DE2630982B2 - Isolationsüberwachungseinrichtung für ein nicht geerdetes Wechselstromnetz - Google Patents
Isolationsüberwachungseinrichtung für ein nicht geerdetes WechselstromnetzInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Isolationsüberwachungseinrichtung
für ein nicht geerdetes Wechselstromnetz, in dessen Leitungen beim Auftreten eines Erdschlusses
ein beim Überschreiten eines vorbestimmten Wertes einen Alarm auslösender Meßstrom einspeisbar ist.
Aus der DE-OS 22 51 784 sind Schaltungsanordnungen bekannt, mit deren Hilfe durch Einspeisen eines
Gleichstromes in ein Wechselstromnetz rein ohmsche Erdschlüsse feststellbar sind. Eine Schaltung zur
Ausmessung sehr kleiner Isolationswiderstände für ein ungeerdetes Wechselstromnetz ist in der DE-OS
19 26 230 beschrieben, bei der ein Meßgleichstrom über 4> die Wechselstromeingänge eines Brückengleichrichters,
dessen Gleichstromanschlüsse mit der Erde und über eine Drossel mit einem Leiter des Wechselstromnetzes
verbunden sind, in das Wechselstromnetz eingespeist wird. Da zur Messung des Isolationswiderstandes
zwischen dem Wechselstromnetz und der Erde Gleichströme Verwendung finden, können kapazitive Erdschlüsse
nicht festgestellt werden. Außerdem können die durch die Meßeinrichtung hervorgerufenen zusätzlichen
Ströme eine zusätzliche Gefahrenquelle bilden.
In einem ideal isolierten nicht geerdeten System ist gegen Erde ein unendlicher Widerstand vorhanden, so
daß bei einer niederohmigen Berührung eines der zum Verbraucher führenden Leiter mit Erde kein Strom über
diese Erdverbindung fließen würde. Nun weisen aber t>o
alle praktisch vorhandenen isolierten, nicht geerdeten Versorgungssysteme einen bestimmten Ableitwiderstand
gegen Erde auf. Die Fälle ohmscher Ableitwiderstände oder Fehler werden dadurch verursacht, daß kein
Isolator vollkommen ist bzw. daß jede Isolation mit dem Alter und dem Gebrauch kleiner wird. Die Fälle
kapazitiver Ableitwiderstände oder Fehler stellen ein ernstes Problem dar; sie sind stets in allen Systemen
vorhanden und werden größer mit dem Wachsen der Länge der Leitungen. Außerdem werden beide Arten
von Ableitwiderständen mit der Anzahl der Verbrauchereinrichtungen, die an das System angeschlossen
sind, größer. Natürlicherweise besitzt jede Versorgungsleitung eine Kombination beider Ableitwiderstände,
aiso ohmsche und kapazitive Ableitwiderstände gegen Erde. Diese Ableitwiderstände in praktisch
ausgeführten, isolierten, ungeerdeten Systemen stellen einen Stromweg gegen Erde dar und wenn dann ein
niederohmiger Widerstand an einen der Leiter angeschlossen wird, dann ist ein geschlossener Stromweg in
Abhängigkeit von den vorhandenen Ableitwiderständen vorhanden, demnach wird also ein Strom durch den
niederohmigen Widerstand fließen. Der Gesamtstrom, der in einem solchen Fall durch einen niederohmigen
Widerstand fließt, der zwischen eine isolierte Leitung und Erde geschaltet ist, wird als Fehler- oder
Gefahrenstrom bezeichnet. Der Betriebsgefahrenstrom ist definiert als derjenige Gefahrenstrom eines vorgegebenen
isolierten Systems, der dann fließt, wenn alle Verbrauchereinrichtungen außer der Überwachungseinrichtung
an die Leitungen angeschlossen sind. Der Anzeigefehlerstrom ist definiert als der Wert des
Gefahrenstroms, der dann fließt, wenn allein die Überwachungseinrichtung an das ungeerdete Energieversorgungssystem
angeschlossen ist. Der Gesamtgefahren- oder Fehlerstrom ist die Kombination des Betriebsgefahrenstroms und des über die Anzeigeeinrichtung
fließenden Fehler- oder Gefahrenstroms. Beispielsweise erfordern amerikanische Sicherheitsregeln,
daß beim Überschreiten des Gesamtgefahren- oder Fehlerstroms ein rotes Licht und ein akustischer
Alarm ausgelöst werden. Außerdem ist durch diese Regeln der Fehlerstrom, der durch die Überwachungseinrichtung
selbst verursacht wird, auf einen bestimmten Betrag begrenzt.
Einer der Gründe für die Sicherheitsregeln ist das Bestreben, die größtmögliche Sicherheit für einen
Patienten zu erreichen. Sobald der normalerweise hohe Körperwiderstand eines Patienten in entsprechender
Weise kurzgeschlossen ist, wird der Patient elektrisch empfindlich. Der Grad der elektrischen Empfindlichkeit
kann sich ändern, und zwar hängt dies von der darauffolgenden medizinischen Behandlungsweise ab.
Wenn z. B. die Behandlung erfordert, daß an den Herzmuskel des Patienten direkt ein elektrischer
Tastkopf oder ein Katheter angeschlossen wird, dann ist die elektrische Empfindlichkeit am größten und ein
kleiner Stromwert, der den Patienten durchfließt, sehr gefährlich. Eine geringere elektrische Empfindlichkeit
eines Patienten ist dann gegeben, wenn die medizinische Behandlungsweise nur das Anbringen von Elektroden
auf der Außenhaut erfordert, die dann mit einer leitfähigen Paste auf den entsprechenden Punkt der
Haut aufgebracht werden. In jeder der geschilderten Situationen bildet der menschliche Körper einen
niederohmigen Widerstand, da ja sein normalerweise hoher Körperwiderstand kurzgeschlossen ist. Der
menschliche Körper bildet dann eine elektrische Verbindung zwischen dem Leiter des Versorgungssystems
und Erde. Der gesamte Fehler- oder Gefahrenstrom fließt dann durch den Körper, da dieser den
Rückweg für den Strom darstellt, dessen anderer Teil die Ableitwiderstände des Systems sind. Wenn ein
Wechselstrom durch den Körper fließt und dabei einen Wert überschreitet, der etwa 2 Milliampere beträgt,
dann kann dies einen extrem großen Schock und
möglicherweise den Tod verursachen. Die Überwachungseinrichtung
für ein solches isoliertes, nicht geerdetes Versorgungssystem in einem Krankenhaus
muß den möglichen Maximalwert des Fehlcrstroms kontinuierlich anzeigen, der dann fließen würde, wenn
der menschliche Körper Teil des elektrischen Stromkreises ist.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Isolationsüberwachungseinrichtung der eingangs genannten
Art zu schaffen, die auf ohmsche und kapazitive Ableitwiderstände anspricht und deren Meßstrom so
gering ist, daß von ihm keine zusätzlichen Gefahren ausgehen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch
gelöst, daß der in die Leitungen eingespeiste Meßstrom ein aus zwei gegeneinander phasenverschobenen
Teilströmen mit einer von der Netzfrequenz verschiedenen Frequenz zusammengesetzter Wechselstrom
ist, dessen Teilströme in zwei gelrennten, jeweils den kapazitiven und den ohmschen Anteilen der beim
Auftreten eines Erdschlusses gebildeten Ableitwiderstände zugeordneten Kanälen erzeugbar sind, die
jeweils zwei Eingänge zur Einspeisung der von dem Meßstrom an den Ableitwiderständen hervorgerufenen
Meßspannung als Rückkopplungsspannung und einer der höchsten auftretenden Spannung zwischen Erde und
einer der Leitungen des Wechselstromnetzes proportionalen Vergleichsspannung aufweisen, und daß durch
Veränderung der Amplituden der Teilströme die Phase und Größe des Meßstromes derart geregelt wird, bis die
Meßspannung, multipliziert mit einem konstanten Faktor, gleich der höchsten Spannung ist, und die ein
Maß für den Wert der ohmschen und kapazitiven Ableitwiderstände darstellende Größe des Meßstromes
proportional dem maximal möglichen Fehlerstrom ist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild der Isolationsüberwachungseinrichtung gemäß der Erfindung,
F i g. 2 das Schaltbild der isolationsüberwachungseinnchtung
nach Fig. 1,
F i g. 3 das ausführliche Schaltbild der umschaltbaren Integratoren der Isolationsüberwachungseinrichtung
nach Fig. 1,
F i g. 4 den Verlauf der um 90° phasenverschobenen Signale am Eingang der umschaltbaren Integratoren
und
F i g. 5 Beispiele der verschiedenen Arten von A blei twiderständen.
Um die Grundfunktion des Schaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zu verstehen, erscheint die
Ableitung der Theorie der Arbeitsweise notwendig. Der Gesamtbetrag des Fehlerstromes in einem nichtgeerdeten,
isolierten elektrischen Energieversorgungssystem ist der Höchstwert des Stromes, der über einen
geerdeten Gegenstand fließt, der mit beiden Leitern in Verbindung steht. Im Idealfall eines solchen nicht
geerdeten Systems, das gegen F.rdc einen unendlichen Widerstand besitzt, fließt kein Strom über den
geerdeten Gegenstand, der mit einem der Leiter verbunden ist; dies gilt unabhängig vom Wert der
Spannung, die /wischen den beiden Leitern herrscht, da
die Rücklciuing von F.rdc her fehlt. In praktisch
besiehenden Hnergicvcrsorgungssysiemcn jedoch sind
stets irgendwelche Kricchsircckcn oder Isolalionsfchlcr
gegen Erde vorhanden Die Ableiterverlusic können
sowohl rein ohinschcr oder kapii/üivcr ArI suin als aiirh
eine Kombination beider Arten; außerdem können sie symmetrisch, d. h. für jeden Leiter gleich, oder
unsymmetrisch sein. Wenn also in einem praktischen Energieversorgungssystem ein geerdeter Gegenstand
> einen der Leiter berührt, dann stellt die im System
vorhandene Ableitung gegen Erde einen Rückweg für einen Stromfluß dar, demzufolge gibt es im System
einen Fehlerstrom.
Der Fehlerstrom wird durch den Strom dargestellt,
κι der über einen mit einem Leiter verbundenen, geerdeten Gegenstand fließt, wobei der Wert durch den
Quotienten aus der Speisespannung V.v(Leiter-zu-Leiter-Spannung) und dem Ableitwiderstand des gegenpoligen
Leiters bestimmt ist. Also, in einem ungeerdeten,
Ii isolierten elektrischen Zweidrahtversorgungssystem
hat der Fehlerstrom Im des Leiters LX bei einem
Erdschluß einen Wert, der gleich dem Quotienten aus der Speisespannung Vv und dem Ableitwiderstand Z2
des Leiters L 2 ist. Analog dazu hat der Fehlerstrom Im
2Ii des Leiters L 2 bei einem Erdschluß einen Wert, der
gleich dem Quotienten aus der Speisespannung Ks und dem Ableitwiderstand Zi des Leiters L 1 ist.
/;n (/.1 ueerdet)
geerdet) =
/■ι
Ks
Die jeweiligen Ableitverluste einer Versorgungsleitung können in beliebiger Kombination durch ohmsche
und kapazitive, parallelliegende Widerstände verursacht werden. Der gesamte Ableitwiderstand eines
Γ, Leiters ist der resultierende Vektor Zi1 der einzelnen
parallelen Verlustwiderstände. Die Summe der Ableitung nach Erde jeder der entsprechenden Versorgungsleitungen
L\ und L2 kann zusammengesetzt in zwei Leitwertvektoren Vi und V^ dargestellt werden. Die
mi gesamten Ableitwiderstände gegen Erde für jeder
Leiter bestehen aus einer jeweiligen Reihenschaltung zwischen der isoliert zugeführten Spannung Vv, mii
ihrer Verbindung nach Erde und zu der gehöriger Leitung, dabei treiben die Spannungen gegen Erde
•π vektoriell indem Verhältnis
Y2
V,
V,
wobei Vi und V> die Leiterspannungen der einzelner
Leiter L 1 und /. 2 gegen Erde sind. Die vcktoriclli Summe der Spannungen V\ und V2 ist gleich dem Wer
der Isolierten Speisespannung Vv. Aus diesem Grunc führt jeder Leiter einen Fehlerstrom, der gleich den
Produkt aus der Speisespannung Vv und dem Ablcitwcr des gegenpoligen Leiters ist.d. h.
