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Selbstabstimmendes Bandsperren-Filter
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Die Erfindung bezieht sich auf ein selbstabstimmendes Bandsperren-Filter
mit zwei Phasenvergleichsstufen, von denen die eine im abgestimmten Zustand um 900
phasenverschobene Vergleichssignale erhält und die Abstimmung auf die Frequenz am
Eingang des Bandsperren-Filters bewirkt und von denen die andere im abgestirnnuten
Zustand phasengleiche VErgleichssignale erhält und die Restspannung am Ausgang auf
ein Minimum einstellt.
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Stand der Technik Die Beschreibung des Klirrfaktormeßger§.tes Modell
DM-154 der Firma NF-Circuit Design Block Co. LTD weist ein selbstabstimmendes Bandsperrenfilter
als bekannt nach, das als Filternetzwerk eine Wienbrucke enthält. Die Eingangsspannungen
der Phasenvergleichsstufen werden bei diesem Filter dem Eingang und dem Ausgang
des Filternetzwerkes entnommen, wobei der Phasenvergleichsstufe für die Frequenzabstimmung
ein 900 Phasenschieber vorgeschaltet ist.
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Weil einfache Phasenschieber den eingestellten Phasenwinkel nur innerhalb
eines schalen Frequenzbereiches halten, müssen sie umschaltbar und/oder mit einem
Allpaß versehen sein. Deshalb iEt es erwünscht den zusätzlichen Aufwand für einen
Phasenschieber einzusparen, und die um 90o phasenverschobene Spannung de Filternetzwerk
selbst zu entnehmen.
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Ein selbstabstim.mendes Bandsperren-Filter, bei der die um 900 in
der Phase verschobenen Spannungen vom Filternetzwerk abgeleitet werden, ist in dem
automatischen Verzerrungsmesser Modell VP-7701 A der Firma National enthalten.
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Bei den eingangs beschriebenen Bandsperren-Filtern erfolgt die Abstimmung
auf die Frequenz am Eingang und die Einstellung auf eine minimale Restspannung am
Ausgang des Filters durch Variation von in Filternetzwerk enthaltenen Widerständen
mit Hilfe von PhotowiderstEnden. Diese werden durch Glühlampen beeinflußt, deren
Helligkeit von den Phasenverleichsstufen gesteuert wird.
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Abgesehen davon, daß zur Steuerung der Glühlampen zusätzliche Leistungsverstärker
notwendig sind, verläuft die Selbstabstimmung schleppend, was die Bedienung des
Gerätes erheblic@h erscnwert. Außerdem ist die Sperrdämpfung wegen der hohen Auslieferungstoleranzen
und der geringen zeitlichen Konstanz der lichtgesteuerten Widerstände für verschiedene
Anwendungsfälle nicht ausreichend. Dazu kommt noch, daß die Grobabstimmung durch
Bereichsumschaltung und kontinuierliche Handabstimmung erfolgen
muß
und die Restdämpfung von der Abstimmung abhängig ist. Darüberhinaus muß bei einem
der erwähnten Verzerrungsmesser die maximale Sperrdämpfung von Hand eingestellt
werden.
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Für viele Anwendungsfälle von Bandsperren-Filtern reichen die Sperrdämpfung
und die Güte von WIenbrücken, bei deren nur die Symmetrie der Brücke optimal eingestellt
wird, nicht aus. Zur Verbesserung dieser Werte beschreibt die Literaturstelle "Sharpen
active null networks" in Electronic Design 13, Juni 21, 1974, Seiten 102 bis 104,
insbesondere Seite 194, Abbildung 5 eine Schaltung mit einer Wienbrücke, in der
außer einer Symmetrieeinstellung noch ein Rückkopplungsnetzwerk zur Güteeinstellung
vorgesehen ist. Diese Maßnahmen reichen aber nocr nicht aus, die Restspannung am
Ausgang eines Bandsperrenfilters unabhängig von der Frequenzeinstellung von Hand
oder automatisch nahezu auf den Wert Null zu bringen.
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Aufgabe und Lösung Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein selbstabstimmendes
Bandsperren-Filter zu schaffen, bei dem die Restspannung ar Ausgang unabhängig von
der eingestellten Frequenz automatisch auf den Wert Null eingeregelt wird, und bei
dem die Abstimmung auf die Frequenz am Eingang des Filternetzwerkes ohne Bereichsumschaltung
und zusätzliche Handabstimmung erfolgt.
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Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung
gelöst.
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Vorteile Das erfindungsgemäße Bandsperren-Filter hat den Vorteil,
daß über einen großen Frequenzbereich von z.B. 10 Hz bis 100 kHz eine automatische
Kompensation der Restspannung an Ausgang auf einen Wert, der praktisch Null gleichgesetzt
werden karl, m8glic ist, und die Abstimmung auf die Frequenz am Eingang ohne zusätzliche
Handabstimmung erfolgt. Alle selbsttätigen Vorgänge verlaufen mit geringstmöglicher
Zeitkonstante, wodurch eine schleppende und uenaue Einstellung vermieden wird. Außerdem
stellt die Schaltung ohne zusetzliche Schaltmittel zwei immer um 90° in der Phase
verschobene Vergleichsspannungen zur Verfügung, die zur unabhängigen Regelung der
Frequenz und der Restdämpfung dienen. SchliePlich ist der technische Aufwand gegenüber
den bekannten L^sungen wesentlich geringer, weil keine Mittel zur Handabstimmung
und keine Leistungsverstärkung zur Beeinflussung von Photowiderständen durch Glühlampen
notwendig sind.
