkt eine Differentiation des Signals £ und eine anschließende Gleichrichtung. Insbesondere signalisiert das Signal £12 die positiven Impulsflanken £2, £4 des Signals £, und das Signal £22 signalisiert die negativen Impulsflanken E1, £3, £5 des Signals E
Die Kippstufe KS12 wird bei einem Binärwertwechsei des Signals £22 vom Binärwert 0 zum Binärwert 1 gesetzt. In Fig.6 geschieht dies zürn Zeitpunkt der Binärwertwechsel £1, £3 und E5. Mit dem nächsten folgenden Binärwert 1 des Taktsignals T2 erfolgt die Rücksetzung. Gemäß F i g. 6 geschieht dies nach dem Auftreten der Taktflanken Γ22, Γ26, Γ30. Die Flächen FLlO, FLIl, FL12 kennzeichnen die voreilenden Verzerrungen.

Die zweite Kippstufe KS 22 wird mit dem Binärwertwechsel des Schrittaktsignals T2 vom Binärwert 0 zum Binärwert 1 gesetzt. Dies geschieht gleichzeitig mit dem Auftreten der Taktflanken Γ22, Γ26 und Γ30. Mit dem nächsten folgenden Binärwert 1 des Signals £12 wird die Kippstufe KS 22 zurückgesetzt. Auf diese Weise ergibt sich das Signal K 2 am Ausgang der Kippstufe KS 22.

An den Ausgang q der zweiten Kippstufe KS 22 ist einerseits das UND-Glied UN angeschlossen. Das Ausgangssignals K22 des UND-Gliedes LW gleicht dem Signal K 2 immer dann, wenn das Taktsignal 72 einen 1-Wert annimmt Die Flächen FL13 und FL 14 signalisieren die nacheilende Verzerrung der Impulsflanken £2 und £4. Mit Hilfe des taktgesteuerten Inverters TIN wird ähnlich wie im Fall der F i g. 3 das Signal K 12 gewonnen. Mit dem analog arbeitenden Summierglied SU1 werden die beiden Signale K 12 und K 22 addiert, so daß sich das Ternärsignal H 22 ergibt. Ein erster Ternärwert ergibt sich, wenn beide Signale K12 und K 22 jeweils 1-Werte aufweisen. Ein zweiter Ternärwert ergibt sich, wenn nur eines der beiden

to Signale einen 1-Wert aufweist und ein dritter Ternärwert ergibt sich, wenn beide Signale 0-Werte aufweisen. Die Flächen FL 15 und FL16 bzw. FL17 und FL 18 kompensieren sich gegenseitig, so daß sie auf die Entzerrung nicht einwirken.

Das erste Hilfssignal H12 und das zweite Hilfssignal H 22 werden dem analog arbeitenden Summierglied SU 2 zugeführt, welches das Ternärsignal L 2 abgibt Durch dieses Summierglied SU 2 wird das Ternärsignal H 22 immer an jenen Stellen geändert, an denen das

so Signal //12 1-Werte annimmt Mit Hilfe des Tiefpasses TP wird das Ternärsignal L 22 geglättet, so daß sich das MeBsignal G auf die Summe oder auf die Differenz der voreüenden und nacheilenden Verzerrungen — gemessen während einer vorgegebenen Dauer — bezieht

Die anhand der F i g. 3 und 4 einerseits und anhand der Fig.5 und 6 andererseits dargestellten Ausführungsbeispiele sind gleichwertig. Es ergeben sich die gleichen Wirkungen, wenn die Arbeitsweise der Ausführungsbeispiele über einen längeren Zeitraum betrachtet wird, obwohl bei individueller Betrachtung die Ternärsignale L1 und L 2 verschieden sind.

F i g. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel des in F i g. 1 schematisch dargestellten Allpasses AP. Die Operationsverstärker OPl, OP2, die Widerstände Ri, R2, R 3 und der Kondensator Cl bilden einen Allpaß erster Ordnung. Das Basisbandsignal B 2 wird dem nichtinvertierenden Kanal des Operationsverstärkers OPl zugeführt, und über den Ausgang des Operationsver-

stärkers OP2 wird das Signal D abgegeben, dessen Phase im Vergleich zur Phase des Basisbandsignals B 2 im allgemeinen verschieden ist. Mit Hilfe des RC-Gliedes Al, Cl wird die Phase geregelt. Dabei wird der Widerstand des Λ-Gliedes geändert. Anstelle des Allpasses erster Ordnung könnte beispielsweise auch ein Allpaß zweiter Ordnung zur Änderung der Phase verwendet werden.

