DE2624800B2 - Geregelter Gleichstromumrichter - Google Patents
Geregelter GleichstromumrichterInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen geregelten Gleichstromumrichter, der nach dem Durchflußumrichterprinzip im
Eintaktverfahren arbeitet, mit einem Transformator zur galvanischen Trennung von Eingang und Ausgang,
einem in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators liegenden, pulsbreitengesteuerten Schalttransistor,
einer Freilaufdiode im Ausgangskreis und einer über Emitter und Kollektor des Schalttransistors geschalteten
Reihenschaltung aus einem Kondensator und aus einer Parallelschaltung eines in Durchlaßrichtung zur
Eingangsspannung £epolten Gleichrichters und eines Widerstandes, wobei als Abmagnetisierungsspannung
am Transformator zumindest bei höchster Eingangsspannung eine vollständige Sinushalbwelle auftritt.
Ein Gleichstromumrichter der eingangs genannten Art, der allerdings nicht geregelt ist und bei dem die
Reihenschaltung aus Kondensator und Gleichrichter nicht parallel zum Schalttransistor, sondern parallel zur
Primärwicklung des Transformators geschaltet ist, ist durch die DT-OS 22 20176 (insbesondere Fig.6)
bekannt. Der Widerstand bildet bei diesem Gleichstromumrichter mit dem Kondensator einen Parallelzweig
zu dessen Eigang.
Es ist bekannt, daß bei einem Durchflußwandler die Sekundärspannung überwiegend von der Batteriespannung,
dem Übersetzungsverhältnis des Übertragers abhängt. Wie bereits der Name des Wandlertyps
erkennen läßt, tritt der Abfluß der Energie aus dem Transformator während der Durchflußperiode des
Rechteckgenerators auf. Da im Öffnungszeitpunkt des Transistors Magnetisierungsenergie im Transformator
gespeichert ist, besteht die Gefahr einer starken Spannungsüberhöhung. Die Emitter-Kollektor-Strecke,
die von vornherein mit der Batteriespannung belastet ist, kann durch eine zusätzliche, zu hohe Abmagnetisierungsspannung
des Transformators zerstört werden.
Die periodische Abmagnetisierung des Trenntransformators
wird dominierend von dem über Emitter und Kollektor des Schalttransistors geschalteten Kondensator
beeinflußt, der zur Verringerung der Schaltvcrluste während der periodischen Ausschaltung des Stelltransistors
vorgesehen ist. Der Einfluß dieses Kondensators auf die Abmagnetisierung des Trenntransformators ist
dabei nicht primär beabsichtigt, sondern ergibt sich als Nebenwirkung, die die theoretisch übertragbare Leistung
im allgemeinen herabsetzt, aber andererseits auch die Magnetisierungsverluste des Trenntransformators
etwas verringern kann.
Nach bisherigen Erkenntnissen mußte in Grenzfällen, in denen die Spannungs- und Strombelastbarkeit eines
gegebenen Transistcrs für die geforderte Leistung nicht mehr ausreichte, entweder ein zweiter parallel bzw. in
Reihe geschaltet werden. Wenn die Spannungs- und Strombelastbarkeit des gegebenen Transistors nicht
mehr ausreichte, konnte aber auch ein leistungsfähigerer und deshalb teuerer Transistortyp vorgesehen oder
die Leistung auf zwei parallel betriebene Umrichter aufgeteilt werden.
Ehe auf das Problem der Erfindung, nämlich die Erhöhung der übertragbaren Leistung, näher eingegangen
wird, sollen im folgenden vorerst die technischen Zusammenhänge, beschränkt auf die drei grundsätzlichen
Abmagnetisier-Möglichkeiten des Transformators beim idealisierten verlustfreien Eintakt-Durchflußumrichter
mit den fiktiven Eingangsgrößen Uu h und den fiktiven Ausgangsgrößen U2, I2 erläutert werden. In
diesem Zusammenhang wird auf die Fig. 1 verwiesen, die einen Gleichstromumrichter der eingangs genannten
Art (Eintakt-Durchflußwandler mit galvanischer Trennung) zeigt.
