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vertreten durch den Präsidenten des Fernmeldetechnischen Zentralamts
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Echokompensator für Fernsprech-Weitverkehrs--Verbindungen Die Erfindung
betrifft einen Echokompensato für Fernsprech-Weitverkehrs-Verbindungen mit einem
digitalen sich selbsttätig adaptierenden Transversalfilter, das ausgerüstet ist
mit - Analog/Digital- bzw. Digital/Analog-Wandlern, - einem.Schieberegister zur
Speicherung der letzten aufeinanderfolgenden N abgetasteten Werte des empfangenen
und das Echo hervorrufenden Signales, - einem Schieberegister zur Speicherung von
ebenfalls N Transversalfilterkoeffizienten, - einer Schaltung zur fortlaufenden
Korrektur der N Transversalfilterkoeffizienten, - einem Faltungsrechner zur Bestimmung
eines Kompensationsecho signales, - einem Addierer zur Bildung des Restechos als
Differenz zwischen zu kompensierendem Echo und Kompensationsecho.
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Echos können den Gesprächsfluß bei Fernsprechverbindungen über grosse
Entfernungen, z.B. bei Transatlantikkabel- oder Satellitenverbindungen, beträchtlich
stören. Sie entstehen hauptsächlich an den in Weitverkehrsverbindungen stets vorhandenen
Gabelschaltungen, die den Übergang zwischen Zwei- und Vierdrahtleitungen bilden.
Zur Unterdrückung der Echos können Differentialechosperren eingesetzt werden, deren
Wirkung darauf beruht, daß in Abhängigkeit von dem Pegel der Sprachsignale im Empfangs-
und Sendeweg Dämpfungsglieder in den Echokreis eingeschaltet werden, die das Echo
unterdrücken.
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Das Ein- und Ausschalten der Dämpfungsglieder führt jedoch teilweise
zu Störungen des Gesprächsflusses. Mit Echokompensatoren lassen sich diese Nachteile
vermeiden.
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Echokompensatoren EK werden wie Differentialechosperren an zentraler
Stelle im Auslandskopfamt untergebracht und haben vier Anschlüsse, den Empfangsrichtungseingang
EE, den Empfangsrichtungsausgang EA, den Senderichtungseingang SE und den Senderichtungsausgang
SA.
Zwischen den Anschlüssen EA und SE liegt der Echopfad, in dem das Echo z(t) aus
dem Sprachsignal x(t) entsteht (s. Fig. 1).
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Aus der DT-AS 24 27 102 ist ein Echokompensator der oben genannten
Art bekannt, bei dem zur Erzeugung eines Kompensationsechos eine adaptierende Einrichtung
vorgesehen ist, die zwei sich an die übertragungseigenschaften des Echopfads annähernde
Echopfadmodelle aufweist. Außer Mitteln zum Subtrahieren des Kompensationsechosignals
von dem Echosignal ist eine Auswahleinrichtung vorgesehen, mit der das für die Erzeugung
des Kompensationsechos zu verwendende Echopfadmodell bestimmt wird. Nach taktweiser
Festlegung der Koeffizienten des ersten Echopfadmodells ist für die Funktion dieses
bekannten Echokompensators a) der Wert der Summe der Quadrate aller abgetasteten
Werte des vom fernen Teilnehmer empfangenen und das Echo hervorrufenden Signals
zu ermitteln, b) ein Korrekturfaktor durch Division des mittels des verfügbaren
Echopfadmodells entstehenden Restechosignals durch den nach dem vorhergerüen Verfahrens
schritt ermittelten Summenwert zu bilden, c) die Koeffizienten des zweiten Echopfadmodells
jeweils durch Summierung des jeweiligen Koeffizienten des ersten Echopfadmodells
mit dem Produkt des nach dem vorhergehenden Verfahrensschritt gebildeten Korrekturfaktors
mit den abgetasteten Werten des empfangenen und das Echo hervorrufenden Signals
festzulegen, d) mittels des zweiten Echopfadmodells ein zweites Restechosignal (intern)
zu ermitteln, e) mit der Auswahleinrichtung zu prüfen, ob der Absolutwert des zweiten
Restechosignals einen festgelegten Schwellenwert unterschreitet und bei Erfüllung
dieser Bedingung zu veranlassen, daß das zweite Echopfadmodell zum neuen ersten
Echopfadmodell wird; bei Nichterfüllung der vorgenannten Bedingung wird das bisherige
erste Echopfadmodell unmittelbar oder modifiziert zum neuen ersten Echopfadmodell,
und schließlich wird f) das nach dem vorhergehenden Verfahrensschritt festgelegte
neue ,erste Echopfadmodell zur Erzeugung des neuen künstlichen Echosignals
und
mithin zur Erzeugung des abgehenden Signals der zweiten Ubertragungseinrichtung
verwendet.