I1n (/.1 geerdet) K, ■ Y2 . (4|
/,/i I/.2 t-eerdel) K · Y1 . (5)
Der Leiter, der den größten Fehlcrstrom führt, is derjenige, der den kleineren Ablcitwcrt gegen Erde um
die höhere Spannung gegen Erde besitzt, da diese f chlerstrom durch den größeren Ablcitwcrt gegen Erd
des gegenpoligen Leiters bestimmt wird, und zwa
multipliziert mil dem Wert der /wischen den Leiter1
herrschenden Spannung
Daher ist es wichtig, daß eine Anzeigeeinrichtung für die Leiterisolation selbst nur einen kleinen Fehlerstrom
führt, damit dadurch der Gesamtfehlerstrom nicht merklich vergrößert wird. Wenn man den Gesamtableitwiderstand
jedes Leiters direkt messen wollte, dann müßte man entweder den Stromkreis auftrennen oder
nacheinander jeden Leiter versuchsweise mit Erde verbinden. Jede dieser beiden Alternativen würde die
Gefahr für einen betroffenen Patienten vergrößern. In Übereinstimmung mit der Lehre der vorliegenden
Erfindung ist der Gesamtbetrag des Ableitwertes gleich der Zusammenfassung der parallelen Ableitwerte der
Lei'.er L 1 und L 2, also Y0= Y\+ Y2- Dieser Gesamtableitwert
Yo kann dadurch ermittelt werden, daß man einen kleineren Meßstrom über jeweils einen oder beide
Leiter L 1 und L 2 fließen läßt, und zwar mittels einer Speisequelle mit hohem Innenwiderstand, die in der
Anzeigeeinrichtung angeordnet ist. Der Meßstrom Im
fließt durch die Parallelanordnung aller Ableitwiderstände gegen Erde, während der der Speisespannungsquelle
entnommene Ableit- oder Fehlerstrom diese Ableitwiderstände in Reihe durchfließt. Die sich
ändernden Spannungswerte jedes Leiters gegen Erde können in einfacher Weise gemessen werden. Die
Spannungsänderung gegen Erde in jedem der beiden Leiter wird mit Δ V bezeichnet, und der Gesamtableitwert
ist Vb. Es ergibt sich also
Die Beziehung zwischen den sich ändernden Spannungen der Leiter und ihren Leitwerten ist
V1- V1 = V2 · V2.
Basierend auf den obigen Beziehungen kann man die jeweiligen Leiterfehlerströme als Funktionen von
Spannungen und dem Gesamtableitwert definieren:
/in = (V, + V2)- Y2 = K1 · V2 +K1-V1 (7)
= K, -(V2 + V1) = K1 ■ V11.
= K, -(V2 + V1) = K1 ■ V11.
I112 = (V1 + V2) ■ V1 = V1 ■ Y2 + K2 ■ V1 (8)
= K2-(V2 + V1) = K2- V„ .
= K2-(V2 + V1) = K2- V„ .
Der Höchstwert des Fehlerstromes der in jedem der beiden Leiter fließen kann, ist also eine einfache
Funktion der Leiterspannung gegen Erde und des Gesamtableitwertes.
/»max. = (K max.) ■ V0 .
Der Meßstrom Im wird so gesteuert, daß Δ V1 d. h. die
Änderung der Spannung gegen Erde in jedem Leiter in Abhängigkeit vom Meßstrom, in einem bestimmten
festen Verhältnis K zum Höchstwert der Spannung jedes Leiters gegen Erde steht:
(Kmax.).
Wenn man K als Teilfaktor betrachtet, dann ist die
Größe des Meßstromes proportional zum Höchstwert des Fehlcrstroms gemäß folgender Beziehung:
/.„ = I V ■ Vn - K ■ (I-'max.)· V1, = K · /»max.
Man sieht also, daß es sich hier um den gleichen konstanten Wert K handelt, wie er bereits im
Zusammenhang mit den Änderungen der Leiterspannung Δ V und der maximalen Leiterspannung definiert
wurde. Der Gesamtleitwert Vo wird mit Hilfe eines sehr
kleinen Meßstromes bestimmt, da sowohl die kapazitiven als auch die ohmschen Ableitwiderstände gegen
Erde eine lineare Charakteristik besitzen. Der sehr kleine Meßstrom stört weder die Speisequelle noch wird
ίο in merklicher Weise der Fehlerstrom des Systems
erhöht.
Gemäß einer bevorzugten Ausführung wählt man für den Meßstrom eine vom Speisestrom unterschiedliche
Frequenz, und zwar ein Vielfaches dieser Frequenz, um dadurch leichter die kleinen Spannungsänderungen Δ V,
die den viel größeren Leiterspannungen Vi und Vi
überlagert sind, feststellen zu können.
Das 50- oder 60-Hz-Signal der Speisespannung kann man durch Filtern ausschalten, und die kleine Spannungsänderung
Δ V, hervorgerufen durch den über die Ableitwiderstände fließenden Meßstrom kann festgestellt
werden. Während so durch die Wahl einer abweichenden, vorzugsweise höheren Frequenz des
Meßstromes die Ermittlung der kleinen Spannungsänderung Δ Verleichtert wird, sind andererseits Kompensationsmaßnahmen
notwendig, um die durch die höhere Meßfrequenz bedingte Änderung des Phasenwinkels
beim kapazitiven Anteil zu eliminieren. Dazu muß ζ. Β der kapazitive Anteil des Meßstromes getrennt erzeugt
und eingeführt werden, wobei daß Verhältnis vor Meßfrequenz /^ zur Frequenz /o der Speisespannung
maßgebend ist. Der kapazitive Anteil des Meßstrome! wird also im Verhältnis /m//o dem getrennt erzeugter
ohmschen Anteil des Meßstromes zugesetzt, um so der Gesamtmeßstrom zu erhalten, der dann jeden dei
beiden Leiter durchfließt.
Der maximale Fehlerstrom wird auf einem Meßinstrument angezeigt, welches so geeicht ist, daß dei
Proportionalitätsfaktor K berücksichtigt wird. Zuderr wird die kapazitive Komponente des Meßstromes irr
Verhältnis 1 :1 zu der ohmschen Komponente addiert um so eine richtige Anzeige des Höchstwertes de;
Fehlerstromes auf dem Instrument zu gewährleisten.
Die vorstehende Analyse zeigt also:
Die vorstehende Analyse zeigt also:
Durch Messung eines Stromes, der zur Erzeugung einei
kleinen Änderung des Maximalwertes der Spannung jedes Leiters gegen Erde führt, sowie durch Einführung
eines Proportionalitätsfaktors zwischen diesem Maxi malwert der Spannung und der kleinen Änderungsspan
nung kann man durch Berücksichtigung des genannter Proportionalitätsfaktors beim obigen Strom eine exakte
Aussage über den maximalen Fehlerstrom machen, dei dann auftritt, wenn der Leiter mit der höchster
Spannung gegen Erde über einen niedrigen Widerstanc mit Erde verbunden wird. Der Fehler- oder Gefahren
strom kann für jeden Punkt in einem Netzwerk vor linearen Widerständen dadurch bestimmt werden, dai.
man die jeweilige Spannung an diesem Punkt be angeschalteter Speisespannung mißt und den gemesse
bo nen Wert durch den Widerstandswert gegen Erde teilt
den man dadurch ermittelt, daß man an diesem Punk eine besondere Meßstromquelle einschaltet, wobei aiii
Speisequellen im Netzwerk kurzgeschlossen sind. Dies« Anwendung des Satzes von der Ersatzstromquelli
(>r> (Thevinen-Theorem) wird bei der Ausführung gemät
der Erfindung ohne die störende Beeinflussung dei Betriebsfrequenz erreicht, ebenso wird auch cir
merkliches Anwachsen des Fehlerstromcs vermieden.
Dies geschieht durch Feststellung derjenigen Spannung, die im Ableitwiderstand durch einen Strom
verursacht wird, dessen Frequenz bekannt ist und von der des Betriebsstromes abweicht. Die grundsätzliche
Funktionsweise des Systems ist in dem Blockschaltbild in F i g, 1 dargestellt.
Hier ist ein nicht geerdetes, isoliertes Energieversorgungssystem gezeigt, das zwei Leiter L 1 und L 2 besitzt,
die an die Sekundärseite eines isolierten, abgeschirmten Leistungstransformators Ti angeschlossen sind. Es sei
bemerkt, daß die Anzeigeeinrichtung auch im Rahmen eines mehradrigen oder eines mehrphasigen Systems
eingesetzt werden kann. Mit den Leitern L\ und L 2 sind jeweils die Widerstände Zi und Z 2 verbunden.
Diese Widerstände stellen die Parallelschaltung kapazitiver und ohmscher Widerstände gegen Erde in einem
praktisch existierenden System dar. Von den Leitern L i und L 2 führen Verbindungen zu der Anzeigeeinrichtung,
d. h. zu der Einheit 1, welche einen Maximalspannungsdetektor sowie Gleichrichter enthält. Das Ausgangssignal
der Einheit bzw. des Detektors t ist ein Gleichspannungssignal Vref, das eine Aussage über den
Wert der Maximalspannung der Leiter Li oder L2 gegen Erde beinhaltet. Dieses Gleichspannungssignal
Vref wird als Steuerspannung für den Betrieb der übrigen Teile der Anzeigeeinrichtung benutzt; es wird
parallel sowohl dem den kapazitiven Anteil als auch dom den ohmschen Anteil des Stromes auswertenden
Meßteil 3 bzw. 5 als Eingangssignal zugeführt. In dem den kapazitiven Anteil auswertenden Meßteil 3 wird die
Steuerspannung Vref dem Vergleicher 7 zugeführt. Zunächst ist die Spannung Vref das einzige Signal, das
der Differenzvergleichsschaltung 7 zufließt, da noch kein Rückkopplungssignal ansteht. Also gibt die
Schaltung 7 ein Signal gleich der Spannung Vref als Ausgangssignal ab, das einem Integrationsglied 9
zugeführt wird. Bei dem Integrationsglied 9 handelt es sich um einen aufsummierenden Verstärker mit einer
stark verzögerten Verstärkung und mit einem Bereich des Ausgangssignals, der so groß ist, daß im Rahmen der
Rückkopplung bei der Messung die Summe der Eingangssignale nahezu Null wird. Das Integrationsglied 9 erzeugt ein kontinuierliches Anwachsen seines
Ausgangssignals solange an seinem Eingang ein Signal ansteht. Das Ausgangssignal ist also ein Gleichspannungssignal,
in welchem die Größe des Eingangssignals entsprechend der Dauer aufsummiert erscheint. Das
Ausgangssignal des Integrationsgliedes 9 wird dem Eingang eines Vervielfachers 11 zugeführt, der sowohl
als linearer Modulator-Demodulator als auch als nichtlinearer Zerhacker, Stromwender oder irgendeine
andere Torschaltung ausgebildet sein kann. Ebenfalls wird dem Vervielfacher 11 ein 125-Hz-Signal mit einer
90°-Voreilung von einem Zweiphasen-Takt-Generator 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des Vervielfachers 11
ist ein Wechselstromsignal /c, welches den kapazitiven Anteil des Meßstromes /κ darstellt.
Die Schaltkreiselemente des ohmschen Meßteils 5 sind mit dem des kapazitiven Meßteils 3 identisch. Die
Gleichspannung Vref vom Detektor 1 wird dem ohmschen Meßteil 5 als Eingangssignal zugeführt,
genauer gesagt, der Vergleichsschaltung 6. Zunächst sei die Gleichspannung Vref das einzige zugeführte Signal,
so daß auch hier dieses Signal am Ausgang wieder erscheint. Das erwähnte Ausgangssignal wird einem
Integrationsglied 8 zugeführt, an dessen Ausgang für die Dauer des Eingangssignals ein Signal erscheint. An den
Ausgang des Integrationsgliedes 8 ist der Eingang des nachfolgenden Vervielfachers 10 angeschlossen. Dem
Vervielfacher 10 wird als Taktsignal das Ausgangssignal des Taktgenerators 2, dessen Frequenz wie erwähnt
152 Hz beträgt, zugeleitet, und zwar dasjenige des 0°-Ausganges. Die den beiden Meßteilen 3 und 5 vom
Taktgenerator 2 zugeführten Taktsignale haben also eine gegenseitige Phasenlage von 90°. Das Ausgangssignal
des Vervielfachers 10 ist ein Wechselstromsignal, welches den ohmschen Anteil Ir des Meßstromes Im
verkörpert.
Die beiden kapazitiven bzw. ohmschen Komponenten des Meßstromes, die den beiden Meßteilen 3 und 5
entnommen werden, gelangen zu einer Summierschaltung 13. Die kapazitive Komponente wird um den
Betrag der Verhältnisse der Frequenz (m zu fo, d.h.
Meßfrequenz zu Betriebsfrequenz, verstärkt. Damit wird berücksichtigt, daß der kapazitive Ableitwiderstand
von einem Meßstrom mit 125Hz durchflossen wird, während der eigentliche Betriebsstrom 60 Hz
beträgt. Bei dem Ausgangssignal der Summierschaltung 13 sind also die frequenzabhängigen Faktoren hinsichtlich
des kapazitiven Anteils des Meßstromes entsprechend berücksichtigt. Das Ausgangssignal der Summierschaltung
wird dann über einen Verstärker 15 mit einem Verstärkungsfaktor A geleitet. Das Ausgangssignal des
Verstärkers 15 wird dann zu einem großen Widerstand 18 geleitet, und der erzeugte Meßstrom Im ist gleich dem
Verstärkungsfaktor A mal der Summe aus ohmscher plus kapazitiver Komponente. In Vektorschreibweise:
(12)
wobei j die 90°-Phasenvoreilung bedeutet. Der Meßstrom Im, bei welchem der Einfluß der höheren
Frequenz bereits berücksichtigt ist, erzeugt einen Spannungsabfall Vz, der in Größe und Phase demjenigen
des niederfrequenteren Betriebsstroms entspricht. Das bedeutet, daß die folgende direkte Summierung der
to Ausgangssignale des kapazitiven und des ohmschen Meßteils eine Anzeige liefert, welche dem maximalen
Fehlerstrom bei Betriebsfrequenz gleich ist. Der Meßstrom kann an jedem Punkt des Systems eingespeist
werden. Der Meßstrom Im fließt parallel durch
alle Ableitwiderstände des Systems gegen Erde. Dem Verstärker 19 werden über den hohen Widerstand 20
das 60-Hz-Signal der Speisequelle plus das Signal zugeführt, welches die Spannung Vz repräsentiert und
das durch Fließen des kompensierten Stromes Im durch die parallelen Ableitwiderstände des Versorgungssystems
gegen Erde erzeugt wird.
