DE2636071A1 - Impuls-dopplerradargeraet - Google Patents

Description

Patentanwalt 5

7 Stuttgart 30
Kurze Straße 8

NACHQEREICHT J

H.J.Bosc-G.R.Bourreau-J.M.H.CoIin 20-4-16

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

IMPULS-DOPPLERRADARGERKT

Die Erfindung betrifft ein Impuls-Dopplerradargerät wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben. Derartige Geräte sind aus dem Buch von M.Skolnik, McGraw-Hill Book Company, New York, Düsseldorf, 1970, Kapitel 17, bekannt.

Impuls-Dopplerradargeräte, insbesondere kohärente Impuls-Dopplerradargeräte, werden vor allem dazu verwendet* inmitten von unbeweglichen Objekten mit Hilfe des Doppier-Effekts bewegliche Ziele festzustellen. Dieser Doppier-Effekt macht sich durch Phasenverschiebungen zwischen dem Träger des abgestrahlten Impulses und dem Träger des Impulses, der nach Reflexion an einem beweglichen Ziel empfangen wird, von einer Wiederholungsperiode zur anderen bemerkbar. Um diese Phasenänderungen messen zu können, ist es notwendig, daß die Phase der abgestrahlten .; Welle bekannt ist und gespeichert wird, sodaß sie I

mit der empfangenen Welle verglichen werden kann. j-

Sm/Scho '

30.7.1976

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Verschiedene Arten von Radarsendern erzeugen Impulse, deren Träger hinsichtlich Amplitude und Phase innerhalb des gleichen und von einem zum nächsten Impuls Instabilitäten aufweist. Dies ist besonders bei Magnetrons der Fall. Derartige Sender werden als nichtkohärente Sender bezeichnet. Ein Radargerät mit einem nichtkohärenten Sender kann für den Empfang kohärent gemacht werden, indem die Phase der abgestrahlten Welle gespeichert und mit der empfangenen Welle verglichen wird. Die Speicherung erfolgt normalerweise dadurch, daß der Start eines sogenannten kohärenten Oszillators durch von einem Magnetron erzeugte Impulse, die mit dem Impulsträger in Phase sind, gesteuert wird. Dieses Verfahren hat jedoch folgenden Nachteil: das Ausgangssignal des Phasendiskriminators ist nicht nur eine Funktion der Phasenverschiebung zwischen der empfangenen Welle und der Welle vom kohärenten Oszillator sondern auch von der Amplitude der empfangenen Welle; diese Amplitude ist jedoch von einem Impuls zum nächsten für ein Objekt in einer gegebenen Entfernung unterschiedlich, da die Amplitude der abgestrahlten Welle von Impuls zu Impuls variiert und dadurch Fehler in dem ausgewerteten Doppler-Signal entstehen. Weiterhin verschlechtert sich die Stabilität des kohärenten Oszillators über eine Zeitperiode, wodurch das Auflösungsvermögen der Doppler-Frequenz für große Entfernungen vermindert wird.

Eine weitere Methode,ein Radargerät empfangsseitig kohärent zu machen,besteht darin, die Phase der abgestrahlten Welle in Bezug auf eine Referenzwelle, die von

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einem stabilisierten Oszillator erzeugt wird, zu bestimmen, diese Phase mit Hilfe bekannter Mittel (z.B. digital) zu speichern und die Phase des empfangenen Signals um den gespeicherten Wert zu verschieben. In einem Phasendetektor wird dann die Phase der phasenverschobenen empfangenen Welle mit der Phase der Referenzwelle verglichen. Jedoch, hat auch dieses Verfahren den Nachteil, daB die Messung nicht nur eine Punktion der Phasenverschiebung zwischen der phasenverschobenen abgestrahlten Welle und der Referenzwelle sondern auch der Amplitudenschwankungen von einem Impuls zum nächsten ist, wodurch ein Fehler erzeugt wird.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, ein Impuls-Dopplerradargerät anzugeben, bei dem diese Nachteile vermieden werden und somit das Auflösungsvermögen der Doppler^Frequenz verbessert wird.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 angegeben Mitteln.

Ein vorhandenes Impuls-Dopplerradargerät kann auf einfache Weise so ergänzt werden, daß es dem neuen Impuls-Dopplerradargerät entspricht. Es wird außerdem eine besonders vorteilhafte Einrichtung zur Berechnung der bei der Auswertung benötigten Werte angegeben.