Der Transformator 7rübersetzt Spannung und Strom und trennt den Ausgang vom Eingang galvanisch. Das
Speichern eines Teiles der Leistung übernimmt die Drossel L, während der andere Teil direkt zum Ausgang
mit der Spannung U2 durchgeschaltet wird. Während
der Einschaltzeit des Transistors Ts fließt der Strom vom Eingangskondensator G zur nicht dargestellten
Last. Dabei nimmt die Drossel L Energie entsprechend dem durchfließenden Ausgangsstrom I2 und der Differenz
zwischen übersetzter Eingangsspannung U\ und Ausgangsspannung LZ2 auf. Während der Sperrzeit, die
mindestens zur Abmagnetisierung des Transformators Tr ausreichen muß, fließt der Strom in der Drossel L
weiter über den Gleichrichter D2 in die Last. Zur
Regelung der Ausgangsspannung U2 steuert der Regler
Sdie relative Einschaltdauer bei konstanter, durch einen Taktgeber gegebener Periodendauer. Der Mittelwert
der Spannung der Transformator-Sekundärwicklung ist stets gleich der Ausgangsspannung U2 zuzüglich der
SpannungsVerluste des Sekundärkreises.
Während der Sperrzeit wird der Transformator Tr des Durchflußwandlers über die an Emitter und
Kollektor des Schalttransistors Tsgeschaltete Cp-Di-R-
bo Schaltung ab- und ummagnetisiert. Zu Beginn des
Sperrens übernimmt die aus der Diode D3 und dem Kondensator Cp bestehende Reihenschaltung den
übersetzten Sekundärstrom in dem Maße, wie der Kollektorstrom abfällt. Der Kondensator Cp wird
b5 dadurch zunächst etwa auf die Eingangsspannung U\
aufgeladen, wenn man den Einfluß der Streuinduktivität vernachlässigt. Die Transformatorspannung bricht zusammen
und steigt während der Abmagnetisierung mit
umgekehrter Polarität wieder an. Die Ummagnetisierung der Querinduktivität des Transformators über den
Kondensator Cp erzeugt während der Sperrzeit eine sinusförmige Halbschwingung, die sich am Transistor als
Sperrspannung zu U\ addiert. Der kleine Magnetisierungsstrom
in der Primärwicklung hat während dieser Zeit einen cosinusförmigen Verlauf und fließt über die
Diode D} zum Tranformator.
Im darauf folgenden Abschnitt der Sperrzeit fließt der
umgepolte Magnetisierungsstrom in der Sckundärwicklung
und über die stromführenden Sekundärgleichrichter D\, Di. Wegen der geringen Spannung dieser
Gleichrichter klingt der Magnetisierungsstrom im Sekundärkreis kaum ab, und die negative Induktion des
Transformatorkernes bleibt bis zum nächsten Einschalten des Transistors erhalten. Dann wird die Ladung des
Kondensators Cp, an dem die Eingangsspannung U\ lag, über den Widerstand R und den Transistor Ts abgebaut.
Beim Eintakt-Durchflußwandler mit galvanischer Trennung ist der Tastgrad
In dieser Formel ist mit üdas Übersetzungsverhältnis
der Wicklungen Nu N2 des Trenntransformators 7>und
mit a das Übersetzungsverhältnis der Eingangsspannung U] zur Ausgangsspannung U2 des idealen
Umrichters bezeichnet. Wenn die Ausgangsspannung U2 konstant bleiben soll, muß der Regler 5den Tastgrad
γ stets so einstellen, daß das Produkt Tastgrad γ χ Eingangsspannung U\ ist. Wenn auch die Periodendauer
T konstant ist, muß das Produkt aus der Eingangsspannung und der Einschaltdauer τ,, des
Stelltransistors ebenfalls konstant sein:
U] ■ γ ■ Τ— U] ■ Τι. = const.
Dies ist die für den Magnetisierungszustand des Transformators Tr am Ende der Einschaltdauer
maßgebende Spannungs-Zeitfläche. Genau so groß muß im eingeschwungenen Zustand die bei der Abmagnetisierung
auftretende Spannungs-Zeitfläche
'j
fuT\ ■ d/ = Ci-T, = const.
'.
'.
sein. Die Kurvenform der Abmagnetisierspannung ist hierfür zwar im Prinzip gleichgültig, nicht aber für die
Spannungsbelastung des Transistors.