Der Verstärker 19 hat einen Verstärkungsfaktor B, und sein Ausgangssignal wird dem Eingang des Filters
21 zugeführt. Das Filter 21 filtert das 60-Hz-Eingangssignal heraus und läßt das 152-Hz-Signal mit einer
Phasendrehung von 45° passieren. Also steht am Filterausgang 21 ein Signal der Größe B- Vz
<45°. Dieses Signal wird sowohl dem kapazitiven Kanal oder Meßteil 3 als auch dem ohmschen Kanal oder Meßteil 5
zugeleitet. Im kapazitiven Meßteil gelangt das Signal insbesondere zu einem Vervielfacher 17, der als
Demodulator arbeitet und dem als Taktsignal das Ausgangssignal des Zweiphasen-Takt-Generator 2 mit
152 Hz und einer Phasenvoreilung von 90° zugeführt wird. Das Gleichspannungsausgangssignal des Demodulators
17 wird der Vergleichsschaltung 7 als Rückkopplungssignal zugeleitet. Das zweite Eingangssignal für die
Vergleichsschaltung 7 ist, wie bereits vorstehend
erläutert, die Gleichspannung Vref. Die Differenz zwischen den genannten Eingangssignalen ergibt nun
ein kapazitives Fehlersignal. Dieses Fehlersignal ist das Eingangssignal des Integrationsgliedes 9. Solange nun
das Integrationsglied 9 ein von Null verschiedenes Eingangssignal hat, verändert sich die kapazitive
Komponente des Meßstromes in ihrer Größe und neigt dazu, den Fehler auf Null zu verringern.
Das Ausgangssignal des Filters 21 gelangt über eine entsprechende Verbindung auch zu dem ohmschen
Kanal oder Meßteil 5, insbesondere zu dem als Demodulator arbeitenden Vervielfacher 16. Das Demodulationssignal
wird von dem Zweiphasen-Takt-Generator 2 erzeugt; es ist ein 152-Hz-Signal mit einem
Phasenwinkel von 0°. Das Gleichspannungsausgangssignal des Demodulators 16 wird der Vergleichsschaltung
6 zugeführt, der außerdem die bereits erwähnte Gleichspannung Vref als zweites Eingangssignal dient.
Die Differenz der beiden Eingangsspannungen ist ein ohmsches Fehlersignal, welches als Eingangssignal zu
dem Integrationsglied 8 gelangt. Solange am Integrationsglied ein von Null verschiedenes Eingangssignal
ansteht, ändert sich die ohmsche Komponente des Meßstromes mit einem ähnlichen Ausgleichseffekt, wie
er bereits im Zusammenhang mit der kapazitiven Komponente beschrieben wurde. Der kompensierte
Meßstrom, der den Ableitwiderständen parallel zugeführt wird, ändert sich in Größe und Phase bis ein
Spannungsabfall Vzmit der richtigen Phase entsteht, der proportional gleich der Vergleichs-Gleichspannung ist.
Wenn die Spannung Vz, die, wie gesagt, durch das Fließen des Meßstromes Im in den parallelen Ableitwiderständen
erzeugt wird, proportional gleich der Gleichspannung Vref ist, dann ergibt die direkte
Summierung der ohmschen und der kapazitiven Anteile Ir und Ic den Höchstwert des Fehlerstromes. Die
Ausgangssignale des kapazitiven und des ohmschen Meßteils werden in der Summierschaltung 12 zusammengefaßt.
Das Ausgangssignal der Summierschaltung 12 ist ein Strom in der Form Ir+j Io Dieses
Ausgangssignal wird zu einem Verstärker 14 mit dem Verstärkungsfaktor C geleitet. Der Ausgang des
Verstärkers 14 ist mit einem Meßkreis 4 verbunden, der Gleichrichter sowie ein nicht gezeigtes Fehlerstrommeßgerät
enthält. Der Meßkreis ist so geeicht bzw. eingestellt, daß der unkompensierte Meßstrom mit einer
festen Konstanten multipliziert wird, wodurch der Spannungsabfall Vz gleich der maximalen Speisespannung
gegen Erde wird. Auf diese Weise zeigt das Meßinstrument den Höchstbetrag des Gesamtfehlerstrcmes
an.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Verbindungen zwischen den Leitern L\ und L 2 und dem Detektorkreis
1 auch in anderer Weise ausgebildet sein können, wie dies z. B. in F i g. 2 dargestellt ist. Außerdem ist
leicht einzusehen, daß in dem Fall, daß das System mehr als zwei zu überwachende Leitungen aufweist, ähnliche
Anordnungen mit entsprechend proportional ausgebildeten Sekundärwicklungen eingesetzt werden können.
Zum Beispiel wird man für ein dreiphasiges Überwachungssystem einen kleinen zusätzlichen Einphasentrafo
vorsehen, der einen 1/3-Sekundärabgriff in Scott-Schaltung besitzt; von diesem sind dann die erforderlichen
Sekundärspannungen abnehmbar. Es sei auch noch darauf hingewiesen, daß bei der Wahl der Frequenz des
Meßstromes Werte gewählt werden können, die kleiner, gleich oder höher als der Wert der Betriebsspannung
liegen.
Fig. 2 zeigt ein ausführliches Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform für eine Isolationsüberwachungseinrichtung
gemäß der Erfindung. In diesem Schaltbild sind allerdings solche Widerstände, Konden-
> satoren und Vorspannungsnetztsiic nirht dargestellt,
deren Verwendung und Anordnung jedem Fachmann geläufig sind. Eingangsseitig wird die Energie einem
Trenntrafo 7"1, der eine Primär- und eine Sekundärwicklung besitzt, zugeleitet. Die nicht geerdeten Leiter
in L 1 und L 2 führen zu nicht gezeigten Verbrauchern. Die
kapazitiven und ohmschen Ableitwiderstände nach Erde sind zusammengefaßt dargestellt, und zwar durch
ZX zwischen dem Leiter L 1 und Erde sowie durch Z2
zwischen dem Leiter L 2 und Erde. Die Widerstände Z!
π und Z2 verkörpern jede Kombination von ohmschen
und/oder kapazitiven parallelen Ableitwiderständen der in Frage kommenden Leiter des Energieversorgungssystems.
Die Isolationsüberwachungseinrichtung zeigt den Höchstwert des Fehlerstromes an, und zwar bei
2» symmetrischen, unsymmetrischen, ohmschen, kapazitiven
oder zusammengesetzten Ableitwiderständen. Ein Transformator mit Mittelabgriff T2 für die Isolationsüberwachungseinrichtung
ist zwischen die Leiter L 1 und L 2 geschaltet. Dieser interne Trafo Γ2 ist sehr
2) klein und hat nur vernachlässigbare ohmsche und kapazitive Ableitwiderstände gegen Erde. Der Trafo 7'2
besitzt zwei Sekundärwicklungen Sl und 52. Die eine Sekundärwicklung 51 ist mit einer Speisegleichrichterschaltung
60 verbunden, in der die notwendigen
so Speisegleichspannungen für die Verstärker und Torschaltungen des Systems erzeugt werden. Bei dieser
Gleichspannungsspeiseschaltung handelt es sich um eine gebräuchliche Schaltung, eine genaue Darstellung
und Beschreibung erübrigt sich daher.
r> Der isolierte, nicht geerdete Leiter L 1 führt eine
Spannung Vl, und der isolierte Leiter L 2 führt eine Spannung V2 gegen Erde. Wie bereits früher
beschrieben wurde, wird der Höchstwert des Fehlerstromes in demjenigen Leiter gemessen, der die höchste
Spannung gegen Erde führt, daher muß die größere der beiden Spannungen Vl und V2 ermittelt werden. Eine
Vergleichsgleichspannung Vref, die proportional zur größten Spannung gegen Erde in den Leitern L 1 und
L 2 ist, wird dann als Steuerspannung zur Erzeugung des Meßstromes benutzt. Um nun die Steuerspannung Vref
zu gewinnen, ist in dem Zweidraht-System gemäß Fig.2 eine Sekundärwicklung 52 mit Mittelanzapfung
auf dem Trafo T2 vorgesehen. Jede Hälfte der Wicklung 52 hat ein Windungsverhältnis von 1 :12 zur
Primärwicklung. Die Mittelanzapfung auf der Primärseite des Trafos T2 ist mit dem hochohmigen
Widerstand 61 und über diesen mit dem Eingang des Operationsverstärkers 62 verbindbar.
Es sei erwähnt, daß die Anzapfungen auf der Primär- und Sekundärseite des Trafos Γ2 vorzugsweise
Mittelanzapfungen sind, da hierdurch die Spannungsbereiche klein bleiben; natürlich könnte man im Prinzip
auch andere Abgriffe wählen.
Außerdem sei noch erwähnt, daß anstelle des getrennten Trafos T2 auf dem Haupttrafo 7Ί eine weitere Sekundärwicklung mit Mittelabgriff möglich wäre. Der Operationsverstärker 62 hat einen Spannungsverstärkungsfaktor von einem Zwölftel ('/12), und sein Ausgang ist mit dem Mittelabgriff der Sekundär-
Außerdem sei noch erwähnt, daß anstelle des getrennten Trafos T2 auf dem Haupttrafo 7Ί eine weitere Sekundärwicklung mit Mittelabgriff möglich wäre. Der Operationsverstärker 62 hat einen Spannungsverstärkungsfaktor von einem Zwölftel ('/12), und sein Ausgang ist mit dem Mittelabgriff der Sekundär-
b5 wicklung 52 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers
62 ist mit den entgegengesetzten Polaritäten der Spannungen der Sekundärwicklung 52 verbunden. Die
größere der resultierenden Spannungen wird jeweils
mittels der Dioden 63 bzw. 64 gleichgerichtet, d. h., es entsteht eine Vergleichsgleichspznnung, die proportional
gleich der maximalen Spannung gegen Erde in einem der beiden Leiter ■'. 1 und L 2 ist.
Man sieht, daß dieses Ausführungsbeispiel nach
F i g. 2 keine getrennten Leitungen von den Leitern L 1 und L 2 zum Detektor und zu der Gleichrichterschaltung
erfordert, wie z. B. F i g. 1 zeigt. Dieses bevorzugte Ausführungsbeispiel erfordert weniger Verbindungsleitungen
von der Isolationsüberwachungseinrichtung zum Energieversorgungssystem, die Folge ist demnach auch
ein geringerer Fehlerstrom, der durch die Überwachung selbst verursacht wird. Zudem sind bei dieser Schaltung
auch solche Gleichrichter verwendbar, deren Spezifikation geringere Anforderungen hinsichtlich Spannungsfestigkeit und Fehlerstrom vorsieht.
Wie schon vorstehend erläutert wurde, bestimmt das vektorielle Verhältnis der beiden Ableitwiderstände
gegen Erde Zl und ZI die entsprechenden Spannungen
Vl und V 2 der Leiter gegen Erde. Diese Spannungen ergeben als Vektorsumme einen Gesamtbetrag,
der gleich der Speisespannung Vs ist. Diese beträgt üblicherweise 120VoIt bei 60 Hz und liegt an
der Primärwicklung des Trafos T2 der isolationsüberwachungseinrichtung.
Für den Trafo wurde ein Untersetzungsverhältnis von l/r, hier r=12, gewählt. Der
Verstärker 62 mit einer Spannungsverstärkung von >/i2
ist ausgangsseitig an die gegenpoligen Spannungen der Sekundärwicklung S2 angeschlossen, die jede 5 Volt
betragen, d. h. ein Zwölftel der 60 Volt, die zwischen dem Mittelabgriff und der Leitung auf Primärseite des
Trafos 7"2 liegen. Die Spannungen VY und V2'
zwischen dem Mittelabgriff und jeweils einer Leitung auf der Sekundärseite S 2 sind gleich den Leerlaufspannungen
VI und V2 der Versorgungsleitungen gegen Erde unter Berücksichtigung der Untersetzung von
1:12. Die gesonderte Gleichrichtung der größeren der Spannungen Vl' oder K2' führt zu der Vergleichsgleichspannung Vref. Die Vergleichsgleichspannung
repräsentiert unter Berücksichtigung des Untersetzungsfaktors von 1 :12 die maximale Spannung gegen
Erde in jedem Leiter Li oder L 2. Der Wert der Vergleichsgleichspannung Vref ändert sich im Verhältnis
zu vorhandenen Ableitwiderständen gegen Erde von einem Maximalwert in Höhe der halben Speisespannung
mal l/r. d.h. 60 Volt geteilt durch 12 bei angepaßten Ableitwiderständen, bis zum Zweifachen
dieses Wertes, also 10 Volt, bei Ableitung in nur einer Leitung und bei verschiedenen Zwischenwerten; bei
sowohl ungleichen Ableitwerten als auch bei gleichen, aber ungleichnamigen Ableitwerten. Es sei erwähnt, daß
der Spannungsvergleich nur das Verhältnis der Ableitwiderstände wiedergibt, das umgekehrte Verhältnis
ihrer Leitwerte, in den folgenden Beispielen werden fiktive Werte des Ableitwiderstandes angenommen und
der resultierende Spannungsvergleich entwickelt. Im tatsächlichen Betrieb der Isolationsüberwachungseinrichtung
sind die einzelnen Ableitwiderstände der Leitungen unbekannt und die Isolationsüberwachungseinrichtung
LIM muß ansprechen, wobei nur die Leerlaufspannung von 60 Hz gemessen und der
zusammengesetzte Ableitwiderstand mit einem 125-Hz-Signal
ermittelt wird.