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Bei Ausführungsformen dieses bekannten Ecokompensators sollen die
Koeffizienten des modifizierten ersten Echopfadmodells Werte annehmen können,die
jeweils zwischen dem zugehörigen Wert des ersten und dem zugehörigen Wert des zweiten
Echopfadmodells liegen. Außerdem sollen mit der Auswahleinrichtung die Koeffizienten
derart steuerbar sein, daß sie um so näher an die Koeffizienten des ersten Echopfadmodells
angenähert sind, je größer das zweite Restechosignal ist.
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Dieser bekannte Echokompensator arbeitet also nach einem-Zwei-Schrittverfahren,
das trotz der dabei erforderlichen einzelnen Funktionen zu einer derart guten Einstellung
führen soll, daß das Restechosignal auch bei beliebigen Ubertragungseigenschaften
des Echopfads bis auf ein Quantisierungsrauschen beseitigt wird. Allerdings führen
Störsignale, die dem Restechosignal überlagert sind, zu einer falschen Einstellung
der Transversalfilterkoeffizienten.
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Die Erfindung zielt darauf ab, mit einem Echokompensator auch Störungen
berücksichtigen zu können, wobei besonderer Wert auf Störunempfindlichkeit und eine
einfache Realisierbarkeit gelegt wird. Gemäß der Erfindung ist hierfür eine auf
das die Transversalfilterkoeffizienten c. speichernde Schieberegister arbeitende
Schaltung vorgesehen, die aus folgenden Einrichtungen besteht: a) einem Multiplizierer
zur Bildung des Produkts aus den abgetasteten Werten e(Kc) des Restechos e(t) und
den abgetasteten, in einem ersten Schieberegister gespeicherten N Werten x((k-i)t)
des empfangenen Signals x(t), bl)einem Addierer zur Bildung der Summe der Beträge
der abgetasteten,im ersten Schieberegister gespeicherten N Werte x((k-i)t) b2)einem
Dividierer, der einen Wichtungsfaktor K(k¢) als Kehrwert der i.m Addierer gemäß
b1) berechneten Summe bildet, einen weiteren Multiplizierer zur Bildung von Korrekturwerten
für für die Transversalfilterkoeffizienten ci aus dem im Multiplizierer gemäß a)
gebildeten Produkt und dem im Dividierer
gemäß b2) gebildeten WichtungsfalctorNK(kZ)
und c2)einem zweiten Addierer, der aus den in einem zweiten Schieberegister gespeicherten
Transversalfilterkoeffizienten c. und den im Multiplizierer gemäß c1) gebildeten
Korrekturwerten iX c1 die aktuellen, korrigierten Transversalfilterkoeffizienten
ci bildet.
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Der im Faltungsrechner aus den in den beiden Schieberegistern vorhandenen
aktuellen Wertegruppen berechnete Wert des Kompensationsechosignals 2(km wird über
einen Digital/Analog-Wandler als Kompensationsecho z^(t) mit dem zu kompensierenden
Ecfoz(t) zusammengeführt, woraus sich durch Differenz das Restecho e(t) ergibt.
Die Kompensation ist umso besser, je geringer das sich ergebende Restecho e(t) wird.