Die F,rfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

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, i63bü?

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Fig.1 ein Blockschaltbild der für die Erfindung wesentlichen Teile eines Irnpuls-Dopplerradargeräts;

Fig.2, 3, 4 Einzelheiten von im Blockschaltbild der Fig.1 vorhandenen Baugruppen.

Fig.1 stellt ein Blockschaltbild der erfindungsgemHßen Einrichtung dar. Es ist ein nichtkohfirenter Sender 1, der aus einem selbsterregten Oszillator (S.B, ein Magnetron) bestehen kann, und der von einen Modulator 2, der durch Synchronisiersignale Sy synchronisiert wird, gesteuert wird, vorgesehen. Das Mikrowellenausgangssignal des Senders 1 wird E(t) genannt. Der Ausdruck E(t) kann in komplexer Schreibweise wie folgt dargestellt werden:

E(t) -adet).β? O-o.t+^Ct)J

mit AO (t) = Amplitude des abgestrahlten Impulses ωθ = mittlere Kreisfrequenz des Senders = Phase des Mikrowellensignals

Wenn der Sender ideal wäre, dann wären die Ausdrücke AO (t) und/tfit) für die gesamte Impulslänge konstant und von einem Impuls zum nächsten reproduzierbar. In Wirklichkeit sind jedoch Phasen- und Amplitudenschwankungen vorhanden und die AusdrückeAO (t) und^(t) verändern sich.

Das Mikrowellensignal E (t) wird über einenDuplexer 4 zu einer Antenne 3 geleitet. Ein kleiner Teil dieses Signals wird durch einen Richtkoppler 5 ausgekoppelt und zur

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• ·, 263607 ]

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Frequenzumsetzung zu einem Mischer 6 geleitet. Dieser Mischer 6 erhält auch ein stabiles Signal mit der Kreisfrequenz <OL von einem Mischoszillator 7. Ein Zwischenfrequenzverstärker 8 gibt ein Signal E¹(t) mit der Schwebungsfrequenz ab. Es wird beschrieben durch EMt) - A0(t) . e^jD^w0 - U)ODt +/Y<t)J

Die Schwebungs frequenz (ωΟ-üiOL) wird im folgenden mit ωΜ bezeichnet.

Das von einem Ziel reflektierte und von der Antenne 3 empfangene Echo, das R(t) genannt wird, hat die Form:

R(t) - a

mit τ » Verzögerung des empfangenen Impulses gegenüber dem abgestrahlten Impuls;

WD=.Doppler-Kreisfrequenz;

α = Dämpfung des empfangenen Impulses gegenüber dem abgestrahlten Impuls (hängt insbesondere von der Entfernung zum Objekt ab).

Im folgenden wird der Ausdruck a.AO(t-x) mit A(t-x) abgekürzt.

Das empfangene Signal wird zur Frequenzumsetzung über den Duplexer 4 zu einem Mischer 9 geleitet. Dieser Mischer 9 erhält außerdem von dem Mischoszillator 7 das stabile Signal mit der Kreisfrequenz toOL. Ein mit dem Zwischenfrequenzverstärker 8 identischer Zwischenfrequenzverstärker liefert Ausgangssignale mit der Schwebungsfrequenz. Die

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Signale werden beschrieben durch
RMt) - A(t-T)._eiC^(ü)M±a)D)t - "0.

Das oben Beschriebene ist in der Radartechnik allgemein bekannt.

Die erfindungsgemäße Einrichtung enthält¹zusätzlich einen sehr stabilen Referenzen2illator 11 mit einer Kreisfrequenz ioR, die nahe bei ωΜ liegt. Das Referenzsignal, das von diesem Oszillator geliefert wird, hat die Form e^'^wRllt. Ein Phasendetektor 12 mißt die Phasenverschiebung zwischen dem Signal E¹(t) und dem Referenzsignal. Das Ausgangssignal, das Z(t) genannt wird, hat die Form:

mit
((OM-Ji)R) t + rtj'(t) = <}>O(t)

Der Ausdruck Z(t) wird:
Z(t) - AO(t). _e ^j><!>0(t).