Die beiden Grenzfälle des Verlaufes der Abmagnetisierspannung werden zunächst unter gleichen Bedingungen
verglichen, und zwar optimiert, das heißt mit voller Ausnutzung der zulässigen Sperrspannung UcEnun
des Transistors Ts bei maximaler Eingangsspannung t/i ,π.·»- und mit voller Ausnutzung der zur Abmagnetisierung
verfügbaren kürzesten Zeit (1—)w)· T bei minimaler Eingangsspannung U],„j„. Die Verknüpfung
von Amplituden- und Zeitbedingung ergibt jeweils das höchstzulässige Übersetzungsverhältnis üm,,A, mit dem
die kleinstmögliche Strombelastung des Transistors erhalten wird. Bei voller Ausnutzung der zulässigen
Strombelastung wird dann die höchste übertragbare Leistung erreicht. Das maximal zulässige Übersetzungsverhältnis
Die F i g. 2 und 3 zeigen während einer Periodendauer
rden Spannungsverlauf am Stelltransistor Ts idealisiert,
das heißt auch kapazitätsfrei, was die Darstellung mit Rechleckimpulsen ermöglicht. Während der Einschaltdauer
τ,.-γ ■ T
wird die Eingangsspannung U] vom Transformator
ι» aufgenommen. Am Transistor Ts bleibt dann eine Kollektor-Emitter-Spannung uce=0- Während der
Sperrzeit
γλ-(1 -γ) ■ T
steht am Transistor die Summe aus Eingangsspannung und der einmal zeitlich konstant angenommenen
(Kondensator Cp nicht berücksichtigt) Abmagnetisierspannung, die der Transformator erzeugt:
Umax =
] ,,,,,JU2
ist also die für optimale Dimensionierung maßgebende Schlüsselgröße.
Im allgemeinen Falle (ausgenommen bei U],,,,,,) ist die
Abmagnetisierung beendet, bevor der Transistor erneut eingeschaltet v^ird. Bis dahin steht dann nur die
Eingangsspannung Ui am Transistor.
In Fig. 2 ist der kritische Grenzfall der Zeitbedingung bei der minimalen Eingangsspannung U],„j„
dargestellt, das heißt, die Abmagnetisierung wird im j(j Zeitpunkt der Wiedereinschaltung gerade eben vollendet.
Fig.3 zeigt dagegen den kritischen Grenzfall der Amplitudenbedingung bei der maximalen Eingangsspannung U],„iixm\l
U] ,„in + Un = UcEnun ■
Da beim vorliegenden Ausführungsbeispiel willkürlich t/i mal = 2 L/) mm gewählt ist, ist folglich auch
γ min = 0,5 ■ γ,,ν,χ.
Der zur Schaltentlastung des Transistors vorgesehene Kondensator Cp läßt keinen steilen Spannungsanstieg
und -abfall mehr zu, sondern nur einen annähernd sinusförmigen Verlauf. Die Spannungs-Zeitfläche einer
halben oder auch einer viertel Sinusschwingung ergibt sich als Produkt aus Zeitbasis, Amplitude und dem
Faktor 2/jr und beträgt rund 64% der Fläche des umschriebenen Rechtecks. Deshalb müssen bei gleichen
Spannungs-Grenzwerten der maximale Tastgrad }',,,.„ und das maximale Übersetzungsverhältnis ü,„.„ entsprechend
verringert werden, um die Grundbedingung der Gleichheit der Spannungs-Zeitflächen bei Auf- und
Abmagnetisierung zu erfüllen.
Die Fig.4 und 5 zeigen die zu den Fig. 2 und 3
analogen Grenzzustände mit dem Unterschied, daß der Transformator hier nicht einseitig, sondern symmetrisch
magnetisiert (ummagnetisiert) wird. Die eigentliche
bü Abmagnetisierung bis auf die Remanenz ist bereits im
Scheitelpunkt der Sinushalbschwingung beendet.
Der Vorteil der Abmagnetisierung mit Rechteckimpulsen ist jedoch oft nur scheinbar. Wegen des Fehlens
einer Schaltentlastung für den Transistor können nämlich die Umschaltverluste so hoch werden, daß die
wegen des größeren maximalen Übersetzungsverhältnisses üm.n theoretisch höhere Grenzleistung oft nicht
nutzbar ist.
Die Fig.6 gilt für beide Grcnzfälle und zeigt die
Spannungsbelaslung des Transistors als Funktion der Eingangsspannung, und zwar eine unter 45C liegende
Gerade mit dem Hub ίΛ ,„.,.,-l/i „„„. Die Spannungsfestigkeit
des Transistors wird wegen der Konstanz der Abmagnctisicrungsspannung Un bzw. -amplitude Un
nur bei L/|,„,n voll ausgenutzt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Erhöhung der übertragbaren Leistung bzw. Senkung
der Strombelastung des Stelltransistors bei einem geregelten Gleichstromumrichter der eingangs genannten
Art, bei den: die periodische Abmagnetisicrung des Trenntransformators dominierend von einem Kondensator
beeinflußt wird, der zur Verringerung der Schaltverluste während der periodischen Ausschaltung
des Stelltransistors vorgesehen ist, zu erreichen.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß durch eine derartige Bemessung des maximalen Tastgrades und des
Verhältnisses der Eigenfrequenz des aus dem Transformator und dem Kondensator gebildeten Abmagnetisierschwingkreises
zur Taktfrequenz, daß als Abmagnetisierungsspannung am Transformator bei niedrigster
Eingangsspannung eine durch das Einschalten des Schalttransistors hinten abgeschnittene Sinushalbwelle
auftritt, wobei der Abschnittwinkel so festgelegt ist, daß bei niedrigster und bei höchster Eingangsspannung die
Sperrspannung des Schalttransistors im wesentlichen den gleichen Maximalwert hat.