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Die große Störunempfindlichkeit, die der hier vorgeschlagene Echokompensator
besitzt, beruht auf dem Prinzip, daß nur dann wesentliche Korrekturen der Transversalfilterkoeffizienten
durchgeführt werden, wenn ein großes Signal-Rauschverhältnis vorliegt. Wie und in
welchem Umfang Änderungen des emfangenen Signals x(t) und auf den Echopfad einwirkende
Störungen v(t) sich auf den Wichtungsfaktor K(kt und auf die Transversalfilterkoeffizienten
c. auswirken, wird weiter unten näher erläutert.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung hat eine hardwaremäßig
besonders einfach zu realisierende Schaltung zum Gegenstand, mit der die Korrekturwerte
a c. für die Transversalfilterkoeffizienten c. bestimmt werden. Gemäß dieser bevorzugten
Ausführungsform besteht der betreffende Schaltungsteil - anstelle eines Dividierers
zur Bildung des Wichtungsfaktors K(kt) als Kehrwert der Summe der Beträge der jüngsten
aufeinanderfolgenden N abgetasteten Werte x((k-i)t) und des daran angeschlossenen
Multiplizierers zur Bildung der Korrekturwerte A c1 - aus einem Detektor zur Erfassung
des signifikanten Bit NK der im Addierer gebildeten Summe der Beträge der Werte
x((k-i)t) und einem Schieberegister, in dem eine Rechtsverschiebung des im Multiplizierer
aus den abgetasteten Werten e(kT) des Restechos und den abgetasteten N Werten x((k-i)r)
des empfangenen Signals gebildeten Produkts herbeigeführt wird. Diese Maßnahmen
entsprechen einer Multiplikation mit dem approximierten Wichtungsfaktor
Kap(k#)
= 2-NK. Anders ausgedrückt bedeutet das, wenn in der Bitfolge, die die Summe der
Beträge der abgetasteten Werte x((k-i)#) darstellt, zum Beispiel das fünfte, zweite
und erste Bit gesetzt ist (0010011), wird der approximierte Wichtungsfaktor Kap(k#)
nicht aufgrund 24 + 21 + 20 = 16 + 2 + 1 = 19, sondern allein aufgrund 24 = 16 gebildet.
Dieser Unterschied führt nur zu einer unwesentlichen Verschlechterung der Echodämpfung
und der Störunempfindlichkeit des Echokompensators, ist jedoch mit wesentlich geringerem
Aufwand zu realisieren als die sonst erforderlichen Dividierer und Multiplizierer.
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Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Dabei
zeigen schematisch: Fig. 1: ein Blockschaltbild einer Weitverkehrsverbindung zwischen
zwei Fernsprechteilnehmern Fig. 2: ein Prinzipschaltbild eines Echokompensators
mit einem Transversalfilter Fig. 3: ein Prinzipschaltbild eines Transversalfilters
Fig. 4: ein Prinzipschaltbild einer Echokompensation mit einer Quelle für Störsignale
Fig. 5: ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Echokompensators gemäß der
Erfindung Fig. 6: ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform In den einzelnen
Figuren sind sich entsprechende Gegenstände bzw.
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Größen mit denselben Bezugszeichen versehen.
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Fig. 1 zeigt das bekannte Prinzip einer Weitverkehrsverbindung zwischen
zwei Teilnehmern A und B,.die über Zweidrahtleitungen an die vierdrähtige Weitverkehrsleitung
angeschlossen sind. Wegen der stets vorhandenen Fehlanpassung zwischen der Zweidraht-Leitungsimpedanz
und ihrer Nachbildung in der Gabel schaltung Ga gelangt ein Teil des im Empfangsweg
der Vierdrahtleitung ankommenden Sprachsignals x(t) des fernen Teinehmers als Echo
z(t) über die Gabelschaltung in den Sendeweg der Vierdrahtleitung und damit zurück
zum fernen Teinehmer.
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Wird das auf 3,4kHz bandbegrenzte Signal x(t) mit 8kHz abgetastet
und geht man davon aus, daß das Übertragungsverhalten des
Echopfades
linear und stabil ist, so kann das am Senderichtungseinyang SE auftretende abgetastete
Echo durch eine Faltungssunune beschrieben werden:
mit z(kt) - Abtastwert des Echos zum Zeitpunkt t=k2 , k = 0,1,2,...
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# # Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten (125 µs)
x((k-i)#) # Abtastwert des auf 3,4 kHz bandbegrenzten Sprachsignals des fernen Teilnehmers
z.Z. t = (k-i)r h(it) =A Werte der diskreten Impulsantwort des Echopfads z.Z. t
= ir N =A Anzahl der zu schätzenden Koeffizienten der diskreten Impulsantwort Die
Zahl N muß so hoch gewählt werden, daß die Koeffizienten h(ìt) für i > N vernachlässigbar
klein sind. Die Wirkungsweise des Echokompensators beruht darauf, daß mit Hilfe
eines Transversalfilters die durch die diskrete Impulsantwort gekennzeichnete Übertragungsfunktion
des Echopfads nachgebildet wird. Leitet man - wie in Fig. 2 dargestellt - das Sprachsignal
x(t) durch das Transversalfilter, so erscheint an dessen Ausgang das Kompensationsecho
z(t), das dem wirklichen Fcho umso ähnlicher ist, je besser das Transversalfilter
die Übertragungsfunktion des Echopfads nachbildet.