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Beschreibung der Erfindung Anhard eines Ausführungsbeispiels wird
die Erfindung in Verbindung mit den Zeichnunren nachfolgend näher erläutert. Es
zeigen: Fig, 1 das Grundprinzip des erfindungsgemäßen Bandsperren-Filters in Form
eines Blockschaltbildes.
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Fig. 2 das Bandsperren-Filter gemäß Fig. 1 mit einer vorzugsweisen
Ausführungsform des Filternetzwerkes in Blockdarstellung.
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Pig. 3 das Schaltbild einer vorzugsweisen Ausführungsform der Frequenzabstimmung.
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In dem Blockschaltbild nach Fig. 1 ist ein Filternetzwerk 1 für eine
Bandsperre mit einem Eingang 2, einen Pandsperrenausgang 3 und einem Bandpaßausgang
4. Für die selbstständige Abstimmung des Filternetzwerkes 1 auf die Frequenz an
Eingang 2 ist eine PhasenverCleichsstufe 5 vorgesehen. Diese erhält im abgestimmten
Zustand des Filternetzwerkes 1 vom Bandsperrenausgang 3 und von einem weiteren Ausgang
6 um 90o phasenverschobene Eingangssignale. Das Ausgangssignal der Phasenvergleichsstufe
5 steuert die Abstimmung des Filternetzwerkes 1 und strebt dabei dem Wert Null zu
Zur automatischen Xompensation der Restspannung am Bandsperrenausgang 3 dient eine
Phasenvergleichsstufe 7, die im abgestimmten Zustand des Filternetzwerkes 1 vom
Bandsperrenausgang 3 und von Bandpaßausgang 4 phasengleiche Eingangssignale erhält.
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Cemäß der Erfindung steuert die Phasenvergleichsstufe 7 einen bipolaren
Regelverstärker fl, der eine dem Bandpaßausgang 4 cr.tnommene Kompensationsspannung
an eine dem Bandsperrenausgang 3 vorgeschaltete Summierstufe 9 liefert,- Der Aufbau
und die Wirkungsweise eines bipolaren Regelverstärkers sind im Prinzip in der Zeitschrift
Electronic Design 15, Juli 1975, Seite 68 beschrieben. Derartige Regelverstärker
geben in Abhängigkeit von der Regelung eine von einem maximalen negativen Wert nach
einem maximalen positiven Wert verlaufende Ausgangsspannung ab.- Im abgestimmten
Zustand des Filternetzwerkes 1 sind die Eingangssignale der Pha.envergleichsstufe
7 genau phasengleich. In diesem
Fall erreicht die Ausgangsspannung
der Phasenvergleichsstufe 7 einen Maximalwert. Dadurch wird der bipolare Regelverstärker
5 derart eingestellt, daß die an die Summierstufe 9 gelangende Kompensationsspannung
die Restspannung am Bandsperrenausgang 3 auf den Wert Null bringt, Gemaß dem Blockschaltbild
Fig. 2, in das die Bezugszeichen der Fig. 1 mit gleicher 3edeutung übernommen sind,
ist als Filternetzwerk 1 ein aktives Filter zweiten Grades vorgesehen. Es umfaßt
zwei Tiefpässe, die Je aus einem Zeitkonstantenglied 10 bzw.
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12 und einem Operationsverstärker 11 bzw. 13 bestehen, denen zwei
Summierstufen 14 und 15 nachgeschaltet sind. Die itztgenannte umrrierstufe übernimmt
zusätzlich die Funktion der Summierstufe 9 in Fig. 1. Die Arbeitsweise eines derartigen
Filters ist beschrieben in dem Buch von Adam Budak "Passive and Active Network Analysis
and Synthesisn, Verlag Houghton Mifflin Company, Boston, 1974.
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Der Bandpaßausgang 4, der im abgestimmten Zustand eine mit der Spannung
am 3andsperrenausgang 3 phasengleiche Spannung abgibt, liegt am Ausgang des Operationsverstärkers
11. Der Ausgang des OperationsverstErkers 13 liegt am Ausgang 6 des Filternetzwerkes
1 und gibt im abgestimmten Zustand eine gegenüber dem Signal am Bandsperrenausgang
3 um 900 phasenverschobene Spannung ab.
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Zur Grob abstimmung des Filternetzwerkes 1 auf die Frequenz am Einfang
2 ist eine Suchlaufschaltung 19 vorgesehent durch die die Zeitkonstantenglieder
10 und 12 so lange stufenweise eingestellt
werden, bis die Ausgangsspannung
der Phasenvergleichsstufe 5 einen vorgegebenen Mindestwert unterschritten hat, Daraufhin
bewirkt die gleiche Phasenvergleichsstufe 5 @ber eine Leitung 20 die Feinabstimmung
durch kontinuierliche Einstellung der Zeitkonstantenglieder 10 und 12.