Auf diese Weise wird erreicht, daß der maximale Tastgrad und damit das Übersetzungsverhältnis größer
gemacht werden können, als wenn bei kleiner Eingangsspannung des Umrichters die gleiche Abmagnetisierungsspannungsamplitude
verwendet wird, die bei höchster Eingangsspannung noch zulässig ist, um nicht die maximale Spannungsbelastung des Transistors
zu überschreiten.
Durch die Erfindung wird also unter Beibehaltung des Vorteils der Schaltentlastung des Kondensators Cp eine
nennenswerte Einbuße in den Werten ü,Kn und ym;H
verhindert, indem die Amplitude der Abmagnetisierspannung von der Eingangsspannung derartig abhängig
gemacht wird, daß auch bei i7i„„„ die Spannungsfestigkeit
des Transistors möglichst ebensogut ausgenützt wird, wie bei U\m-n (erläutert an den F i g. 7 bis 8).
Diese Abhängigkeit (F i g. 7) ist selbsttätig, ohne eine besondere Regelung oder Umschaltung, einfach dadurch,
daß die Eigenfrequenz des Abmagnetisierkreises so gering und das maximale Übersetzungsverhältnis
Wm.m das heißt γηκιχ, dazu passend bemessen ist, daß im
Bereich der Eingangsspannung zwischen U\,„m und U\k
die Ummagnetisierung keine halbe Sinusschwingung der Spannung mehr vollenden kann, sondern durch
Wiedereinschaltung des Transistors in einem Zeitpunkt abgebrochen wird, in dem noch Magnetisierungsenergie
in dem Kondensator Cp zwischengespeicherl ist. Die Magnetisierung des Transformators wird dabei um so
unsymmetrischer, je weiter der Wiedereinschaltpunkt sich dem Scheitelpunkt der Spannungskurve nähert, um
schließlich in diesem Punkt, wenn er erreicht wird, ganz einseitig zu werden. Daher stammt die Bezeichnung
»schwimmende Magnetisierung«.
Soll an beiden Grenzen der Eingangsspannung U\mm
und U\im\ die Spannungsfestigkeit des Transistors voll
ausgenützt werden, so ist die Optimierung zweier Größen nötig, nämlich erstens der Resonanzfrequenz
des Abmagnetisierkreises fo, und zweitens des Tastgrades )>=ü/u, der das Übersetzungsverhältnis U-N[ZN2
bestimmt.
Für den Optimalwcrt der Resonanzfrequenz fo-* (o**, bezogen auf die Taktfrequenz [= l/7jgilt
b 1 /, 2b\
,. *„ + -=- arc cos I 1 )
Jo**
=
ami„ 2
V
c J
f
Hierin sind die weiteren Abkürzungen
Hierin sind die weiteren Abkürzungen
UCE mux
~ k'i „|0Λ.
und
C =
11CE
benutzt.
Die Grenzbedingung für das Übersetzungsverhältnis
.-τ fo
Mit dem angegebenen Ausdruck für den Optimalwcr! des Frequenzverhältnisses erhält man das hochstzulässige
Übersetzungsverhältnis
um„r=— ■
J_
π fo**
Der Winkel
b 1
h — arc cos
tJm;„ 2
Λ 2b
I 1
I 1
arc cos 1 —
soll zwischen den äußersten Grenzen π/2 und π liegen
weil außerhalb dieses Bereiches entweder die Forme ungültig wird oder der Transformator eine einseitige
Vormagnetisierung erhält.
Bei dieser Bemessung verläuft ua;=f(U\) etwt
entsprechend der Fig.7 mit dem Maximalwert dei Abmagnetisier-Amplitude ünmax bei U\„,i„ und derr
Minimalwert ΰπ,,,,η, der im kritischen Punkt U\k be
Vollendung der Halbschwingung erreicht wird unc danach bis U\„m konstant bleibt.
Bei Einhaltung dieser Optimierungsbedingungen füi die Eigenfrequenz des Abmagnetisierkreises und dai
maximal zulässige Übersetzungsverhältnis, das heiß den maximal zulässigen Tastgrad, wird bei geregelter
Gleichstromumrichtern der eingangs genannten Ar erreicht, daß die Sperrfähigkeit des Transistors be
kleinster und bei höchster Eingangsspannung vol ausgenützt wird und im dazwischenliegenden Bereicl
eine Verbesserung erzielt wird. Mit der Bemessunj
bo gemäß der Erfindung wird bei gegebener Leistung dii
minimal erreichbare Strombelastung des Transistor erhalten und bei voller Ausnutzung der zulässigei
Grenzdaten die maximal übertragbare Leistung erzielt.
Die zugehörigen Grenzfälle des zeitlichen Verlaufe
t,5 von uorsind schematisch in den F i g. 8 und 9 dargestellt
In der Praxis ist die theoretisch optimale Bemessunj wegen der Bauteiletoleranzen und Temperaturgängi
zwar nicht vollständig erreichbar, aber auch dann bleib
der Vorteil noch beträchtlich. Mit Hilfe der Formel
Ι/,
uri =
1 - cos
2 Jj-(l-;
läßt sich der Zusammenhang zwischen der Amplitude der Abmagnetisierungsspannung und dem Tastgrad γ
dem Bemessungsparameter —r- (Verhältnis von
Eigenfrequenz des Abmagnetisierkreises zur Taktfrequenz) kontrollieren. Auf diese Weise kann überwacht
werden, daß auch mit ungünstigen Bauteiletoleranzen «(ι/ίων nicht überschritten wird.
Zahlenwerte für die erzielbare Verbesserung lassen sich nicht allgemeingültig, sondern nur im genau
abgegrenzten Einzelfall angeben. In vielen Fällen sind sogar noch höhere Werte für ü,my und )>,„,·„ erreichbar als
bei der Abmagnetisierung auf konstante Gegenspannung.
Hierzu 2 Bkitt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentanspruch:Geregelter Gleichstromumrichter, der nach dem Durchflußumrichterprinzip im Eintaktverfahren arbeitet, mit einem Transformator zur galvanischen Trennung von Eingang und Ausgang, einem in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators liegenden, pulsbreitengesteuerten Schalttransistor, einer Freilaufdiode im Ausgangskreis und einer über Emitter und Kollektor des Schalttransistors geschalteten Reihenschaltung aus einem Kondensator und aus einet Parallelschaltung eines in Durchlaßrichtung zur Eingangsspannung gepolten Gleichrichters und eines Widerstandes, wobei als Abmagnetisierungsspannung am Transformator zumindest bei höchster Eingangsspannung eine vollständige Sinushalbwelle auftritt, gekennzeichnet durch eine derartige Bemessung des maximalen Tastgrades (γ max) und des Verhältnisses der Eigenfrequenz (fo) des aus dem Tranformator und dem Kondensator gebildeten Abmagnetisierschwingkreises zur Taktfrequenz (f), daß als Abmagnetisierungsspannung am Transformator bei niedrigster Eingangsspannung eine durch das Einschalten des Schalttransistors hinten abgeschnittene Sinushalbwelle auftritt, wobei der Abschnittwinkel so festgelegt ist, daß bei niedrigster und bei höchster Eingangsspannung die Sperrspannung des Schalttransistors im wesentlichen den gleichen Maximalwert hat.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762624800 DE2624800B2 (de) | 1976-06-02 | 1976-06-02 | Geregelter Gleichstromumrichter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762624800 DE2624800B2 (de) | 1976-06-02 | 1976-06-02 | Geregelter Gleichstromumrichter |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2624800A1 DE2624800A1 (de) | 1977-12-08 |
DE2624800B2 true DE2624800B2 (de) | 1978-03-23 |
DE2624800C3 DE2624800C3 (de) | 1978-11-02 |
Family
ID=5979647
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19762624800 Granted DE2624800B2 (de) | 1976-06-02 | 1976-06-02 | Geregelter Gleichstromumrichter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2624800B2 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0584621A1 (de) * | 1992-08-28 | 1994-03-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Durchflussumrichter mit RCD-Entlastungsnetzwerk |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2558021B1 (fr) * | 1984-01-10 | 1986-04-11 | Inf Milit Spatiale Aeronaut | Convertisseur a decoupage asymetrique |
DE3619352A1 (de) * | 1986-06-09 | 1987-12-10 | Philips Patentverwaltung | Eintaktdurchflusswandler |
-
1976
- 1976-06-02 DE DE19762624800 patent/DE2624800B2/de active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0584621A1 (de) * | 1992-08-28 | 1994-03-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Durchflussumrichter mit RCD-Entlastungsnetzwerk |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2624800A1 (de) | 1977-12-08 |
DE2624800C3 (de) | 1978-11-02 |
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