Die Arbeitsweise des obigen Schaltkreises mit einem typischen Wert von 2 mA für einen durch Ableitung
verursachten Gefahrenstrom wird anhand der nachfolgenden Beispiele erläutert:
Wenn, wie Fig. 5(a) zeigt, nur ein unsymmetrischer
Ableitwiderstand Z2 in Form eines ohmschen Widerstandes mit der Leitung L 2 und Erde verbunden ist, der
einen Wert von 60 kC besitzt, dann ist der Gesamtwiderstand
60 kQ.. Also ist die Spannung V1 des Leiters
L 1 gegen Erde gleich 120 VoIi, während die Spannung V2 des Leiters L 2 gegen Erde 0 Volt beträgt, da dieser
Leiter geerdet ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 62 reflektiert die 60-Volt-Spannung des Mittelabgriffes
auf der Primärseite des Trafos T2 und erzeugt also bei dem angenommenen Verstärkungsfaktor von 1 : 12 ein
Ausgangssignal von 5 Volt. Dieses Ausgangssignal des Verstärkers 62 in Form einer Spannung von 5 Volt wird
dem Mittelabgriff der Sekundärwicklung S2 zugeführt, so daß sich die Spannung VY um 5 Volt erhöht und die
Spannung V2' um 5 Volt verringert wird. Die gleichgerichtete Vergleichsgleichspannung Vref über
die Diode 63 allein beträgt dann entsprechend dem Maximalwert 10 Volt. Der Höchstwert des Fehlerstromes,
der von der Isolationsüberwachungseinrichtung festgestellt wird, ergibt bei 10 Volt, geteilt durch 60 kD
und multipliziert mit dem Faktor r=12 den Wert von 2 mA für den einzigen 60-kQ-Widerstand bei 120 Volt
Speisespannung.
In dem in F i g. 5(b) gezeigten Beispiel sind zwei symmetrische, ohmsche Ableitwiderstände von
Z1 = 60 kQ und 2 2 = 60 kQ vorhanden, die in Parallelschaltung
einen Gesamtwiderstand von Zb = 3OkQ
ergeben. Die Spannung Vl zwischen dem Leiter LX und Erde ist gleich 60 Volt. Die Spannung an dem
Mittelabgriff auf der Primärseite des Trafos 7'2 ist entsprechend der herrschenden Symmetrie null Volt,
also ist auch das Ausgangssignal des Verstärkers 62 null Volt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 62, das, wie
erwähnt, dem Mittelabgriff der Sekundärseite des Trafos T2 zugeführt wird, ist wegen seines Wertes von
0 Volt ohne jeglichen Einfluß auf die gegenpoligen Spannungen Vl' und V2'. Die über die Dioden 63 und
64 durch Gleichrichtung erzeugte Vergleichsgleichspan-. nung Vref ist gleich dem halben Maximalwert, d.h. 5
Volt. Man käme zu dem gleichen Ergebnis, wenn statt der ohmschen nunmehr symmetrische, kapazitive
Ableitwiderstände an die beiden Leiter L 1 und L 2 angeschlossen wären. In beiden symmetrischen Fällen
mißt die Isolationsüberwachungseinrichtung einen maximalen Fehlerstrom, der gleich 5 Volt, geteilt durch
30 kΩ des Widerstandes Zo mal r= 12 ist, d. h., für jeden
Leiter wird ein Fehlerstrom von 2 mA gemessen.
Wenn nun gemäß Fig.5(c) zwei unsymmetrische,
kapazitive Ableitwiderstände von z. B. Zl = —j 120 kQ
und Z2= —760 kQ vorhanden sind, dann ergibt sich ein
Zo = 4OkQ bei einem Phasenwinkel von -90°. Die
Spannung Vl des Leiters L\ gegen Erde beträgt 80 Volt und die Spannung V2 des Leiters L 2 gegen Erde
beträgt 40 Volt, dabei beträgt die Spannungsverschiebung an dem Mittelabgriff der Primärwicklung des
Trafos Γ2 20 Volt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 62 mit dem Verstärkungsfaktor 1:12 hat einen
Spannungswert von 1,67 Volt; diese Spannung wird den entgegengesetzt gepolten Spannungen an der Sekundärwicklung
S2 des Trafos T2 überlagert, wodurch die Spannung Vl' = 6,67 Volt und die Spannung V2' = 3,33
Volt betragen. Als Vergleichsgleichspannung Vref erscheint lediglich diejenige mit dem Wert von 6,67
Volt, die über den Gleichrichter 63 ansteht. Der Höchstwert des Fehlerstroms, der über die Isolationsüberwachungseinrichtung
angezeigt wird, errechnet sich aus dem Wert der Spannung von 6,67 Volt geteilt durch den Wert von 40 kQ mal r, dies ergibt einen Wert
von 2 mA für den Fehlerstrom des Leiters L 1 zufolge des Widerstandes Z 2.
Im Falle von unsymmetrischen, ungleichnamigen Ableitwiderständen, der in Fig. 5(d) angedeutet ist,
betrage der Wert des Ableitwiderstandes Zl = -./ ■-,
6OkQ, derjenige des Ableitviderstandes Ζ2 = 64 1<Ω,
daraus ergibt sich ein Gesamtwert für Zb = 44 kD mit
einem Phasenwinkel von -48°. Die Spannung Kl gegen Erde ist gleich 82 Volt und die Spannung V2
gegen Erde ist gleich 88 Volt. Die Spannungsverschie- u> bung am Mittelabgriff der Primärwicklung des Trafos
TI beträgt 60 Volt mit einer gleichzeitigen Phasenabweichung
von —93°. Das Ausgangssignal des Verstärkers 62 hat in diesem Fall einen Spannungswert von 5
Volt, mit einer Phase von —93°. Wenn diese Spannung r> wiederum an die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung
52 des Trafos T2 angeschaltet wird, dann stehen zwei Spannungsvektoren VY und V2' an dieser
Wicklung, die beide größer sind als im Falle einfacher, gleichphasiger Symmetrie von gleichartigen Ableiterwiderständen.
Die gleichgerichtete Spannung Kref hat den Wert von 7,3 Volt. Daraus errechnet sich der
angezeigte Wert des Fehlerstromes zu 7,3 Volt geteilt durch 44 kQ mal r, d. h., ein Fehlerstrom von 2 mA fließt
in Leiter L 2 zufolge des Widerstandes Zl.
Wenn unsymmetrische, gemischte Ableitwiderstände an den Leitern L 1 und L 2 angeschlossen sind, wie z. B.
in F i g. 5(e) gezeigt ist, und die Einzelwerte betragen an dem Leiter L 1 Kl =69,3 kn XX = -7 120 kO sowie an
dem Leiter L 2 R 2 = 24OkQ und X 2c=-j 138,6 kQ,
dann ergibt die Rechnung der relevanten Werte:
Die Einzelleitwerle sind
= ~ + -- = 16,7· 1(T" < 60-S
R1 X1
R1 X1
Y2 = ~ + 4- = 8·33 · Ό-"
< 30 S ;
K 2 X2
daraus der Gesamtwert
Y1, = y, + Y2 = 24,2· ΙΟ""
< 40 S
und für den Gesamtwiderstand
und für den Gesamtwiderstand
Zn = ~- = 41,3
< -40 kil,
1»
1»
Z1 = -) = 6OK
< --60 U,
r)0
55
y,
= 120K < -30 12.
Die Scricnschaltung dieser Widerslände ergibt
Z1 + /, = 175 K <
-40 <2.
und dies wiederum fuhrt /11 einem Reihcnfchlslrom br>
und dies wiederum fuhrt /11 einem Reihcnfchlslrom br>
/.s- .. v .. 0.6X7
< 40 . niA .
/C1 -t A1
Die Spannungen der beiden Leiter L 1 und L 2 gegen
Erde betragen:
V1 = Z1 /.s = 41,3
< -20 ,
V2 = Z2 Is = «2,6 < K) .
V2 = Z2 Is = «2,6 < K) .
Daraus ersieht man, daß die Spannung V2 den Höchstwert hat und die vektorielle Addition von
Kl+K2= Ks= 120 Volt ergibt. Die Spannungsverschiebung am Mittelabgriff der Primärwicklung des
Trafos T2 hat einen Wert von
|/v = 60 V - 1-, = 25,5 V
< -124 .
Das Ausgangssignal des Verstärkers 62 ist ein phasenverschobener Spannungsvektor, demzufolge beide
Spannungen Kl'und V2' größere Werte annehmen,
als dies bei einem einfachen gleichphasigen und symmetrischen Ableitwiderstand der Fall wäre, es
ergibt sich ein Zwischenwert der Spannung Kref von 6,9 Volt. Der angezeigte Fehlerstrom ist nunmehr gleich
6,9 Volt geteilt durch 41,3 kΩ mal r, dabei fließt der
Fehlerstrom von 2 mA auf der Leitung L 2 infolge des niedrigeren Ableitwiderstandes an der Leitung L 1.
Die vorstehenden Rechnungen zeigen, daß die Spannung Kref eine proportionale Beziehung zum
Höchstwert einer Spannung eines der beiden Leiter L1
und L 2 gegen Erde ist, die an einem einfachen Abgriff der Versorgungsleitungen abnehmbar ist, und zwar
trotz der Komplizität des Ableitwiderstandes.
Die Vergleichsgleichspannung Vref wird als Steuerspannung
im übrigen Teil der Isolationsüberwachungseinrichtung genützt, und zwar zur Erzeugung eines
Meßstromes Im- Die Spannung Kref wird Integrationskreisen 68 und 69 in dem kapazitiven Meßteil und dem
ohmschen Meßteil zugeführt.
In Fig. 3 ist eine detaillierte Darstellung der Integrationskreise 68 und 69 gezeigt, von denen jeder
die vier im Zusammenhang mit den Meßteilen 3 und 5 erläuterten Funktion durchführt. Diese seien noch
einmal kurz genannt: Das Umschalten der Vergleichsgleichspannung zur Erzeugung von zwei um 90°
phasenverschobenen Signalen, Unterscheidung von zwei getrennten, phasenbehafteten Rückkopplungsanteilen,
synchrones Filtern, um die Schwingungen der Speisespannungen aus den Rückkopplungssignalen zu
entfernen und schließlich die Regelung des Ausgangssignals jedes Meßteils auf einen solchen Wert, durch den
sich eine genaue Symmetrie zwischen der Wechselstromkomponente des Rückkopplungssignals und der
Amplitude der Vergleichsgleichspannung Kref ergibt. Diese Vergleichsgleichspannung Kref gelangt über
einen Widerstand 41 in einen Kondensator 31 im Rückkopplungsweg des Operationsverstärkers 33. In
dem gezeigten Beispiel hat die Vergleichsspannung einen negativen Wert, obwohl auch eine positive
Polarität möglich wäre, dann würde sich bei offenem Schaltelement 35 der Kondensator negativ aufladen. Im
gleichen Augenblick, in dem der Kondensator 31 geladen wird, geschieht dies ebenso bei dem entgegengesetzt
eingeschalteten Kondensator 37, der ebenfalls im Rückkopplungsweg als Operationsverstärker 33
angeordnet ist. Dieser Kondensator lädt sich auf die entgegengesetzt gleiche Spannung auf, und zwar
zufolge der Gleichspannungsrückkopplungswirkung des Verstärkers 33 über die Widerstände 43 und 45, die
ihrerseits den Verstärker zwingen, Gleichspannungsun-
Symmetrien des Ausgangssignals auf Null zu regeln. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 33 ist mit
dem gemeinsamen Erdpotential über einen Widerstand 47 verbunden. In dem ohmschen Meßteil verursacht die
Vergleichsspannung eine analoge Aufladung der Kondensatoren 30 und 36. Das Signal zur Auftastung der
gespeicherten Gleichspannung auf die Kondensatoren 30,36 und 31,37 wird von einem einstellbaren Oszillator
6 mit einer Frequenz von 608 Hz erzeugt, welches den Flip-Flop-Schaltungen 66 und 67 (Fig.2) zugeführt
wird. Die beiden Flip-Flop-Schaltungen 66 und 67 haben überkreuzverbundene »D«-Steuereingänge und liefern
durch blockweises Rückwärtszählen aus dem 608-Hz-Taktsignal des Oszillators 65 vier Rechtecksignale von
jeweils 152 Hz, wie in F i g. 4 dargestellt. Der Wert von
152 Hz wurde deshalb gewählt, da er zur wirksamen Demodulation genügend weit von der Betriebsfrequenz
abliegt und außerdem etwas höher liegt, als das mittlere Verhältnis von 5 :2 zur Betriebsfrequenz von 60 Hz;
dadurch werden Fehler, die durch die Synchrondemodulation von unerwünschten und durch Streukopplung
verursachte 60-Hz-Signale auftreten können, vermieden. So werden aber diese Störsignale, die eine
Zitterfrequenz erzeugen, in der nachfolgenden Meßschaltung ausgefiltert. Es sei festgestellt, daß man auch
andere Meßfrequenzen zusammen mit solchen Filtern, die eine notwendige Phasenvoreilung von 45° verursachen,
verwenden kann; dies geschieht automatisch, wenn man die vorbestimmte Meßfrequenz mit den hier
gezeigten Filtern anwendet; in den nachfolgenden Ausführungen wird darauf noch eingegangen.