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Das in Fig. 3 dargestellte Transversalfilter besteht aus zwei Registern,
einem Multiplizierer und einem Addierer. Im C-Register sind N Koeffizienten c1...cN
gespeichert, die zur Wichtung der N abgetasteten Werte y<(k-1)t), x((k-2)t),...
x((k-N)t) des im X-Register gespeicherter Sprachsignals x(t) benötigt werden. Im
Multiplizierer werden nacheinander di.e Produkte c1x((k-1)#), c2x((k-2)#), ...,
cNx((k-N)#) berechnet und im Addierer aufsummiert. Das so gebildete Ausgangssignal
des Transversalfilters lautet:
Ein Vergleich der Gleichungen (1) und (2) zeigt, daß das Transversalfilter geeignet
ist, aus dem Sprachsignal x(t) ein Ebenbild des Echos zu erzeugen, wenn es gelingt,
die Koeffizienten ci gleich den Werten h(it) der diskreten Impulsantwort des Echopfads
zu machen.
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Da die Impulsantwort des Echopfads bei jeder Fernsprechverbindung
eine andere sein kann, müssen die Koeffizienten ci bei jeder gewählten Verbindung
neu bestimmt und abgeglichen werden.
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Ein Maß für die Güte des Abgleichs der ci-Koeffizienten ist L(e(k#))
= e2(k#) (3) mit
Die Differenz e(t) zwischen Echo z(t) und geschätztem Echo 2(t) heißt Restecho.
Es tritt am Senderichtungsausgang SA auf (Fig. 2) und wird zum fernen Teilnehmer
übertragen. Ziel des Abgleichs ist es, den Wert e2(k#) minimal zu machen.
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Der Koeffizientenabgleich erfolgt schrittweise nach dem als Gradientenverfahren
bekannten Algorithmus ci(k#) = ci((k-1)#) + # ci(k#) (5) mit der Schrittweite #
ci(k#) = K-(k#)e(k#)x((k-i)#) (6)
wobei K(kt) ein zeitvariabler
Wichtungsfaktor ist. Allgemein kann man zeigen, daß das Gradientenverfahren bei
hinreichend großer Koeffizientenzahl N für eine große Klasse von Bingangssignalfunktionen
x(t) (Sprache eingeschlossen) zu einem in Bezug auf das Gradientenverfahren zeitoptimalen
Koeffizientenabgleich ci * h(iT) führt, wenn man
wählt.
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Es kann gezeigt werden, daß der Adaptionsalgorithmus im Bereich
stabil ist.
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In realen Fernsprechubertragungsstrecken ist dem eigentlichen Echosignal
z(t) eine Störgröße v(t) überlagert, die Rauschen, Nebensprechen und Wahl-Knackgeräusche
charakterisiert (Fig. 4). Diese Störungen führen dazu, daß der Adaptionsalgorithmus
in Gl. (5) mit dem Wichtungsfaktor in Gl. (7) die Koeffizienten ci nicht mehr an
die h(i t) heranführen kann, d.h. es wird insgesamt eine schlechte Echounterdrückung
erreicht.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Adaptionsalgorithmus
zur Einstellung der ci-Koeffizienten anzugeben, der im störungsfreien Fall die guten
Eigenschaften des Adaptionsalgorithmus aus Gl. (5) bis (7) nahezu behält, jedoch
beim Auftreten von Störungen wesentlich störunempfindlicher reagiert. Diese Aufgabe
wird erfindungsgemäß durch folgenden Adaptionsalgorithmus gelöst: c.(kr) = ci((k-1)t
+ K(kt)e(kx((k-i)Z)
mit dem Wichtungsfaktor
wobei Xmax die mittlere Maximalamplitude eines lauten Sprechers und f einen konstanten
Faktor mit o <f zu 42 kennzeichnen. Um einen möglichst schnellen Koeffizientenabgleich
zu erreichen, sollte f möglichst groß sein. Andererseits darf die Stabilitätsgrenze
nach Gl. (6) auch bei maximalen Sprachamplituden ( x((k-i)t) = Xmax) nicht überschritten
werden. Deshalb istf = 2 ein günstiger Wert.
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Die guten Eigenschaften dieses Adaptionsalgorithmus werden im folgenden
begründet, wobei angenommen sei, daß eine mittlere Fehlanpassung der Gabelschaltung
und ein mittlerer Störpegel vorliegen.