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Wie in den Ausführungen zum Blockschaltbild nach Fig. 1 beschrieben,
steuert die Phasenvergleichsstufe 7 den bipolaren Regelverstärker 8. Dieser liefert
an einen Eingang der Summierstufe 15 (entsprechend Summierstufe 9 in Fig. 1) eine
Spannung zur Kompensation der Restspannung am Bandsperrenausgang 3. Zur Erhöhung
der Güte des Filternetzwerkes 1 ist der Ausgang des Operationsverstärkers 11 noch
mit dem mit 1/; bezeichneten Eingang der Summierstufe 14 verbunden.
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Die Frequenzabstimmung erfolgt durch die Schaltung gen Fig. 3.
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Das Schaltbild zeit in detaillierter Ausfithrung den Schaltungsabschnitt
der Fig. 2, der durch die Anschlüsse 16, 17 und 18 markiert ist. Der Abstimmvorgang
wird aus Vereinfachungsgründen nur in Verbindung mit den Tiefpaß 10/11 der Fig.
2 erläutert.
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Durch die parallel geführte Ansteuerung des Zeitkonstantengliedes
12 erfolgt die Abstimmung des Tiefpasses 12/13 der Fig. 2 in identischer Weise und
durch die gleichen Schaltungsmittel.
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Wie Fig, 3 zeigt, enthält das Zeitkonstantenglied 10 einen Kondensator
24 und eine Reihe zueinander parallel geschalteter
Widerstände
25 bis 28, deren Werte binär gestaffelt sind. In Reihe mit dem Widerstand 25 liegt
ein Feldeffekttransistor 39, der über die Leitung 20 direkt von der Phasenvergleichsstufe
5 ansteuerbar ist (Fig. 2). In Reihe mit den Widerständen 26 bis 29 liegen Relaiskontakte
36 bis 39, deren zugehörige Relais 33 bis 35 Bestandteil der Suchlaufschaltung 19
sind. Diese hat eine Schaltstufe 30, die über den Anschluß 18 von der Phasenvergleichsstufe
5 gesteuert wird (Fig. 2). Der Schaltstufe 30 nachgeordnet ist ein Zähler 31, der
einen Binärkodierer 32 steuert. Über diesen sind die Relais 33 bis 35 erregbar.
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ber den Anschlu.3 18 liegt die Ausgangsspannung der die Frequenzabstimmung
bewirkenden Phasenvergleichsstufe 5 an der Basis des Feldeffekttransistors 39 und
an der Schaltstufe 30 an. liat die Ausganbsspannung der Phasenvergleichsstufe 5
einen Wert, der über einem vorgegebenen Mindestwert liegt, dann setzt diese die
Suchlaufschaltung 16 zur Grobabstimmung in Ttigkeit. Über die Schaltstufe 30 wird
der Zähler 31 angelassen, der seinerseits den Binärkodierer 32 betätigt, Dieser
schaltet nacheinanuer ein oder mehrere der Relais 33 bis 35 ein. Die über die zugehörigen
Kontakte 36 bis 39 eingeschalteten WiderstEnde 26 bis 29 bewirken eine stufenweise
Änderung der Einstellung des Zeitkonstantengliedes 10. Dieses erfolgt so lange,
bis die Ausgangsspannung der Phasenvergleichsstufe 5 den vorgegebenen Mindestwert
unterschriften hat. Dieses Kriterium veranlaßt die Schaltstufe 30 den Zähler 31
auszuschalten.
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Die Relais 33 bis 35, die z.B. als Haftrelais ausgebildet sind, verbleiben
somit in dem zuletzt eingenommenen Schaltzustand. -Die Anzahl der einschaltbaren
Widerstände 26 bis 28 richtet sich nach dem zu überdeckenden Prequenzbereich und
der, Feinheitsgrad der Abstufung. Die Möglichkeit der Erweiterung der Abstufung
ist in Fig. 3 durch gestrichelt dargestellte Leitungen angedeutet.
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Nach Beendigung der Grobabstimmng steuert die am Anschluß 18 noch
anstehende Ausgangsspannung der Phasenvergleichsstufe 5 den Durchlaßwideritand des
mit dem Widerstand 25 in Reihe eschalteten Feldeffekttransistors 39 in der Weise,
daß innerhalb der kleinsten Abstufung der Grob abstimmung die Feinabstimmung auf
den genauen Wert der frequenz am Eingan.r 2 des dandsperren-Filters erfolgt.
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Die Verwendung einer Suchlaufschaltung mit einer Grobabstimmung in
Stufen hat den Vorteils daß in weiten Grenzen elektronisch veränderbare Widerstände
vermieden werden, die meist nichtlineare Verzerrungen verursachen.
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3 Patent ansprüche 2 Blatt Zeichnungen