Die Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltungen 66 und 67 weisen_eine quadratische Beziehung auf, so daß
die Qi- und <?p(die entsprechende Inversion-)Signale
den Qi und Q^ exakt 90° voreilen und diese überlappen
(siehe dazu F i g. 4). Die beiden Signalpaare sind dazu bestimmt, die Schaltelemente 35,39 und 34,38 synchron
leitend zu steuern. Dieser synchrone Umschaltvorgang in den Rückkopplungswegen der Operationsverstärker
33 und 32 eleminiert im wesentlichen Störeinkopplungen, die bei normalen Vervielfachern auftreten, die aber
auch dann vorhanden sein können, wenn die Umschaltung an den Eingängen von Signalverstärkern mit
hochwertigen FET-Schalt-Transistoren erfolgt. Die umgekehrte Verbindung oder Operationsverstärker 33
und 32 mit den Kondensatoren 31,37 und 30,36 hat zur
Folge, daß die Verstärker solche Wechselspannungs-Rechtecksignale an den Ausgängen führen, deren
Amplituden die gleichen Werte wie der aufgespeicherten Gleichspannung haben. Aber zu diesem Zeitpunkt
liegt kein Rückkopplungssignal über die Koppelkondensatoren 49 und 48 an, nur die Vergleichsgleichspannung
Vref ist zur Aufladung der Rückkopplungskondensatoren angeschaltet, daher hat das Ausgangssignal
der Operationsverstärker 33 und 32 die Form einer Rechteck-Wechselspannung, deren Amplitude gleich
der gespeicherten Gleichspannung ist.
Die Operationsverstärker 33 und 32 gemäß F i g. 3 arbeiten in identisch ausgebildeten Schaltkreisen als
Integratoren zur Erzeugung von Wechselspannungen, die durch das Taktsignal der Flip-Flop-Schaltungen 66
und 67 synchronisiert werden, und zur Bestimmung der kapazitiven und ohmschen Anteile des 152-Hz-Stromes,
mit dem die Leitwerte der Ableiterwiderstände zwischen Leiter und Erde gemessen werden. Die
relative Größe der Ausgangssignale der Operationsverstärker 33 und 32 werden kompensiert und dadurch wird
die direkte Wiedergabe der verschiedenen relativen Werte der ohmschen und kapazitiven Stromanteile bei
60 Hz möglich; die daraus gebildete vektorielle Summe stellt dann ein direktes Maß für den auftretenden
Fehlerstrom dar, der bei Betriebsfrequenz zufolge der höheren der Leiterspannungen gegen Erde fließt. Die
Ausgangswechselspannung des Operationsverstärkers 33 ist eine Rechteckspannung, die dadurch entsteht, daß
im Wechsel jeweils entgegengesetzt geladene Kondensatoren 31 und 37, die in Rückkopplungsnetzwerte
angeordnet sind, angeschaltet werden; in analoger Weise gilt dies auch für den Operationsverstärker 32, in
dessen Rückkopplungsnetzwerk die Kondensatoren 30 und 36 liegen. Der einzige Unterschied in bezug auf die
Ausgangssignale der beiden Operationsverstärker liegt in deren relativem zeitlichem Verlauf der Umschaltung
und in der Amplitudenhöhe. Der gegenseitige zeitliche Versatz infolge der wechselnden Leitendzustände der
jeweils zugehörigen Schaltelementpaare 35, 39 und 34, 38 bedingt die wechselnde Polarität des Ausgangssignals
des Verstärkers 33, und zwar voreilend derjenigen des Verstärkers 32 um einen Phasenwinkel von genau
90°, wobei beide Signale die gleiche Frequenz von 152Hz haben. Der so vorhandene gegenseitige
Zeitversatz ist notwendig, damit mit dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers 33 die voreilende Phase
des kapazitiven Fehlerstromes und mit demjenigen des Operationsverstärkers 33 der ohmsche Fehlerstrom
gesteuert werden kann; die entsprechende Größe des jeweiligen Ausgangssignals gibt dann Aufschluß über
den zugehörigen Anteil des Fehlerstromes. Die Rechteckausgangsspannungen der Integrationskreise
68 und 69 werden in der Additionsschaltung 70 zu einem zusammengesetzten 152-Hz-Ausgangssignal vereint.
Um aus den Amplituden der Ausgangswechselspannungen der Operationsverstärker, deren Frequenz je
152 Hz beträgt, eine direkte Aussage über die Größe der einzelnen Ableitwerte des Systems bei der
Betriebsfrequenz von 60 Hz ableiten zu können, wird das in der Phase voreilende Ausgangssignal des
Operationsverstärkers 33 in dem Integrator 68 in einem größeren Verhältnis weitergeleitet, verglichen mit
demjenigen des Operationsverstärkers 32 in dem Integrator 69; dadurch entsteht ein proportional
größerer, voreilender Phasenwinkel des 152-Hz-Meßstromes, und zwar wegen des kapazitiven Anteils des
Gesamtabteilwertes. Damit wird dann eine Spannungsrückkopplung erzeugt, die nach Größe und Phase dem
Fehlerstrom bei 60 Hz entspricht. Das oben angesprochene Größenverhältnis entspricht dem Quotienten aus
Meßfrequenz 4/ geteilt durch die Betriebsfrequenz /0.
Die Ausgangssignale des Operationsverstärkers 33 und des Operationsverstärkers 32 werden im genannten
Verhältnis zueinander addiert und dann dem Operationsverstärker 71 zugeführt. Der Operationsverstärker
71 ist mit einem frequenzselektiven Netzwerk 72 ausgerüstet, dadurch werden durch Filtern Oberwellen
der 152-Hz-Rechtecksignale der Operationsverstärker 32 und 33 unterdrückt. Außerdem werden in dem
Netzwerk 72 jegliche Oberwellen der 60-Hz-Betriebsfrequenz ausgefiltert. Das Netzwerk hat einen kleinen
Gütefaktor Q, um Demodulationsfehler im Rückkopplungsweg zu vermeiden, die durch eine temperaturabhängige
Drift des Phasenwinkels der Kondensatoren des Resonanzkreises verursacht werden. Zusätzlich
enthält das Netzwerk einen einstellbaren Widerstand 73, mit dem der Übertragungsphasenwinkel genau
abgeglichen werden kann.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 71
wird zur Primärwicklung eines Aufwärts-Transformators
T) geleitet, in dem es um den Wert 20 vergrößert an
der Sekundärwicklung ansteht und in der Größe vergleichbar mit dem Wert der Betriebsspannung ist.
Die Spannungsübersetzung des Ausgan<?ssignals des
Operationsverstiirkers 71 erlaubt die Einschaltung eines hochohmigen Widerstandes 74, über den der kleine,
einstellbare Meßstrom Im mit der Frequenz 152 Hz in
die Versorgungsleitungen des Systems eingespeist werden kann. Dieser Strom erreicht maximal 6 μΑ,
außerdem dient der Widerstand 74 zur Begrenzung des 60-Hz-Fehierstromes in das Netzwerk der Isolationsüberwachungseinrichtung
auf 4 μΑ oder weniger. Die 152-Hz-Spannung Vz, die durch den Stromfluß des
Meßstromes //wdurch die parallelliegenden Ableitwiderstände
nach Erde erzeugt wird, erscheint als Überlagerungsspannung zum Wert der Leerlaufspannung an dem
Mittelabgriff der Primärwicklung des Transformators T2. Diese Spannung wird dann mittels der Operationsverstärker
62 ermittelt und zu den folgenden Schaltkreisen weitergeleitet, wo sie als Rückkopplungsregelsignal
den Operationsverstärkern 33 und 32 der Integrationskreise 68 und 69 wirkt. Die Spannung, um welche der
Mittelabgriff des Leistungstransformators 72 gegen das Erdpotential schwankt, wird dem Operationsverstärker
62 über einen hochohmigen Widerstand 61 zugeführt, was nur einen vernachlässigbaren Strom
verursacht, verglichen mit demjenigen, der über die sonstige Ableitung des Versorgungssystems fließt. Die
60-Hz-Komponente dieser Spannung ist ein Maß der Unsymmetrie der einzelnen Ableitwerte; wie schon
vorher beschrieben wurde, kann der Wert dieser Spannung zwischen 0 Volt bei Symmetrie und der
halben Versorgungsspannung schwanken, außerdem ist auch der Phasenwinkel abhängig von der Vektorunsymmetrie
der gemischten Ableitwiderstände. Die beträchtlich kleinere Spannung Vz mit der höheren Frequenz,
welche den Spannungsabfall des 152-Hz-Meßstromes an den Ableitwiderständen wiederspiegelt, ist der
vorstehenden Spannung überlagert. Beide Spannungen erscheinen in der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
um den Faktor 1 zu 12 verkleinert wieder. Sowohl der Eingangswiderstand 61 als auch der
Rückkopplungswiderstand des Operationsverstärkers 62 zur Einstellung des erforderlichen Verstärkungsfaktors
(1/12) haben vorzugsweise einen sehr hohen Widerstandswert, so daß der Strom aus der Speisequelle
über den Operationsverstärker 62 auf wenige Mikroampere begrenzt wird. In einem Ausführungsbeispiel
wurde ein hier nicht dargestellter, zusätzlicher Wechselstromrückkopplungsweg vorgesehen, um damit die
Verstärker hinsichtlich einer Gleichspannungsdrift zu stabilisieren. Statt dessen kann man aber auch
hochwertige stabilisierte Verstärker zur Erfüllung der genannten Aufgaben benutzen. Das Ausgangssignal des
Operationsverstärkers 62 wird über das Parallel-T-Filter 76 geleitet, dessen Glieder so bemessen sind, daß die
60-Hz-Speisespannung, die den größten Teil der Leerlaufspannung bildet, die an dem Mittelabgriff der
Primärwicklung des Transformators Tl ansteht, eliminiert wird. Die Abtrennung der kleinen 152-Hz-Rückkopplungsspannung,
welche dem Spannungsabfall Vz des Meßstromes an den Ableitwiderständen des
Systems entspricht, wird durch vorstehende Maßnahme erleichtert. Die Ausgangsspannung des T-Filters 76 wird
dem Operationsverstärker 77, der eine Verstärkung um den Faktor 30 erzielt, zugeleitet. Die Abstimmung der
Verstärkung durch den Operationsverstärker 77 und auch die nachfolgende, gesamte Rückkopplungsverstärkung
zur Erzeugung des Meßstromes geschieht mit Hilfe des Widerstandes 78. Der Widerstand stellt daher
auch den Abgleichwiderstand für das Anzeigeinstruj ment der Isolationsüberwachungseinrichtung dar. Das
parallele T-Filter 76 zur Sperrung der 60-Hz-Komponentc verursacht außerdem eine Phasenvoreilung von
rund 60° bei der Weiterleitung des 152-Hz-Signals. Diese 60°-Phasenvoreilung der Spannung ^gegenüber
ίο dem Meßstrom über die Ableitwiderstände wird durch
die Wirkung des Rückkopplungskondensators 79 am Ausgang des Operationsverstärkers 77 auf den Wert
von 45° reduziert. Das ergibt den notwendigen Ausgleichseffekt bei der Demodulation der Rückkopp-
r, lungsregelanteile für die beiden Verstärker 33 und 32 über den gesamten Bereich der gemessenen Ableitung,
also- auch von rein kapazitiven zu rein ohmschen Anteilen. In ihrer Funktion zur getrennten Regelung der
kapazitiven und der ohmschen Anteile steuern die Operationsverstärker 33 und 32 die Größe und die
Phase des Meßstromes und ermöglichen es so, daß die Phase und Größe der Gesamtableitung des Systems
entsprechend angepaßt werden. In dieser Betriebsweise wird die Rückkopplung des festgestellten Spannungsabfalls
Vz proportional zur Größe der Vergleichsspannung Vref und ungeachtet der Art der Ableitung konstant in
Phase gehalten.
Daher liegt die erforderliche Phase des Rückkopplungssignals notwendigerweise mitten zwischen den
jo beiden um 90° verschobenen Phasen dei Ausgangssignale
der Operationsverstärker 33 und 32, so daß jeder Operationsverstärker 33 und 32 eine Cosinuskomponente
des Phasenwinkels demodulieren kann und sie den annähernd gleichen Vergleichsstrom entgegensetzen
kann. Der Abgleichwiderstand 73 im Filterkreis des Verstärkers 71 erlaubt eine exakte Feinabstimmung der
erforderlichen Phase.
Das verstärkte 152-Hz-Rückkopplungssignal des vom
Ableitwiderstand abhängigen Spannungsabfalles Vz mit der 45°-Phasenverschiebung ist am Punkt 75 in Fig. 2
abnehmbar, sie wird über die Gleichspannungsabblockkondensatoren 49 und 48, die einen niedrigen Widerstand
haben, den Operationsverstärkern 33 und 32 zur getrennten Regelung der Rückkopplung zugeführt. In
jedem der beiden Operationsverstärker wird der Rückkopplungswechselstrom, der über seinen zugehörigen
Eingangswiderstand fließt und der unter der Wirkung des Verstärkers zu den Kondensatoren 31, 37
und 30, 36 gelangt, synchron gleichgerichtet oder phasendemoduliert, und zwar in zwei gegenpolige
Gleichströme, von denen jeder gleich dem Gleichrichtwert einer Halbwelle des Phasenanteils des Rückkopplungsstromes
ist, der mit seiner Umschaltung synchronisiert ist.