Grundsätzlich könnte das Meßsignal G direkt zur Steuerung der Phase herangezogen werden. Es ist jedoch zweckmäßig, die Kennlinie des steuerbaren Widerstandes des RC-Gliedes beispielsweise unter Verwendung eines Feldeffekttransistors oder unter Verwendung des Diodenpaares DIi, DI2 an die zu erwartende Verzerrung des Basisbandsignals B 2 anzupassen. Dabei bilden die Operationsverstärker OP3, OP4, die Widerstände A4, R5, die Dioden DU, DI2, der Kondensator C2 und die an den Schaltungspunkten Pi und P 2 angeschlossene Spannungsquelle eine Stromquelle, die in Abhängigkeit vom Meßsignal G

ί gesteuert wird. Dabei liegt an den Schaltungspunkten Pl und P2 eine Spannung von +12V, und am Schaltungspunkt P 3 liegt eine Spannung von + 6 V.

Die Steuerung durch das Meßsignal G vollzieht sich derart, daß mit diesem Meßsignal G der Strom durch die

ίο Operationsverstärker OP3 und OPA geändert wird. Änderungen dieser Ströme durch die Operationsverstärker bewirken Änderungen der dynamischen Widerstände der Dioden Dl 1 und DI2. Diese Widerstandsänderungen wirken sich auf das RC-Glied aus, mit dessen Hilfe die Phase geregelt wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Entzerrung des Laufzeitverlaufs einer Übertragungsstrecke im Frequenzbereich von 0 bis maximal 150 kHz, wobei über die Übertragunsstrecke ein Basisbandsignal übertragen wird, das empfangsseitig einem Empfänger zugeführt wird, und wobei das Ausgangssignal des Empfängers einer Entscheidungsstufe zugeführt wird, die ein digitales Entscheidungssignal abgibt, dessen Digitalwerte mit ι ο großer Wahrscheinlichkeit den entsprechenden sendeseitigen Digitalwerten gleichen, dadurch gekennzeichnet,

daß ein erstes Hilfssignal (HU bzw. //12) erzeugt wird, das die individuelle, voreilende Verzerrung des Entscheiduiigssignals (E) gegenüber einem empfangsseitig erzeugten Schrittaktsignal (T2) signalisiert,

daß ein zweites Hilfssignal (//21 bzw. //22) erzeugt wird, das die individuelle nacheilende Verzerrung des Entscheidungssignals f/ζ/gegenüber dem Schritttaktsignal (T2) signalisiert,

daß durch Addition oder Subtraktion des ersten und zweiten Hilfssignals ein Meßsignal ^erzeugt wird, das von der Laufzeitverzerrung des Entscheidungssignals (E) gegenüber dem Schrittaktsignal (T2) abhängig ist,

und daß mit Hilfe des Meßsignals (G) und mit Hilfe eines im Bereich des Empfängers angeordneten Allpasses die Phase des Basisbandsignals (B 2) derart gesteuert wird, daß ein weitgehend konstanter Laufzeitverlauf entsteht (F i g. 1,4,6).

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des ersten Hilfssignals (HU bzw. //12) eine erste bistabile Schaltstufe (KSU bzw. KS12) vorgesehen ist, die bei einem Binärwertwechsel (E2 bzw. £3) des Entscheidungssignals (E) von einem ersten Binärwert (0) zu einem zweiten Binärwert (1) bzw. vom zweiten Binärwert (1) zum ersten Binräwert (0) setzbar und mit dem nächsten folgenden zweiten Binärwert (0) bzw. ersten Binärwert (1) des Schritttaktsignals (T2) rücksetzbar ist,

daß das erste Hilfssignal (H 11 bzw. H12) über einen Ausgang (q)aer ersten bistabilen Schaltstufe (KS U bzw. KS12 verfügbar ist,

daß zur Erzeugung des zweiten Hilfssignals (H 2t bzw. H 22) eine zweite bistabile Schaltstufe (KS 2\ bzw. KS 22) vorgesehen ist, die mit einem Binärwertwechsel des Schrittaktsignals von einem ersten Binärwert zu einem zweiten Binärwert bzw. von einem zweiten Binärwert zum ersten Binärwert setzbar und mit dem nächsten folgenden zweiten Binärwert bzw. ersten Binärwert des Entscheidungssignals (£?rücksetzbar ist,

daß an dem Ausgang der zweiten bistabilen Schaltstufe (KS 21 bzw. KS 22) einerseits ein durch das invertierte Schrittaktsignal (2) steuerbares UND-Glied (UN) und andererseits ein durch das Schrittaktsignal (T2) steuerbarer Inverter (TIN) angeschlossen ist und

daß an die Ausgänge des UND-Gliedes (UN) und des steuerbaren Inverters (TIN) ein analog arbeitendes Summierglied (SU 1) angeschlossen ist und daß über dessen Ausgang das zweite Hilfssignal (H2i bzw. H22) abgebbar ist (F i g. 3,4 bzw. 5,6).

3. Schaltungsanordnung zur Durchführung des

Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Allpaß (AP) ein ÄC-GIied durch das Meßsignal ^steuerbar ist (F i g. 7).