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In Phasen großer Sprachamplituden des vom fernen Teilnehmer ankommenden
Signals x((k-i)) gilt:
d.h. der berechnete Wichtungsfaktor K(kY) liegt in der Größenordnung des in Bezug
auf das Gradientenverfahren zeitoptimalen WichtungsfaktorsK(kr) nach Gl.(7), der
im störungsfreien Fall zum schnellsten Abgleich der ci-Koeffizienten führt. Aufgrund
der hohen Sprachamplituden liegt ein großes Verhältnis zwischen Echo-und Störleistung
und damit ein fast störungsfreier Fall vor, der den "optimalen" Schrittweitenfaktor
K(k#) # K(k#) rechtfertigt.
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Im Falle kleiner Sprachamplituden und damit kleiner Echoamplituden
haben die Störungen einen starken Einfluß auf das Restechosignal e(t), so daß der
Koeffizientenabgleich unsicher wird. In diesem Fall ist
d.h. das hier vorgeschlagene Verfahren hat.gegenüber dem für den störungsfreien
Fall zeitoptimalen Verfahren eine wesentlich geringere Wichtung des Fehlers und
damit eine sehr kleine Änderung der ci-Parameter zur Folge.
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Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform gemäß der Erfindung.
Es ist die Realisierung eines Echokompensators nach Gl.(9) und Gl. (1o). Ein A/D-Wandler
(5) quantisiert die abgetasteten Werte des analogen Sprachsignals x(t) des fernen
Teilnehmers und schiebt sie in das X-Register (1), in dem die letzten N abgetasteten
Werte des Sprachsignals x(t) gespeichert werden. Die N ci-Koeffizienten sind in
einem C-Register (2) gespeichert. Die Berechnung des Kompensationsechos geschieht
in dem'Faltungsrechner (3). Ein D/A-Wandler (7) erzeugt das analoge Kompensationsecho,
das im Differenzverstärker (4) vom Echo z(t) subtrahiert wird.
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Die Berechnung der aktuellen Transversalfilterkoeffizienten ci geschieht
folgendermaßen: Im Multiplizierer (E;) werden nacheinander N Produkte aus dem im
A/D-Wandler (6) geb ldeten Restecho e(kM und den im X-Register (1) gespeicherten
Werten x((k-i)t), i=1,2,...,N berechnet. Diese N Produkte werden in einem weiteren
Multiplizierer (11) mit dem Wichtungsfaktor K(k#) multipliziert, wobei K(k#) mit
Hilfe des Addierers (9) und des Dividierers (10) bestimmt wurde. Die am Ausgang
des Multiplizierers (11) erscheinenden Produkte sind die Korrekturwerte #ci, i=1,2,...,N,
die im Addierer (12) zu den im C-Register gespeicherten Werten ci, i=1,2,...,N addiert
werden. Die am Ausgang des Addi(lrcrs (12) erscheinenden Summen stellen die verbesserten
aktuellen Transversalfilterkoeffizienten c. dar, die wiederum im C-Register abgespeichert
werden.
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Fig. 6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung. Um die
Berechnung der Korrekturwerte #ci besonders einfach durchführen zu können, wird
der Dividierer (10) in Fig. 5 durch einen Detektor (13), der das signifikante Bit
der im Addierer (9) berechneten Summe bestimmt, und der Multiplizierer (11) in Fig.
5 durch ein steuerbares Schieberegister (14) ersetzt.
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Die Eigenschaften eines bekannten Echokompensators wurden mit denen
einer Ausführungsform gemäß der Erfindung simulatorisch veryli cllcll. Dabei wurde
ciii Schopfad simuliert, dessen Frequenzgang mit dem Frequenzgang eines realistischen
Echopfads übereinstimmt.
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Als Sprachsignal des fernen Teilnehmers wurde eine mit 8 kHz abgetastete
und auf den Telefonkanal bandhegrenzte Sprachprobe verwendet,
deren
Pegel entsprechend realistischen Werten variiert wurde. Desgleichen wurden realistische
Störpegel eingestellt. Der Echokompensator wurde mit N = 256 Koeffizienten simuliert,
wobei für die Größen in den Registern eine 16 Bit-Darstellung gewählt wurde. Die
Ergebnisse, d.h. die nach einer Adaptionszeit von zwei Sekunden erreichte Kompensationsechodämpfung
ak in dB, sind in der nachfolgenden Tabelle angegeben.
| ak dB ak dB |
| mit K(k#) nach Gl.(5-7) mit K(k#) nach Gl. (9-10) |
| laut 32 11 25 21 |
| mittel 29 2 21 21 |
| leise 28 -13 10 1o |
Tabelle: Erreichte Kompensationsechodämpfung bei den Echokompensatoren nach Gl.
(5-7) und Gl. (9-1o)