Die nicht in Phase befindliche Komponente an jedem Verstärker hat gleichgerichtet einen Mittelwert von
Null und wird statt dessen von dem jeweils um 90" phasenversetzt arbeitenden Verstärker gleichgerichtet.
Bei genauer Wahl der Polarität und Phase des Rückkopplungssignals stehen diese Ströme den Ladeströmen,
die durch die Vergleichsspannung Vref hervorgerufen werden, entgegen und führen damit zu
einer Begrenzung der Verstärkerausgangssignale auf getrennt geregelte Werte. Im stabilen Regelzustand hat
jede der synchron gleichgerichteten Stromkomponenten, die als geregelte Rückkopplungssignale jedes der
Verstärker entstehen, einen Wert, der gleich ist dem Gleichrichtwert der Ausgangsspannung des Opera-
tionsverstärkers 77 multipliziert mit dem Cosinus des Phasendifferenzwinkels zwischen seiner eigenen und
der Phasenlage der jeweiligen Umschaltung des Verstärkers und geteilt durch den Wert des Eingangswiderstandes
des Verstärkers. Jeder der beiden Verstärker regelt vorstehenden Wert automatisch so,
daß ein entgegengesetzt gleich großer Wert, bezogen auf den Vergleichsgleichstrom, erhalten bleibt, welcher
seinerseits durch die Differenz zwischen dem Wert der Spannung der Vergleichsspannungsquelle und derjenigen
des geladenen Kondensators, dividiert durch seinen Widerstand, bestimmt ist. Jede Abweichung in dieser
Differenz hat eine kräftige verstärkerseitige Korrektur des Ausgangssignals zur Folge. Dies beruht darauf, daß
ein kleiner Wechselstrom, der an die Wechselspannungsklemme eines Schalters gelegt wird, eine Gleichspannung
erzeugen kann, die ihrerseits einem Gleichstrom entgegenwirkt, der zu einem Anschluß eines
Kondensators geleitet wird. Die Größe dieser beiden entgegenstehenden Signale heben sich im Kondensator
auf, und sie können soweit wie notwendig vergrößert werden, um das erforderliche Rückkopplungsregelsignal
zu erhalten, ohne daß damit eine extreme Auslenkung der Kondensatorspannung verbunden ist.
Die Spannung des geladenen Kondensators stellt den Integrationswert der Differenz zweier entgegenstehender
Signale dar. Die Integratoren 68 und 69 enthalten die Operationsverstärker 33 und 32, in diesen wird ein
genauer Vergleich der Größe des Stromes durchgeführt, der entsprechend der Spannung Vz entsteht,
wobei allerdings zu erwähnen ist. daß wegen der Reihenschaltung des Eingangswiderstandes und des
Kondensators des Operationsverstärkerkreises in bezug auf die Vergleichsspannung der Strom nicht ganz
exakt seine Proportionalität bezüglich der Größe der Vergleichsspannung beibehält, da jeder etwas absinkt,
wenn die Ladung des Kondensators steigt.
Wenn man also keine zusätzliche Spannungskompensation vorsieht, dann würde ein genauer Vergleich des
Gesamtspannungsabfalls, der durch den Meßstrom in den Ableitwiderständen entsteht, mit der Vergleichsgleichspannung, die das Kennzeichen für genaue
Steuerung der getrennten kapazitiven und ohmschen Meßstromanteile sein soll, zu Fehlaussagen führen.
Wenn demnach im System ein rein ohmscher Ableitwiderstand vorhanden wäre und nur mit Bezug auf das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 32 allein gemessen würde, dann wäre zwar die Größe der
ohmschen Rückkopplungsspannung, die durch Demodulation des Ausgangssignals mit voreilender Phase des
Operationsverstärkers 77 entsteht, genügend groß sein, um zu einer Symmetrierung mit dem Vergleichsstrom
zu gelangen, der zufolge der Spannung Vref in Richtung der geladenen Rückkopplungskondensatoren des Operationsverstärkers
32 fließt, aber er würde nicht groß genug sein, um den größeren Strom auszugleichen, der
zufolge der gleichen Vergleichsspannung Vref zu den ungeladenen Kondensatoren des Operationsverstärkers
33 mit der exakten 45° -Voreilung fließt.
Der Operationsverstärker 33 würde in diesem geschilderten Fall ein falsches Teilsignal mit voreilcnder
Phase erzeugen, um seine Symmetrie zu erlangen; die Folge wäre eine weitere über 45° hinausgehende
Voreilung. Ähnlich würde eine alleinige Messung einer rein kapazitiven Ableitung mittels des Operationsverstärkers
33 allein zu falschen Ergebnissen führen, d. h. in diesem Falle würde falschcrwcise am Ausgang des
Oncniiionsvcr'.fürkcrs ein Signal mit nacheilender
Phase entstehen. Diese falschen Ausgangssignale könnte man durch Vergrößern der Verstärkung von
anderen Verstärkern wieder korrigieren, z. B. der Operationsverstärker 62 und 71, dann könnten die
Betriebswerte der Operationsverstärker 33 und 32 in bezug auf die Vergleichsspannung niedriger liegen und
eine Phasenabweichung würde nicht zu merklichen Fehlern bei dem Gesamtmeßergebnis im Falle rein
kapazitiver oder rein ohmscher Ableitwiderstände führen. Allerdings würde im Fall der Messung von
gemischten Ableitwiderständen in dem Versorgungssystem ein Ergebnis angezeigt, das als Summensignal aus
den Ausgangssignalen der Operationsverstärker 33 und 32 bedeutend kleiner wäre. In dem hier benutzten
Ausführungsbeispiel wird der Meßfehler dadurch kompensiert, daß man den in der Phase nacheilenden
ohmschen Signalanteil mit einer geringen Voreilung versieht, bevor er mit dem kapazitiven Signalanteil
vektoriell vereinigt und zu dem Operationsverstärker 82 geleitet wird. Die Kompensationsart sieht man an der
Zuschaltung des Kondensators 80 in Reihe mit dem Summierwiderstand 81, der den ohmschen Anteil zu
dem Operationsverstärker 82 weiterleitet.
Eine andere, mehr direkte Kompensation für den Abfall des Vergleichsstromes, der durch Vref erzeugt
wird, mit einer Anhebung der Ausgangssignale der Operationsverstärker 33 und 32 könnte darin bestehen,
daß man eine kleine, proportionale Rückkopplung der Ausgangswechselspannung jedes Verstärkers einführt
und diese als Verschiebung hinsichtlich der normalerweise geerdeten, nichtinvertierenden Eingangsverbindung
wirkt. Die anteilige positive Rückkopplung ist im gleichen Maße wirksam, wie das Verhältnis aus
ohmschem Widerstand der Eingangswcchselstromquel-Ie und der Summe aus diesem Widerstand plus dem
Widerstand der Vergleichsspannungsquelle. Jeder der Operationsverstärker 33 und 32 ist dann gezwungen,
einen zusätzlichen Anteil des umgeschalteten Eingangswechselstromes zu ziehen, der genau den Verlust
kompensiert, der bei dem Vergleichsgleichstrom durch einen entsprechenden Spannungsrückgang entsteht. Bei
dieser Kompensation arbeiten beide Operationsverstärker als echte integrierende Spannungsvergleicher
wobei jeder unabhängig jeden Symmetriefehler bei derr Größenverhältnis von seinem phasendemodulierter
Spannungsanteil der Rückkopplungswechselspannung zu der Spannung der Vergleichsspannungsquelle ermittelt
und mit einer Zeitverzögerung einen voller Ausgleich bei der betreffenden StromkomponentE
durchführt, wodurch der Vergleichsfehler ungeachte des Ausgangssignalwertes Null wird. Die positive
Spannungsrückkopplung kann durch eine Verbindung zwischen dem Ausgang jedes Operationsverstärkers zi
seinem geerdeten, nichtinvertierenden Eingang in Forn eines Widerstandes erreicht werden.
Das Spannungsrückkopplungsverhältnis, das ober definiert wurde, könnte theoretisch leicht vergrößer
werden, um dadurch auch andere, kleine Gegenkopp lungen der Operationsverstärker 33 und 32 auszuglei
chen. Diese Gegenkopplungen sind Wechselstromge genkopplungen über die Gleichspannungsstabilisie
rungswiderstände, die durch die Eingangskondensato ren nicht völlig kurzgeschlossen sind und wegen de
fehlenden unendlichen Verstärkung der Operationsver stärker entstehen. Allerdings ist die zusätzliche Einstel
lung und Kompensation unbedeutend und praktiscl nicht notwendig.
Wenn die Operationsverstärker 33 und 32 in diese
Weise hinsichtlich der Spannungsrückkopplung kompensiert sind, dann hält das ihnen zugeführte Signal im
allgemeinen seinen Phasenwinkel exakt in der Mitte zwischen den beiden um 90° verschobenen Umschaltphasen,
außerdem bleibt es konstant proportional in der Größe bezüglich der Vergleichsspannung. Wenn das
Rückkopplungssignal so eingestellt ist, daß die notwendige 45°-Voreilung entsteht, dann hat der an der
Speisequelle anstehende Spannungswert bei ohmscher Belastung einen Phasenwinkel von null Grad. Also,
unbeachtlich der parallelgeschalteten Ableitwiderstände sorgt der Operationsverstärker 32 dafür, daß der
genaue Wert des erforderlichen ohmschen Stromantcils vorhanden ist und der erforderliche Phasenwinkel von
Null Grad des Spannungsabfalls an den ohmschen Teilen des Gesamtableitwiderstandes eingehalten wird;
andererseits sorgt der Operationsverstärker 32 für das Vorhandensein der 90°-Voreilungskomponentc des
Stromes bezüglich der kapazitiven Widerstände bei der gleichen Spannung; dabei ist der Ausgangswert
hinsichtlich der erforderlichen Korrektur wegen der 60 Hz beeinflußt, beide Ausgangssignale der Operationsverstärker
behalten ihren Proportionalitätsfaktor bezogen auf die Vergleichsspannung bei.
Wenn die Weiterleitung des Phasenwinkelsignals im Rahmen der Messung des Ableitwiderstandes bezüglich
der Einhaltung der Phasenvoreilung von 45° genau eingestellt ist, geben die senkrecht aufeinanderstellenden
152-Hz-Ausgangssignale der Verstärker 33 und 32 zusätzlich zu den 152-Hz-Anteilen ohmscher und
kapazitiver Art ein direktes Maß der ohmschen und kapazitiven Anteile, bezogen auf die 60-Hz-Ableitwiderstände.
Wenn demnach der Spannungsabfall Vz,
der durch den Stromfluß des Meßstromes durch die Ableitwiderstände verursacht wird, proportional zu der
größeren der Leiterspannungen gegen Erde bleibt, dann sind die entsprechenden Ausgangswerte der Operationsverstärker
33 und 34 proportional den Maximalwerten des Fehlerstromes ihrer entsprechenden Komponenten.
Eine Kombination der Ausgangssignale der Operationsverstärker 33 und 34 führt zu einer
vektoriellen Addition ihrer Anteile als 152-Hz-Signal,
das durch den Operationsverstärker 82 verstärkt wird. Dessen gleichgerichteter Ausgangswert des Stromes,
der von dem Gleichspannungsanzeige-Instrument 83 angezeigt wird, gibt Auskunft über den maximalen
Fehlerstrom bei 60 Hz. In dem Rückkopplungsnetzwerk des Operationsverstärkers 82 ist ein Bandpaßfilter für
152 Hz mit hoher Güte Q eingeschaltet, die Drift des Phasenwinkels ist bei der Ausbildung der Schaltung kein
bestimmender Faktor. Die erhöhte Filterschärfe dient zur Verminderung von Fehlern, die durch unerwünschte
Gleichrichtung eines 60-Hz-Signals sowie höherer Harmonischer des 152-Hz-Meßsignals entstehen könnten.