Der Ausdruck <}>0{t) stellt die augenblickliche Phasenverschiebung zwischen dem abgestrahlten Signal und dem Referenzsignal dar und enthält die schnellen Phasenänderungen innerhalb eines abgestrahlten Impulses. Entsprechend stellt der Ausdruck AO(t) die augenblickliche Amplitude des abgestrahlten Impulses dar und enthält Amplitudenänderungen innerhalb des Impulses. Um nur die mittlere Amplitude und die mittlere Phasenverschiebung zu berücksichtigen, wird der Ausdruck Z(t) über eine Impulsperiode ti

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durch einen Integrator 13 integriert. Man kann annehmen, daß das Ausgangssignal des Integrators 13 die Form Z = A0.e^j<<{l0 hat',

mit AO * mittlere Amplitude des abgestrahlten

Impulses;

φθ = mittlere Phasenverschiebung zwischen dem abgestrahlten und dem Referenzsignal.

Es ist wichtig, auch noch die Sinus- und Cosinus-Komponenten der Phasenverschiebung zu kennen, um nicht nur eine Information über die Geschwindigkeit des Ziels sondern auch über seine Bewegungsrichtung zu erhalten. Dann kann man feststellen, ob sich das Ziel dem Radargerät nähert oder ob es sich von ihm entfernt. Um dies zu ermöglichen, liefert der Referenzoszillator 11 zwei Signale, die zueinander in Phasenquadratur stehen. Der Phasendetektor 12 liefert deshalb zwei Signale; eines für den Sinus und das andere für den Cosinus. Am Ausgang des Integrators 13 sind zwei Signale Z1 und Z2 vorhanden, wobei

Z1 β AO.cos φθ
und Z2 = AO.sin φθ ist.

Ein weiterer Phasendetelttor 14, der zu dem oben beschriebenen identisch ist, mißt die Phasenverschiebung zwischen dem empfangenen Signal R¹(t) und dem Referenzsignal. Das Ausgangssignal W(t) hat die Form:

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->- ^ 253607

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W(t) = A(t-r) . _eJ [!«H^D^R) t - ωΟ.τ mit

tiuM*a>D-a>R) t - ωΟ.τ + ^(t-x) · Φ (t) .
Der Ausdruck W(fc) wird
W(t) * A(t-T) . e^j'*^ifc)

Wie im Falle des oben Beschriebenen Phasendetektors 12 erhält der Phasendetektor 14 zwei zueinander in Phasenquadratur befindliche Referenzsignale. Ein Integrator 15 liefert zwei Ausgangssignale W1 und W2, wobei

W1 - AiCOS φ und
W2 = A.sin φ ist

mit A β mittlere Amplitude des empfangenen Impulsesι φ β mittlere Phasenverschiebung zwischen dem empfangenen Signal und dem Referenzsignal.

Ein Rechner 16, dessen Arbeitsweise weiter unten erläutert wird, berechnet aus den Werten Z1, Z2, W1 und W2 die Werte X und Y, wobei

X -^j . cosCΦ-φO) Ci)

und Y =_A^ . βΙηίφ-φΟ) ist. (2)

Somit kann der Wert der Phasenverschiebung (φ-φθ) zwischen der empfangenen Welle und der abgestrahlten Welle ermittelt werden. Dieser Wert ist nicht durch Fehler beeinflußt, die durch Schwankungen der mittleren Amplitude von einem Impuls

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zum nächsten erzeugt werden» da die Ergebnisse nur eine Funktion des Verhältnisses zwischen den Amplituden von abgestrahlter Welle und empfangener Welle sind.

Ein Speicher 17 speichert die Ergebnisse 7.1 und Z2 während der gesamten Radarempfangsperiode, aodaß die notwendigen Berechnungen mit W1 und W2 durchgeführt werden können. Wenn der dem Empfänger nachgeschaltete Extraktor i Entfernungsbereiche hat, dann werden im Rechner 16 die Ausdrücke (1) und (2) für jeden Entfernungsbereich berechnet. WH und W2i sind die Signale W1 und W2, die für jeden der i Entfernungsbereiche em Ausgang des Integrators 15 vorhanden sind, und Xi und Yl sind die entsprechenden Ergebnisset

WH => Ai.cos<|>l
W2i = Äi.sin<t>i
Xi =■ |i.cos(<f>i-<}>0)

Eine automatische Frequenzsteuereinrichtung 18, der die Signale vom Verstärker 8 und vom Referenzoszillator 11 zugeführt werden, steuert die Sendefrequenz ωθ.

Nachfolgend wird erläutert, wie in dem Rechner 16 aus den Werten WH und W2i die Werte Xi und Yi berechnet werden. Man kann schreiben:

Xi = ^i (cos<}(i ♦ cos<j)0 + sin<|>l . sincjiO) . ·

7 0 9 H 1 S / 0 7 1 7

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mit cos²(f>0 + siAo = 1
kann man umformen:

Xi a

. οοδφΟ + sin<f!i . βΐηφο)

Nach Multiplikation des Zählers und des Nenners des vorhergehenden Ausdrucks mit AO erhalt mant

vj AO . σοβφΟ . Ai . οοεφί + AO . ΒίηφΟ .Al .'

Xi a 1

Dieser Ausdruck kann geschrieben werden alss

Xi

21 . WU + Z2 . W2i
Z1² 4· Z2²

Führt man für den Ausdruck Yi die gleichen Umformungen durch, erhält man:

_v. ZI . W21 - Z2 . WU
Y₁ = 5 ς ·

Z1^V + Z2

In Fig.2 ist das Blockschaltbild einer Einrichtung dargestellt, die für jede Radarimpulswiederholungsperiode (wird mit T bezeichnet) in digitaler Form die zwei Signale Z1 und Z2 und die 2i Signale WIi und W2i aus den Zwischenfrequenzsignalen E¹(t) und R¹(t) erzeugt. Zwei Verstärker 19 und 20, deren Einqangssignale die Signale E¹(t) bzw. R'(t) sind, sind mit den Eingängen einer Auswahlschaltung 21, deren einziger Ausgang mit zwei identischen Phasendetektoren 22, 23 verbunden ist, verbunden. Die Auswahlschaltung 21, die von Taktimpulsen mit einer

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Periodendauer T gesteuert wird, gibt wahrend der Sendezeit einer jeden Radarimpulswiederholungsperiode das Signal E¹(t) und während der Empfangszeit das Signal R¹(t) ab. Die Phasendiskriminatoren "22 und 23 erhalten auch ein Signal mit der Kreisfrequenz üiR aus einem sehr stabilen Referenzoszillator 24. Zwei Phasenschieber 25 bzw. 26 verschieben die Phase des Signals, das vom Oszillator 24 abgegeben wird, um + | bzw. - | , sodaß am Eingang der Phasendetektoren 22 und 23 zwei um 90° phasenverschobene Signale vorhanden sind. Die Phasendetektoren 22 und 23 liefern daher ein Cosinusbzw. Sinussignal. Zwei Integratoren 27 und 28, die durch Taktimpul.se H2 mit einer Perlode gleich der I/Mnge eines Radarimpulses und der "Offenzeit" eines Entfernungstores, nämlich ti, auf null zurückgesetzt werden, liefern <fidle Mittelwerte der von den Phasendetektoren abgegebenen Signale. Diese Mittelwerte werden, nachdem sie zwei Verstärker 29 und 30 passiert haben, in zwei Abtast- und Speicherschaltungen 31 und 32 abgetastet und gespeichert. Die Steuerung dieser Schaltungen 31 und· erfolgt durch Taktimpulse H3 mit der Periode ti. Die Integratoren 27 und 28 werden nach dem Abtastvorgang auf null zurückgesetzt. Zwei Hochgeschwindigkeitskodierer 33 und 34, die durch Taktsignale H4 mit der Periode ti gesteuert werden,sind mit Schaltungen 31 und 32 über Verstärker 35 und 36 verbunden. Sie liefern die Kodierungen der Abtastwerte, die von den Abtast- und Speicherschaltungen

geliefert werden,
31 und 32 /an zwei Register 37 bzw. 38, die von Taktimpulsen H5 mit der Periode ti gesteuert werden. Eine Auswahlschaltung 39, die durch Taktsignale H6, deren Periode der Radarimpuls-Wiederholungsperiode (d.h. der Zeit T) entspricht, gesteuert wird, gibt das Paar digitaler Signale Z1 und Z2 am Ende der Radarsendephase und die i Paare digitaler Signale Wii und W2i während der Empfancrsphase

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ab, wobei pro Entfernungsbereich ein Paar W1i und W2i abgegeben wird. Alle Steuersignale werden von einem Taktgenerator 40 geliefert.

In Fig.3 ist der Teil des digitalen Rechners 16 aus Fig.1 dargestellt, der dazu verwendet wird, die Quotienten

Z1 7"} ' und zu berechnen, die notwendig

Z1²+Z2² Z1²+Z2²

sind, die Ausdrücke Xi und Yi ohne DiviiionsrechengHnge berechnen zu können. Es ist:

21² + Z2² β (AO . cos<}>0)² + (AO . s-ΐηφθ) ² « AO².

Die Änderung der Amplitude AO von einem Impuls zum nächsten ist relativ klein (kleiner als 10 %).

2

Mit a soll der maximale Wert von Z1 + Z2 bezeichnet werden und e soll die Differenz zwischen dem maximalen und dein

2 2 realen Wert von Z1 + Z2 sein. Der Quotient —γ j wird

dann geschrieben als:

ι _β _L. <³>

Z1²+Z2² a-ε a(1-|)

el

Das Verhältnis —~ kann in eine Reihe entwickelt werden:

H-

1-f ^a a² a³

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Da der Wert von ε verglichen mit dem von a klein ist, entsteht lediglich ein kleiner Fehler, wenn man nur die drei ersten Ausdrücke der obigen Reihe verwendet. Der

Quotient -—* «· kann deshalb angenähert creschrieben

Z1²+Z2² ""

werden alö:

Z1²+Z2^{2 a a} a
Mit (3) ergibt sieht

^a «■*■■■■

Der Maßstab für die Analog/Digital-ümwandlung wird so gewählt, daß

a = 2ⁿ (η ist ganzzahlig) ist.

Somit erhält man Divisionen durch einfaches Verschieben der bits. - ■

Der Ausdruck - ist die Ergänzung zu eins von (Z1 +Z2 )2 und wird geschrieben als (Z1²+Z2²)2~ⁿ.

1 Z 2 Die Quotienten —* *· und —-* «■ können mit (4) ge-

schrieben werden als: - _ .

. 2]

= ZI I 1 + (Zi²+Z2²)2~ⁿ + (Z1²+Z2²)2~ⁿ J2~^ri (5)

ff 1 _A.f7 O *~

ZI—= v> Γι + (Z2²+Z2²)2"ⁿ + (Z1²+Z2²)2~ⁿ J2"³¹

Somit ist zur Berechnung dieser Quotienten keine Division notwendig. Als nächstes wird anhand der Fig.3 die Schaltung, mit der die Ausdrücke (5) und (6) berechnet werden, beschrieben,

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-vie- /63607

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Ein Multiplikator 41 empfängt an seinen beiden Eingängen das Signal Z1 von der Auswahlschaltung 39 der Flg.2 und liefert somit an seinem Ausgang ein Signal mit dem Wert Z1², Ein weiterer Multiplikator 42 arbeitet entsprechend für das Signal Z2 und liefert somit ein Signal mit dem Wert

2
Z2 . Eine Addierstufe 43, die mit den Ausgängen der beiden

Multiplikatoren verbunden ist, führt die Addition Z1²+Z2² durch. Das Ergebnis wird auf einfache Weise mit 2~ⁿ multipliziert indem man die Ausgangsanschlüsse verschiebt. Eine "Ergänzung-«u-eins"-Schaltung 44, die mit dem Ausgang der Addierstufe 43 verbunden ist, liefert das Ergebnis (Z1 +Z2 )2 . Dieses Ergebnis wird von dem Multiplikator 45 quadriert. Eine Addierstufe 46 erhält einerseits das Ergebnis von 44 und andererseits das Ergebnis vom Multiplikator 45 sowie das binäre Signal X sodafi «m Ausgang das Ergebnis 1 + (Z1²+Z2²)2~ⁿ + (Z1²+Z2²)2~ⁿ- vorhanden ist. Ein Multiplikator 47, der sowohl das Ergebnis der Addierstufe 46 als auch das Signal 7.1 erhält, liefert nach Verschiebung der Ausgangsanschlüsse um η Positionen

Z1
den Wert des Quotienten . ■ ■.

Z1 +Z2^<:

Auf entsprechende Weise liefert ein weiterer Multiplikator 48, der an Stelle des Signals Z1 das Signal Z2 erhält, nach Verschiebung der Ausgangsanschlüsse um η Positionen

• - 2 2 ~
den Wert des Quotienten —s s-. Zwei Register 49 und 50,

Z1 +Z?
die von Taktimpulsen H7 mit der Periode T gesteuert werden, speichern den Wert der beiden Quotienten während der gesamten Radarempfangsphase.

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In Fig.4 ist der Teil des digitalen Rechners 16 aus Fig.4 dargestellt, der für jeden Entfernungsbereich Signale Xi und Yi aus den von Schaltung nach Fig.3 ge-

71 Z 2

lieferten Signalen -^—*- und -ii* »berechnet. Ein ·-

Z1^+Z2 Z1²+Z2

Multiplikator 51 empfängt am einen Eingang den Quotienten

·- und an einem anderen Eingang die Signale WH,

die von der Auswahlschaltung 39 in Fig.2 während der Radareropfangsphase abgegeben werden und die mit einer Rate von einem Signal pro Entfernungstor aufeinanderfolgen. Dieser Multiplikator berechnet den Wert

Z1 W1 \
—i-i—-£. Ein weiterer. Multiplikator 52 empfängt am einen

^{Z1 +Z2} Z2

Eingang den Quotienten ' ■■ , an einem anderen Eingang

1²2²

Z1+Z2
die Signale W2i und berechnet den Wert . Eine

Addierstufe 53, die-mit den Ausgängen der beiden Multiplikatoren 51 und 52 verbunden ist, berechnet für jeden Entfernungsbereich das digitale Signal Xi, das während der einem Entfernungsbereich zugeordneten Zeit in einem Register 54, das von Taktimpulsen H8 mit der Periode ti gesteuert wird, gespeichert wird. Das digitale Signal Yi erhält man mit Hilfe einer Schaltungsanordnung, die mit der oben beschriebenen praktisch identisch ist, d.h. es sind zwei Multiplikatoren 55 und 56, eine Subtrahierstufe 57 und ein Register, das von Impulsen H8 gesteuert wird, vorhanden.

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Claims (2)

1. Patentansprüche [ nachqereicht

   Impuls-Dopplerradargerät mit einem nlchtkohMrenten Sender, der eine Antenne mit Impulsen speist, wobei Phasen und ftmplitüdenschwankungen möglich sind, und bei dem ein Teil des abgestrahlten und d>as empfangene. Signal , dessen Frequenz dopplerverschoben ist, in ddbe Zwlschenfrequenzlage umgesetzt werden, dadurch gekennzeichnet, daß von e±aem Referenzoszillator (11) zwei um 90° phasenverschobene Signale abgegeben werden, daß in einem ersten bzw, zweiten Phasendetektor (12, 14) die Phasendifferenzen zwischen diesen beiden Signalen und dem in die ZF-Lage umgesetzten Sendesignal (E*(t)) bzw. dem in die ZF-Lage umgesetzten empfangenen Signal (R'(t)) gemessen wird, daß dem ersten bzw. zweiten Phasendetektor (12, 14) eine erste bzw. zweite Integrationsschaltung (13, 15) nachgeschaltet ist, wobei von den Integrationsschaltungen jeweils zwei Ausgangssignale (Z1, Z2bzw. WI, W2) abgegeben werden, daß der ersten Integrationsschaltung (13) ein Speicher (17) nachgeschaltet ist, der die Ausgangssignale (Z1, Z2) der ersten Integrationsschaltung während der Empfangsphase speichert und daß in einem Rechner (16) aus den Ausgangssignalen der beiden Integrationsschaltungen die Werte

   X »_Α^ cos (Φ-ΦΟ) und Y *^sin (φ-φθ)

   berechnet werden, wobei A bzw. AO die mittleren amplituden der empfangenen bzw. abgestrahlten Impulse und φ bzw. Φ0 die mittlere Phasenverschiebung zwischen dem Referenzsignal und dem empfangenen bzw. abgestrahlten Signal ist.

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2. 2. Impuls-Dopplerradargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenn i Entfernungsbereiche vorgesehen sind, für jede Signalwiederholungsperiode des Radargerats die Ausgangssignale (Z1, Z2^ der ersten Integratorschaltung vorhanden sind und daß für jeden Entfernungsbereich ein Paar der Ausgangssignale (W1i, W2i) der zweiten Integratorschaltung vorhanden ist.

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