Zusätzlich zu der Anzeige auf dem Meßinstrument 83 besitzt die isolationsüberwachungseinrichtung einen
Höralarm- und einen Sichtalarmschaltkreis. Der Verstärker 85 arbeitet als Differenzverstärker ohne
Gegenkopplung, sein Invertereingang ist mit einer positiven Vorspannung verbunden, die an einem
Spannungsteiler mit den Widerständen 86 und 87 abgegriffen wird; dadurch wird das negative Ausgangssignal
beim Ausbleiben eines Fchlerstrommeßsignals sicher aufrechterhalten. Dieses Ausgangssignal dient
zur Anschaltung der grünen »Sicherw-Anzeigelampc und zur Sperrung des Abfalls des Relais R. Wenn der
gemessene Fchlcrstrom über die vorbestimmten zwei Milliampere ansteigt, dann wird an dem komplementären,
nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 85 eine solche Spannung wirksam, daß am Ausgang eir
volles positives Signal entsteht. Bei diesem positiver Ausgangssignal des Verstärkers 85 fällt das Relais R ab
so daß seine Ruhekontakte den Alarmkreis schließen die rote »Unsicher«-Anzeigelampe leuchtet auf, unc
gegebenenfalls wird noch ein getrenntes akustisches Warnsignal eingeschaltet. Durch die Hinzuschaltung
κι einer Rückkopplungsschleife zu dem Verstärker 85
kann ein einmal ausgelöster Alarm so lange aufrechterhalten werden, bis der Fehlerstrom unter den Gefahren
wert von 2 mA absinkt, dann wird auch das intermittie rende Tonalarmsignal abgeschaltet.
ir> Eine negative Klemme des Fehlerstrommeßinstru
mentes 83 ist an einen Bezugs-Erdungspunkt ange schlossen, also an einen von der übrigen Erdverbindung
getrennten Punkt. Ein Stromfluß, der zu eine: Gefahrenanzeige auf dem Meßinstrument führen soll
muß also über beide Erdverbindungen fließen. Wenr eine der beiden Erdverbindungen fehlerhaft wird, wa;
normalerweise einen unbemerkten Ausfall des Anzei geinstrumentes 83 verursacht hätte, dann sorgt ein«
12-Volt-Quelle V+ für einen 12-mA-Hilfsstrom
der über einen Vorwiderstand 88 fließt. Diese: Widerstand 88 liegt normalerweise im Nebenschluß
wird aber dann wirksam, und über ihn lädt sich eir Kondensator 89 auf, es wird Alarm ausgelöst. Die
Kombination der beiden Zustände »Alarm«, aber ohne Anzeige eines Fehlerstromes durch das Instrument
wird als Warnsignal für einen Fehler im Meßsysterr ausgewertet.
Die Prüfung der Isolationsüberwachungseinrichtunf auf ihre Betriebsbereitschaft kann durch einen Benutze!
jederzeit durchgeführt werden, durch Drücken eine; Testschalters 90. Bei dieser Schalterbetätigung trenm
der Ruhekontakt die Meßverbindung der Widerstände 61 und 74 zum Mittelabgriff der Primärwicklung de;
Transformators 7"2 auf. Der Arbeitskontakt de; Schalters 90 verbindet numehr den Widerstand 92 ml·
der Meßverbindung der Widerstände 61 und 74, unc dadurch entsteht ein fester Ableitweg als Testverbindung.
Die Testverbindung ist so ausgelegt, daß dei fließende Fehlerstrom sicher über der Anspruchschwel
Ie liegt und ein Alarm ausgelöst wird. Beim Loslasser des Testschalters 90 kehrt die Anlage in ihre normaler
Betriebszustand zurück. Davon abweichend könnter auch zwei Ruhekontaktsätze verwendet werden, be
deren Testbetätigung die Erdverbindungen der Anzei
■so geeinrichtung anstatt der Verbindung zum Transformator
aufgetrennt wurden.
Die Filterung des Ausgangssignals des Operations Verstärkers 82 ist bei normalerweise auftretender
Störungen der Speisespannung ausreichend. Trotzdenr kann man zusätzliche Filterkreise zur Sperrung vor
Oberwellen vorsehen und dadurch die Beeinflußbarer der Anzeigeeinrichtung noch weiter vermindern. Eins
solche nicht übliche Beeinflussungsquelle könnte ζ. Β ein Dimmer mit Phasenanschnittssteuerung sein, übei
den z. B. die Helligkeit einer Lampe gesteuert werder soll, aber auch andere Verbraucher mit einem solcher
Dimmer sind an dem Versorgungsnetz möglicherweise angeschlossen. Wenn die normalerweise vorhandene
Ableitung des Versorgungsnetzes sonst ziemlich niedrig
h5 ist, so verursacht die Ableitkapazität eines entsprechcnc
geerdeten Lie;hl-Dimmers den wesentlichen Teil des Gcsamtfchlcrstromes. Das breite Spektrum von Oberwellen
auf den Leitungen, das durch einen phascnan-
schnittgesteuerten Dimmer zur Verminderung des Gerätestromes erzeugt wird, stört die durch die
Anzeigeeinrichtung demodulierte Spannung erheblich. Die Störspannungsabweichungen passieren das 60-Hz-T-Filter
76 und sind genügend groß, den Operationsverstärker 77 in die Sättigung zu steuern sowie über den
Operationsverstärker 82 zu einer falschen Alarmanzeige zu führen. Das Anwachsen des angezeigten
Fehlerstromes ist noch erträglich, wenn die übrige passive Ableitung des Systems niedrig ist oder wenn die
kommutierten Rückkopplungskondensatoren verkleinert werden, um ein schnelleres Ansprechen der
Anzeigeeinrichtung zu erreichen. Um solche Fehler zu verringern, kann man einen Sperrkreis (nicht gezeigt)
zuschalten, der einen kleinen Anteil des Ausgangssignals des Verstärkers 77 über ein Bandpaßfilter leitet
und der dann an den Additionspunkt für die Rückkopplungsanteile des Operationsverstärkers 82
angelegt wird.
Wenn der Benutzer Geräte mit einer zu beachtenden Kapazität gegen Erde einschaltet, dann können
Gleichspannungseinschwingwerte erzeugt werden, welche die Größe des 152-Hz-Meßsignals erreichen. Beim
Auftreten solcher Einschwingstörgrößen können diese demoduliert werden und gelangen über den Operationsverstärker
62 zu dem parallelen T-Filter 76. Nach entsprechender Verstärkung in dem Operationsverstärker
77 verursachen die Störungen plötzlich ein abnormes Anwachsen oder Nachlassen der Ladung der
Kondensatoren, die im Rückkopplungsweg des Integratorkreises angeordnet sind. Dies hängt ab von der
gleichzeitigen Betätigung der Schalter mit der Meßfrequenz.
Diese Ladungen können den jeweiligen Meßwert der kapazitiven und der ohmschen Anteile des Meßstromes
mit der zugehörigen Integrationsverzögerung zeitlich vergrößern oder verkleinern. Zwischenzeitlich kann das
abnorme Anwachsen oder Vermindern der Ausgangssignale des Operationsverstärkers 82 in Abhängigkeit
von der durch die Kommutierung der Ladungen entstandenen Wechselstromsignale eine Sekunde anhalten,
was dann zu einer Fehlanzeige und zu einer Fehlauslösung des Alarmkreises führt. Eine Vergrößerung
der Kapazitätswerte der Kondensatoren in den Rückkopplungszweigen der Operationsverstärker, die
den Integrator bilden, würde zwar die Empfindlichkeit gegen die Gleichstromeinschwingvorgänge vermindern,
aber gleichzeitig würde die Ansprechzeit bei normalen Werten stark verlängert. Um die Gefahr der Störung
durch Einschwingvorgänge bezüglich der Auslösung von Falschalarm zu vermindern, kann man eine
vorübergehende Sperrung des Verstärkers 85 erreichen, die bei allen plötzlichen Änderungen des Fehlerstromes
diesen folgt. Dies wird dadurch bewirkt, daß man die plötzlichen Spannungsanstiege dem gleichgerichteten
Fehlerspannungsausgangssignal des Operationsverstärkers 82 hinzuaddiert; dies geschieht über einen
Kondensator 94 mit kleiner Zeitkonstante und eine Diode 96. Dadurch wird das Ansprechen des Differenzverstärkers
85 mittels eines zeitlich begrenzten Ansteigens des Spannungswertes an seinem Eingang
mit umgekehrter Polarität verhindert. Durch Einschaltung einer zweiten Diode wird das Ansprechen auf
entgegengesetzte Vorgänge verhindert, die im Zuge von Uberschwingungen auftreten können. Die Fehlbetätigung
des Verstärkers 85 und die nachfolgende Auslösung des akustischen Alarms im Rahmen der
Betätigung eines leistungsstarken, hochfrequenten Stromstoßgerätes kann dadurch verhindert werden, daß
man die Dioden, wie oben beschrieben, mit einem Draht verbindet, der in nicht gezeigter Weise lose mit dem
Speisequellenanschluß der Leitung koppelt. Die durch-) greifenden, durch Strahlung wirkenden Felder, die von
dem Stromstoßgerät erzeugt werden, können den Schaltkreis der Anzeigeeinrichtung mit unerwünschten,
demodulierten Signalen aussteuern. In diesem Fall wird der Alarm zeitweise abgeschaltet, da der Verstärker von
H) der direkt zugeleiteten Hochfrequenzleistung beeinflußt wird. Außerdem kann das Meßinstrument ungedämpfte
Schwingungen ausführen, die durch ungewollte Demodulation der in dem Schaltkreis eingestrahlten Leistung
verursacht werden. So kann also der Benutzer auf eine unvermeidbare, zeitweise Unterbrechung der normalen
Betriebsweise der Isolationsüberwachungseinrichtung aufmerksam gemacht werden, ohne daß dadurch
entfernt angeordnete Alarmstellen in Betrieb gesetzt werden.
Die Isolationsüberwachungseinrichtung arbeitet sowohl mit symmetrischen als auch mit unsymmetrischen
Ableitwiderständen gegen Erde. Im symmetrischen Zustand mit gleichen, angepaßten Ableitwiderständen
nach Erde, die an den beiden Leitern L\ und L 2 angeschlossen sind, die z. B. 60 kQ ohmscher Widerstand
und 0,044 mF kapazitive Last betragen mögen und damit auch gleiche, gemischte Kombinationen, die die
gleiche Vektorlänge aufweisen, wird in jedem der beiden Leiter ein Fehlerstrom von 2 mA fließen, und die
jo Spannung an dem Mittelabgriff der Primärwicklung des
Transformators T2 ist gleich Null Volt. Aus diesem Grunde ist auch die Komponente, die in der
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers den 60-Hz-Leiterspannungsanteil bei Unsymmetrie anzeigt
Null; die Vergleichsspannung, bezogen auf die Spannungen an der Sekundärwicklung 52 des Transformators
T2, ist auf ihrem Mindestwert von etwa 5 Volt.
Im Falle einer gleichen 6OkH ohmschen Last an beiden Leitern L1 und L 2 sorgt die steuernde
ίο Vergleichsspannung dafür, daß der Operationsverstärker
32 in dem ohmschen Meßteil oder Meßkanal 5 einen Strom mit Null-Grad-Phasenwinkel erzeugt.
Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 32 steigt ebenso wie die Ladung der Kondensatoren 30 und
36 so lange an, bis der demodulierte Cosinusanteil der 45 Grad voreilenden Rückkopplungsspannung den ohmschen
Meßstrom durch die Gesamtanordnung der parallel gegen Erde geschalteten Ableitwiderstände
fließen läßt, der bei einem Gesamtwiderstand von 30 kQ
so exakt entgegengesetzt gleich dem Strom ist, der durch die Vergleichsgleichspannung Vref erzeugt wird. Die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 33 in dem kapazitiven Meßkreis wird auf Null Volt gehalten,
da hier die Cosinuskomponente der 45 Grad voreilenden Rückkopplungsspannung einen Strom erzeugt, der
genau entgegengesetzt gleich dem Strom ist, der von der Vergleichsspannung Kref erzeugt wird. Jeder
plötzliche, vorübergehende Anstieg des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 33, z. B. als unmittelbare
Folge der Anschaltung von ohmschen Widerständen gegen Erde, ruft ein starkes Korrektursignal mit
voreilender Phase zusätzlich zur Rückkopplungsspannung hervor; dadurch wird der Operationsverstärker
zurück auf Null geregelt, während die wahre Messung im ohmschen Meßteil nur vorübergehend beeinflußt
wird. Das Ausgangssignal des ohmschen Meßteils 5, das zu dem Operationsverstärker 82 geleitet wird, zeigt
dann proportional den Betrag des 60-Hz-Fehlerstromes
an, der sowohl in der Leitung L 1 als auch in der Leitung L 2 fließt.
Wenn eine symmetrische Belastung kapazitiver Art im Wert von 0,044 μ¥, dei bei 60 Hz analog einer
ohmschen Belastung mit 60 kil an beiden Leitungen L 1
und L2 ist, vorhanden ist, dann wird der Meßstrom durch die Ausgangsspannung mit der voreilenden Phase
des Operationsverstärkers 33 im kapazitiven Meßteil 3 erzeugt, der aber im Verhältnis Meßfrequenz f\i zu
Betriebsfrequenz /Ό verstärkt wird. Der verringerte Wert des kapazitiven Widerstandes, bei dieser Frequenz
und bei der 90° nacheilenden Phase, erzeugt eine Rückkopplungsspannung, die die gleiche Größe und die
gleiche Nullphase besitzt, wie diejenige, die von Operationsverstärker 32 im Fall ohmscher Belastung
zur Regelung beider Verstärker erzeugt wurde. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 33 steigt
nun so lange an, bis der demodulierte Anteil des Rückkopplungssignals, beeinflußt von der Kompensation
der Stromverminderung, entgegengesetzt gleich der Vergleichsspannung Vref ist. Das Ausgangssignal
des kapazitiven Meßteils 3, das zu dem Operationsverstärker 82 ohne Kompensation übermittelt wird,
entspricht dem Wert des 60-Hz-Fehlerstromes jeder Leitung.
Im Falle, daß symmetrische gemischte Ableitwiderstände an den beiden Leitern wirksam sind, wobei die
kapazitiven und ohmschen Anteile gleich sein mögen, führen die Operationsverstärker 33 und 34 zusammengehörige
Ausgangssignale mit einer solchen Ausgangsspannung, die entgegengesetzt gleich der Vergleichsspannung Kref ist. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers
33 ist um den Faktor fM/fo größer als
dasjenige des Operationsverstärkers 32 und zeigt den Betrag des 60-Hz-Stromes mit voreilender Phase an, der
notwendig ist, die 125-Hz-Spannung über den kapazitiven
Ableitwiderständen aufrechtzuerhalten, während der Operationsverstärker den Null-Phasen-Strom zur
Erzeugung der gleichen Spannung über den ohmschen Ableitwiderständen führt. Proportionale Anteile der
Kompensation der Ausgangssignale dienen dazu, die demodulierten Rückkopplungssignale insofern zu berichtigen,
als ihr Vergleichsstrom mit dem Ausgangssignal absinkt; dadurch bleibt die 45°-Phasenvoreilung
und die Trennung der Anteile aufrechterhalten. Die vektorielle Summe der Ausgangssignale der Operationsverstärker
33 und 32, die zu dem Operationsverstärker 82 geleitet wird, entspricht dem Höchstwert des
möglichen Fehlerstromes infolge der vorliegenden symmetrischen Ableitwiderstände.
Die Isolationsüberwachungseinrichtung arbeitet aber auch unter unsymmetrischen Ableitbedingungen und
zeigt den Höchstwert des Fehlerstromes an. Wenn man also einen der obigen Ableitwiderstände wegnimmt, so
daß der 2-mA-Fehlerstrom nur noch für einen Leiter gilt, dann wird die Spannung des anderen Leiters im
Erdungsfall null Volt und die Spannung an dem Mittelabgriff wird gleich der halben Speisespannung.
Der Anteil des 60-Hz-Ausgangssignals des Operationsverstärkers 62, in Kombiniition mit dem Spannungsanteil
an der Sekundärwicklung S2 mit der gleichen Polarität, führt zu einer Vergrößerung der Vergleichsspannung auf 10 Volt. Obwohl also der Gesamtbetrag
des Systemwiderstandes ansteigt, bleibt der erzeugte Meßstrom in gleicher Größe erhalten; dies rührt daher,
-, daß er durch den doppelten Widerstandswert des einzigen Ableitwidcrstandes Hießt, dahe;- entsteh' <'er
doppelte Betrag des Spannungsabfalles der Rückkopplungsspannung Vz, wodurch der Kompensationszustand
bezüglich der doppelten Vergleichsspannung Vref
ίο erhalten bleibt.
Wenn man nun aber einen der Ableitwiderstände teilweise kleiner macht, dann ergeben sich proportionale
Änderungen bezüglich der Vergleichsspannung Vref und des Spannungsabfalles Vz, demzufolge bleibt der
Meßstrom wiederum gleich, und es wird der ungeänderte Fehlerstrom angezeigt.
Im Falle, daß sich die Ableitwiderstände in ihrer Art unterscheiden, wobei z. B. die eine der Leitungen L 1
und L 2 nur einen ohmschen und die andere nur einen kapazitiven Ableitwiderstand hat, von denen jeder
einen Wert von 60 kQ besitzt, dann ergibt die vektorielle Addition ebenfalls den für beide Leiter
gültigen Fehlerstromwert von 2 mA. Die senkrecht zueinander stehenden Widerstandswerte führen dazu,
daß die Spannung an dem Mittelabgriff gleich der Hälfte der Speisespannung wird und einen Phasenwinkel von
90° hat, und jede der Leitungen hat eine Leerlaufspannung gegen Erde, die gleich O,7O7mal dem Wert der
Speisespannung ist. Die Vergleichsspannung hat dann einen Wert, der O,7O7mal dem Wert derjenigen
Spannung ist, die durch die Ableitung an einem Leiter entsteht. Der Gesamtbetrag der zueinander senkrechten
Systemableitwiderstände und der resultierende Wert der Rückkopplungsspannung sind dann auch
gleich O,7O7mal dem Wert einer Einzelableitung und haben gegenüber dem gemischten Ableitwiderstand
eine Phasennacheilung von 45°.
Die Operationsverstärker 33 und 32 halten dann die Regelung der gleich großen, senkrecht zueinanderstehenden
Anteile aufrecht, d. h., daß weiterhin der Wert von 2 mA für den Fehlerstrom als vektorielle Summe in
beiden Leitern besteht. Falls einer der Ableitwiderstände, der ohmsche oder der kapazitive, nur verkleinert und
nicht herausgenommen wird, dann treten gleiche Ausgleichsvorgänge ein, und zwar sowohl bei der
Vergleichsspannung als auch bei der Rückkopplungsspannung; auch die Ausgangssignale der Operationsverstärker
33 und 32 ändern sich so, daß das kombinierte Ausgangssignal weiterhin den gleichen Fehlerstrom der
geänderten Ableitung ergibt.
In jedem der undenkbar vielen, möglichen Zustände der Ableitung, bei gleichem oder ungleichem Phasenwinkel,
bei gleicher oder ungleicher Vektorlänge, zeigt eine Analyse der Ausgangswerte der Operationsverstärker
33 und 32, daß die Vergleichsspannung Vref und die widerstandsabhängige Rückkopplungsspannung V/.
ausgeglichen sind. In jedem Fall, unbeachtlich der Komplizität des Versorgungsnetzes ergibt die vektorielle
Addition der 152-Hz-Meßsignalausgänge der Operationsverstärker
33 und 34 den größeren der 60-Hz-Betriebsfrequenz-Fehlerströme.
Hierzu 3 I3li.itt Zeichnungen
Claims (16)
1. lsolaüonsüberwachungseinrichtung für ein nicht geerdetes Wechselstromnetz, in dessen Leitungen -,
beim Auftreten eines Erdschlusses ein beim Überschreiten eines vorbestimmten Wertes einen Alarm
auslösender Meßstrom einspeisbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der in die Leitungen
(L 1, L 2) eingespeiste Meßstrom (Im) ein aus zwei gegeneinander phasenverschobenen Teilströmen
(lc, Ir) mit einer von der Netzfrequenz verschiedenen
Frequenz zusammengesetzter Wechselstrom ist, dessen Teilströme (lc, Ir)'in zwei getrennten, jeweils
den kapazitiven und den ohmschen Anteilen der beim Auftreten eines Erdschlusses gebildeten
Ableitwiderstände zugeordneten Kanälen (3, 5, 65 — 69) erzsugbar sind, die jeweils zwei Eingänge
zur Einspeisung der von dem Meßstrom (Im) an den Ableitwiderständen (Z\,Z2) hervorgerufenen Meß- >o
spannung (Vz) als Rückkopplungsspannung und einer der höchsten auftretenden Spannung (V max)
zwischen Erde und einer der Leitungen (L 1, L 2) des Wechselstromnetzes proportionalen Vergleichsspannung fVref) aufweisen, und daß durch Verände-
rung der Amplituden der Teilströme (Ic, Ir) die Phase und Größe des Meßstromes (Im) derart
geregelt wird, bis die Meßspannung (Vz), multipliziert mit einem konstanten Faktor (K), gleich der
höchsten Spannung (Vmax) ist und die ein Maß für den Wert der ohmschen und kapazitiven Ableitwiderstände
(Zi, Zl) darstellende Größe des Meßstromes (Im) proportional dem maximal möglichen
Fehlerstrom ist.
2. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit einer an
die Leitungen (L 1, L2) des Wechselstromnetzes angeschlossenen Demodulationseinrichtung (1) die
der jeweils höchsten Spannung (Vmax) zwischen Erde und einer der Leitungen (Li, L 2) proportiona-Ie
Vergleichsspannung (Vref) durch Gleichrichtung
(63, 64) einer aus der Netzspannung abgeleiteten Spannung (T2,62) erzeugbar ist.
3. Isolationsüberwachungseinrichturig nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
Demodulationseinrichtung (1) einen mit den Leitungen (L 1, L 2) verbundenen Netztransformator (T2),
dessen Primär- und Sekundärwicklungen (S 2) jeweils Anzapfungen aufweisen, und einen mit
seinem Eingang mit der angezapften Primärwicklung und seinem Ausgang mit der angezapften
Sekundärwicklung (S 2) des Meßtransformators (T2) verbundenen Verstärker (62) enthält und
Gleichrichter (63,64) an die Sekundärwicklung (S 2) angeschaltet sind, über die das zusammengefaßte
Ausgangssignal des Verstärkers (62) und der gegenpoligen Signale der Sekundärwicklung (S 2)
als Vergleichsspannung (Vrei) entnehmbar ist.
4. Isolationsüberwachungseinrichtung nach einem
der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß t>o
die den Teilströmen (Ic, Ir) zugeordneten Kanäle (3,
5) an um 90° phasenverschobene Taktgeneratorsignale (Q\, Q2) angeschlossen sind und der kapazitive
Teilstrom (Ic) des Meßstromes (Im) dem ohmschen Teilstrom (Ir) des Meßstromes (Im) um 90°
phasenverschoben vorauseilt.
5. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine den
kapazitiven und den ohmschen Teilstrom (lc Ir) zum Meßstrom (Im) addierende Summierschaltung (13)
und ein am Ausgang der Summierschaltung (13) angeschlossenes Einspeiseglied (18) vorgesehen
sind, über die der Meßstromkreis (Im) mit den Ableitwiderständen (Zi, Z 2) geschlossen ist.
6. Isolationsüberwachungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Frequenz (Fm)(IsS Meßstromes (Im) höher als die Frequenz (Fo) des Betriebsstromes des
Wechselstromkreises (L 1, L 2) ist.
7. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung
(13) den kapazitiven Teilstrom (Ic) in einem Verhältnis dem ohmschen Teilstrom (Ir)
zuaddierl, welches die proportionale Abhängigkeit des kapazitiven Widerstandes von der Frequenz
(Fm) ausgleicht, so daß die Rückkopplungsspannung den Spannungsabfall an den kapazitiven Ableitwiderständen
(Zi, Z2) bei der Betriebsfrequenz (Fo)
darstellt.
8. Isolationsüberwachungseinrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß
sowohl der kapazitive als auch der ohmsche Kanal (3, 5) je einen Integrator (68, 69) mit zwei
lntegrationskreisen (31, 37; 30, 36) enthalten, die durch Umschalten abwechselnd wirksam sind.
9. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder
umschaltbare Integrator (68, 69) einen rückgekoppelten Operationsverstärker (33, 32) und im
Rückkopplungsweg Differenzvergleichsschaltungen (43, 45 und 42, 44) zur Erzeugung eines Eingangssignals
für den Verstärker (33,32) aufweisen, welches die Differenz aus der Vergleichsspannung (Vref)
und dem Spannungsabfall (Vz) an den Ableitwiderständen darstellt, und daß zur Erzeugung eines
Wechselstromausgangssignals durch den Verstärker (33, 32) Schalter (35, 39 und 34, 38) im Rückkopplungsweg
angeordnet sind.
10. lsolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter
(35, 39 und 34, 38) jedes umschaltbaren Integrators (68, 69) zeitlich gleichlaufend so gesteuert werden,
daß die am. Ausgang der Verstärker (33, 32) abnehmbaren Wechselstromsignale um 90° gegeneinander
phasenverschoben sind.
11. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß Endeinrichtungen
(12, 14, 4) vorgesehen sind, die zur Summierung des kapazitiven Teilstromes (Ic) und
des ohmschen Teilstromes (Ir) des Meßstromes (IM)
eine Summierschaltung (12) aufweisen, deren Ausgang an einen Verstärker (14, 82) angeschlossen ist,
dessen Ausgangssignal einem Anzeigeinstrument zufließt und den Maximalwert des über die
Ableitwiderstände (Zi, Z2) möglichen Fehlerstromes darstellt.
12. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Endeinrichtungen
(12, 14, 4) zusätzlich mit mindestens einem über Verzögerungsglieder auf den Meßstrom
(Im) ansprechenden Relais (R) ausgestattet sind und daß durch das Relais (R) Alarmeinrichtungen
einschaltbar sind.
13. Isolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Endeinrichtungen
(12,14, 4) über Schutzeinrichtungen (94,
96, 98) gegen Einschaltspitzen verfügen, die zwischen die Verzögerungsglieder und das Relais
(7?,) geschaltet sind.
14. lsolationsüberwachungseinrichtung nach Anspruch 12 oder i3, dadurch gekennzeichnet, daß die -,
Endeinrichtungen (12,14, 4) mit einer Warneinrichtung (83) verbunden sind, über welche bei einer
Unterbrechung der Verbindung zwischen Erde und dem Anzeigeinstrument ein Alarm auslösbar ist.
15. Isolationsüberwachungseinrichtung n?ch ι ο
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Rückkopplungselementen
(18—21) eine Eingangseinrichtung (T2) zusammengeschaltet ist, welche die Spannung
bestimmt, welche derjenigen entspricht, die dem |-, Meßstrom (Im) beim Fließen über die Ableitwiderstände
(Zi, Z2) erzeugt, daß weiterhin Filter (21,76)
zur Trennung der Rückkopplungsspannung und der Betriebsspannung sowie zur Phasenverschiebung
der Rückkopplungsspannung eingeschalt sind und die phasenverschobene Rückkopplungsspannung
über zwischengeschaltete Verstärker (19, 62, 77) zu den Teilströmen (Ic, /«^zugeordneten Kanälen (3,5)
geführt ist.
16. Isolationsüberwachungseinrichtung nach 2") einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, daß der jeweils maximale Fehler- oder Gefahrenstrom im Wechselstromnetz anzeigbar
ist.
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |