DE2622836A1

DE2622836A1 - Rechner zum bestimmen des optimalen kraftstoff-sauerstoffgemischs fuer verbrennungsmotoren

Info

Publication number: DE2622836A1
Application number: DE19762622836
Authority: DE
Inventors: Jean-Pierre Rivere
Original assignee: Renault SAS
Current assignee: Renault SAS
Priority date: 1975-05-29
Filing date: 1976-05-21
Publication date: 1977-01-13
Also published as: DE2622836C3; IT1071266B; FR2312821A1; FR2312821B1; DE2622836B2; GB1552354A; US4048479A

Description

Patentanmeldung P 26 22 836.4
Regie Nationale des Usines Renault

Rechner zum Bestimmen des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemisches für Verbrennungsmotoren

Die Erfindung bezieht sich auf einen Rechner zum Bestimmen des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemisches für Verbrennungsmotoren, mit einer synchron zur Motordrehzahl funktionierenden und Impulse abgebenden Kippstufe, wobei die Impulsbreite mindestens von dem durch eine chemische Analysiersonde des Gasgemischs im Auspuffrohr ermittelten Spannungswert abhängig ist, und die ermittelte Spannung in einem Regler mit Zwischenintegrierung verarbeitbar ist, und die erzeugten Impulse zum Bestimmen der Öffnungszeit eines den Durchsatz eines Strömungsmittels, Sauerstoffträgers oder Brennstoffs steuernden Magnetventils verwendet werden, wobei deren Dosierung von der Sonde messbar ist.

Es sind bereits verschiedene Ausführungen bekannt, die als Eingangsparameter die Motordrehzahl und die Messwerte einer im Auspuffrohr angebrachten Sonde verwenden, mit deren Hilfe die Auspuffgase chemisch analysierbar sind, z.B. um den Restsauerstoffgehalt zu bestimmen.

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Nach einem ersten bekannten System (französische Patentschrift Nr. 2.035.177) ist ein synchron zur Drehzahl des Verbrennungsmotors funktionierender, monostabiler Multivibrator vorgesehen, der Impulse für einen Impulsbreitenmodulator erzeugt, wobei das Steuersignal dieses Modulators vom Luftdruck in der Ansaugleitung und von einer auf den Kohlenmonoxydgehalt und/oder den Sauerstoffgehalt des Gasgemischs ansprechenden und in der Auspuffleitung des Motors angebrachten Registriereinrichtung abhängig ist, welche eine Spannung erzeugt, die mit diesem Gehalt steigt und in Abhängigkeit von einem durch einen in Näh« der Registriereinrichtung toxischer Gase angeordneten Thermoelement gelieferten Signal korrigierbar ist. Aufgrund der erzeugten Impulsbreiten kann z.B. die Öffnungszeit einer Drosselklappe in einer zusätzlichen Luftzuleitung gesteuert werden.

Nach einem zweiten bekannten System (französische Patentschrift No. 2,238.049) wird ein im Ansaugrohr des Motors angeordnetes Einspritzventil während der Unstabilitätsdauer eines monostabilen Multivibrators geöffnet, wobei diese Dauer bedingt ist durch den in der Ansaugleitung herrschenden Druck und durch die von einer in der Auspuffleitung angebrachten Sonde erstellte Analyse der Auspuffgase; die Sonde wirkt auf die monostabile Kippschaltung mittels eines ab einer bestimmten Schwelle ansprechenden Schalters und eines Integralreglers, wobei die monostabile Kippschaltung synchron zur Motordrehzahl betätigt wird.

Diese z.Z. bekannten Vorrichtungen erweisen sich als in der Praxis ungenügend, da sie die Tatsache nicht genügend berücksichtigen, daß die Sonde einen nicht-linearen Messfühler mit hoher innerer Impedanz darstellt, dessen Spannungskennlinie als Funktion des ermittelten Sauerstoffanteils die Form einer im ersten Quadranten der Koordinatenachsen OX positiv, OY positiv gelegenen Parabel hat.

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Andererseits bestehen die Schwierigkeiten bei der Erstellung einer qualitätsmäßig zufriedenstellenden Servosteuerung in der Kompensierung der Übergangserscheinungen beim Durchlaufen der RUckkopplungsschleife.

Aufgabe der Erfindung ist, diese Nachteile zu beseitigen.

Diese Aufgabe wird durch einen Rechner der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß dieser eine über einen ihrer Eingänge an den Ausgang einer ersten Vergleichsschaltung angeschlossene, bistabile Kippschaltung aufweist, wobei der Eingang der Vergleichsschaltung über einen Integrations-Regler mit der chemischen Analysiersonde verbunden ist, und die Kippschaltung mit ihrem zweiten Eingang an einen Impulsgenerator angeschlossen ist, der synchron zur Drehbewegung des Motors funktioniert, sowie über einen ihrer Ausgänge mit einer Integrierschaltung verbunden ist, die einen in Reihe mit einem Kondensator geschalteten und mit dem zweiten Eingang der ersten Vergleichschaltung verbundenen Stromverstärker umfaßt, wobei der eine Ausgang ausserdem mit einer Steuervorrichtung für die Öffnungsdauer des Magnetventils, und der zweite Ausgang mit einem Eingang eines Entladeorgans für den Kondensator verbunden ist.

Dieser Rechner kann so konzipiert sein, daß die Öffnungsdauer des Magnetventils konstant bleibt, wenn keine Messung seitens des nicht-linearen Messfühlers vorliegt, und daß die Öffnungsdauer durch die vom nicht-liniearen Fühler ausgeführte Messung veränderbar ist.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Msführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

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Fig. 1 eine graphische Darstellung der Variierung der Maximalspannung einer Sonde in Abhängigkeit von der Temperatur;

Fig. 2 ein Blockschema eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Rechners;

Fig. 3 A, 3B, 3C eine detaillierte Ausführung eines Rechners laß Fig. 2;

Fig. 4 eine zweite Ausführungsform des in Fig. 3A dargestellten Rechnerteiles;

Fig. 5 die an den Hauptpunkten des Ausführungsbeispiels der Figuren 3A_t 3B, 3C auftretenden Spannungsformen.

Fig. 1 stellt die Variationskurve der Maximalspannung der Sonde in Abhängigkeit von deren Temperatur dar. Diese Kurve hat die Form einer Parabel, woraus man ersieht, dass es sich bei der Sonde um einen nicht-linearen Messfühler handelt.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 ist eine Sonde 19, welche eine Analyse der Auspuffgase im Auspuffrohr E, z.B. die Bestimmung des Restsauerstoffgehaltes gestattet, an einen Verstärker 1, eine auf diesen folgende Vergleichsschaltung 2 und eine erste Integrierschaltung 3 angeschlossen. Die erste Vergleichsschaltung 2 ist über einen zweiten Eingang mit einem Vergleichsspannungsgenerator 13 verbunden. Eine Klemme des Unterbrecherschalters 18 ist über einen Signalumformer 11, eine monostabile Kippschaltung 10 und eine Teilerschaltung 9 durch zwei, die zueinander in Reihe geschaltet sind, angeschlossen an einen Eingang 9.2 eines bistabilen Multivibrators 8. Der zweite Eingang 8.1 des bistabilen Kippgliedes 8 steht

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mit dem Ausgang einer zweiten Vergleichsschaltung 4 in Verbindung, die über einen ihrer Eingänge mit dem Ausgang 3.1 der ersten Integrationsschaltung 3, und über ihren zweiten Eingang mit einem zweiten Integrator verbunden ist, der besteht aus einem Stromverstärker 7, einem Kondensator C7 und einem Entladeorgan 5 für diesen Integrator. Ein Ausgang 8.9 oder 5 des bistabilen Multivibrators 8 ist mit dem Entladeorgan 5 verbunden. Der zweite Ausgang 8.3 oder Q des bistabilen Kippgliedes 8 ist einerseits mit dem Eingang des Stromverstärkers 7 des zweiten Integrators C7, und andererseits mit der Steuerspule 17 eines Magnetventils in Verbindung, das zur Lufteinspritzung mittels einer Leitung 42 und eines Leistungsverstärkers 16 hinter der Drosselklappe dient. An den Leiter 42 ist, wie später in Bezug auf die Fig. 3C noch näher erläutert wird, eine Inhibitschaltung 48 angeschlossen, die von einer die Sperrung steuernden Logikschaltung 15 kontrolliert wird, welche besteht aus einem ODER-Gatter, dessen Eingänge über einen im Schutzgehäuse für Kaltstart angebrachten Thermokontakt 122 bzw. einen beim Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23 an die positive Klemme einer Batterie angeschlossen sind.

Das vonv Unterbrecher 18 abgegebene Signal wird in der Schaltung 11 umgeformt und in ein logisch verwertbares Signal verwandelt. Die monostabile Schaltung 10 gestattet eine Umformung durch Impulsverbreiterung und durch Beseitigen von Störfaktoren, die hauptsächlich vom eventuellen Rückprellen des Unterbrechers herrühren; der durch zwei teilende Frequenzteiler 9 sichert eine zuverlässige Funktion des Magnetventils 17. Die Leistungsverstärkerstufe 16 wird vom bistabilen Multivibrator 8 gesteuert. Einer der Eingänge des Multivibrators 8 wird vom Ausgangssignal des Frequenzteilers 9 angesteuert, und der andere in Abhängigkeit von dem durch die Sonde 19 gelieferten Signal.

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Der Verstärker 1 der Sonde ist ein Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz, was eine leichte Anpassung an die Sonde 19 gestattet. Die Vergleichsstufe 2 vergleicht die von der Sonde gelieferte Information mit einer voreinstellbaren Vergleichsspannung 13. Die erste Integrierstufe 3 funktioniert durch Laden und Entladen eines Kondensators je nach der von der Stufe 2 erhaltenen Information. Die zweite Vergleichsstufe 4 vergleicht das Ausgangssignal der Integrierstufe 3 mit der Ladung des Kondensators C7. Der Ausgang der Vergleichsstufe 4 steuert die Entladung des Kondensators C7, dessen Aufladung durch die vom Teiler durch zwei 9 kommende Information gesteuert ist. Der Steuersolenoid 17 des Magnetventils für die Lufteinspritzung wird bei geladenem Kondensator C7 über' den Leistungsverstärker 16 erregt, der das über den Leiter 42 geschickte Signal empfängt, sofern dieser nicht durch die Inhibitschaltung 48 gesperrt ist, welche ein Passieren des Signals mittels eines logischen ODER-Gatters verhindern kann, dessen beide Eingänge an einen die Funktion der Servosteuerung in kaltem Zustand unterbindenden Thermokontakt 122, der z.B. wirkt, solange das Kühlwasser des Motors 45⁰C noch nicht erreicht hat, bzw. an einen bei Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23 angeschlossen sind. Das schwache Steuersignal des Steuersolenoids 17 des Magnetventils wird am Ausgang Q der bistabil-en Kippschaltung 8 abgenommen.

Im folgenden wird das in den Figuren 3A, 3B, 3C dargestellte Ausführungsbeispiel mit Hilfe der in Fig. 5 gezeigten Signalformen genauer beschrieben, wobei das Zeitmass der Leitungen 7 und 8 aus Gründen der Anschaulichkeit etwa hundertmal kleiner gewählt wurde als das der anderen Leitungen. Die Elemente der verschiedenen Figuren entsprechen sich in ihren Bezugsziffern.

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Nach dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3A wird das vom die Sonde 19 darstellenden Messfühler abgenommene Signal durch vier Transistoren T1, T2, T3, T4 verstärkt. Das Ausgangssignal bei 22 ist gleichsinnig mit dem von der Sonde erfassten Signal. Die Transistoren T1 und T2 sind in einer Darlington-Schaltung angeordnet, um eine ausreichende Eingangsimpedanz aufzuweisen. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers ist durch ein Potentiometer P1 regelbar, und ein Potentiometer P2 regelt den Spannungsverlauf am Ausgang. Die an den Kollektor bzw. an den Emitter des Transistors T4 einerseits, und an die Basis des Transistors T1 andererseits angeschlossenen Widerstände R4 und R5 gestatten eine Stromrückführung auf die Basis des Eingangstransistors; folglich gibt die Sonde keine Information ab, und die Eingangsimpedanz des Schaltkreises wird erhöht. Die Widerstände R4 und R5 bilden zusammen mit den beigeordneten, am Kollektor bzw. Emitter des Transistors angeordneten Widerständen R6 und R7 eine Polarisierungsbrücke des Eingangsverstärkers 1, was eine relativ hohe Leerspannung an der Basis 23 des Eingangstransistors T1 ergibt. Ein mit dem an der Basis 23 des Transistors T1 gelegenen Widerstand R1 eine Teilerbrücke bildende Widerstand R45 ermöglicht eine Verminderung dieser Spannung. Das Eingangssignal des Verstärkers 1 wird durch einen Kondensator C10 gefiltert.

Die Ausgangsspannung 22 des Verstärkers wird der Basis eines Transistors T5 zugeführt, der mit einem Transistor Τ6 die Vergleichsstufe 2 der Fig. 1 bildet. Die Vergleichsspannung 13 dieser Vergleichsstufe ist mittels eines Potentiometers P3 regelbar. Damit ist die Integrationsstufe erreicht, die folgendermassen funktioniert: wenn .die Ausgangsspannung 22 grosser ist als die Vergleichsspannung 13, leitet der Transistor T5 nicht, und die Klemmenspannung eines am Kollektor des Transistors T5 ge^genen Widerstands R9 ist Null. Ein über seine Basis mit den Klemmen des Widerstands

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R9 verbundener Transistor T8 ist dadurch gesperrt, ebenso wie ein Transistor T9, dessen Basis an den Kollektor des Transistors T8 angeschlossen ist. Ein zusammen mit dem Transistor T9 als Vergleichsstufe geschalteter Transistor T10 ist mit seiner Basis einerseits über einen Widerstand R18 mit dem Pluspotential der Schaltung und andererseits über einen Widerstand R15 mit dem Kollektor des Transistors T9 verbunden. Der Kollektor des Transistors T9 ist ausserdem über einen Widerstand R16 an Masse gelegt, und die Spannung an der Basis des Transistors T10 ist durch die von den Widerständen R18, R15 und R16 gebildete Brücke festgelegt. Im vorliegenden Fall ist der Transistor 10 also leitend, ebenso wie der Transistor T11, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 110 verbunden sowie über eine Zenerdiode Z1.an Masse gelegt ist. Der Kollektor des Transistors T11 ist mittels einer Parallelschaltung mit dem Pluspotential des Schaltkreises verbunden; diese Parallelschaltung umfasst: eine Zenerdiode Z2 und einen Kondensator C1; einen Kondensator C2 und eine Reihenschaltung des Kollektor-Emitter-Kreises des Transistors T12 mit einem Widerstand R20. Die Basis des T_ransistors T12 ist einerseits über einen Widerstand R21 an das Pluspotential des Schaltkreises, und über den Kollektor-Emitter-Raum eines Transistors T13 und einen Widerstand R23 an Masse gelegt. Die Basis des Transistors T13 ist einerseits über eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode Z3 und einem Widerstand R22 an Masse gelegt, und andererseits über den Kollektor-Emitter-Kreis eines Transistors T7 und einen Widerstand R11 an das Pluspotential des Schaltkreises. Die Basis des Transistors T7 ist mit der Basis des Transistors T9 und dem den beiden in Reihe am Kollektor des Transistors T8 geschalteten Widerständen RI2 und R13 gemeinsamen Punkt verbunden. Wenn

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der Transistor T11 leitend ist, wie die vorausgehende Annahme lautete, lädt sich der Kondensator C1 auf, die Zenerdiode Z1 begrenzt die Spannung an der Basis des Transistors T11, und die Zenerdiode Z2 begrenzt die Ladung des Kondensators C1, und zwar so, dass die zweite Vergleichsstufe 4 der Fig. 2 funktionieren kann, die aus den in Fig. 3B rechts gelegenen Transistoren T21, T22, besteht; andernfalls bliebe der Spannungspegel an der Basis des Transistors T22, der über einen Leiter 41 an die Kollektoren der Transistoren T11 und T12 angeschlossen ist, niedriger als das an der Basis des Transistors 21 auftretende Potential, und die nachstehend beschriebene Funktion wäre gestört.

Im zweiten angenommenen Fall wird die Spannung am Ausgang 22 des Verstärkers 1 geringer als die Vergleichsspannung 13, und der Transistor T5 leitet. Daher liegt eine Spannung an den Klemmen des Widerstandes R9 an, und der Transistor T8 wird ebenfalls leitend. Das Spannungspotential am gemeinsamen Punkt der Widerstände R12 und R13 nimmt ab, und die Transistoren T9, T7, ebenso wie die Transistoren T13 und T12, sind durchlässig. Dadurch entlädt sich der Kondensator C1 über den Transistor T12 und den Widerstand R20.

Im ersten Annahmefall nimmt die Ausgangsspannung am Leiter 41 ab, im zweiten Fall nimmt sie zu, wobei diese Spannungsänderungen abhängig sind von denen der Sonde gegenüber der in P3 anliegenden Vergleichsspannung 13. Die Lade-und Entladegeschwindigkeit des Kondensators C1

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ist durch die Widerstände R19 und R20 derart festgelegt, dass ein dem Laden und Entladen entsprechendes Gefälle entsteht. Die Zenerdiode Z3 hat dieselbe Aufgabe wie die Zenerdiode Z1, und begrenzt die Basisspannung des Transistors T13.

In Fig. 3B ist die Basis des Transistors T14 mit einemUnterbrecher 18 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R24 und R25 und über eine Parallelschaltung zwischen Basis und Masse einer Zenerdiode Z4 verbunden, um das vom Unterbrecher, einem Kondensator C3 und einem Widerstand R26 erzeugte Signal zu begrenzen. Parallel zum Widerstand R24 ist ein Kondensator Q9 geschaltet. Fig. 5, Zeile 1 zeigt die Form des vom Unterbrecher abgegebenen Signals. Die gesamten an die Basis des Transistors T14 angeschlossenen Elemente dienen zum Filtern des Signals. Zu dem so gebildeten Signalumformer 11 gehören die Transistoren T15, und T16, die zusammen mit den Widerständen R27 bis R30 und den Kondensatoren C4 und C5 eine monostabile Kippschaltung bilden, welche die Signallänge formt. Die Zeilen 2 und 3 der Fig. 5 geben die Signalform an den Punkten 11.1 bzw 10.1 der Fig. 3B wieder. Der Punkt 10.1 am Kollektor des Transistors T16, der den Ausgang der monostabilen Kippschaltung 10 darstellt, ist mit einer integrierten Schaltung CH verbunden, welche den Teiler durch zwei 9 der Fig. 2 darstellt. Es handelt sich um eine JK-Kippschaltung, die als Teiler durch zwei verwendet wird und an der abfallenden Flanke des Eingangssignals kippt. Die Fig. 5 Zeile 4 zeigt die Signalform am Ausgang 9.1 des Teilers durch zwei. Der Ausgang 9.1 der integrierten Schaltung C1 steuert das Gatter J des bistabilen Multi-

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vibrators 8 an, das durch eine mittels eines in Reihe geschalteten Kondensators und einem Widerstand R32 am positiven Pol gebildete Differentialschaltung zusammengesetzte, integrierte Schaltung C12 gebildet ist. Diese Differentialschaltung gestattet nur eine aktive Steuerimpulsspitze von je zweien, und verhindert jegliche Impulsüberlagerung am Eingang J nach einer später noch näher dargestellten Funktionsweise.

Die zweite integrierte Schaltung C12 entspricht der bistabilden Kippschaltung 8 der Fig. 2. Es handelt sich um ein JK-Kippglied, das an den absteigenden- Flanken der Steuersignale kippt. Der Zustand der Ausgänge Q (8.3) und 'δ (8.2) wird durch die abwechselnd von den Eingängen J (9.2) und K (8.1) empfangenen Signale modifiziert. Ein an den Eingangs(9.2) gelegter negativer Impuls bringt den Ausgang Q (8.3) in den logischen Zustand "1", der an die Basis eines Transistors 19 weitergegeben wird. Der Transistor 19 wird daraufhin durchlässig und lädt den in Reihe in seinem Kollektorschaltkreis geschalteten Kondensator C7 auf. Das an der Basis eines mit dem Kondensator C7 verbundenen Transistors T21 anliegende Potential nimmt folglich ab, und sobald das Potential an der Basis von T21 unter das an der Basis des Transistors T22 anliegende Potential fällt, dessen Entwicklung in Fig. Zeile 8 dargestellt ist, wird der Transistor 21 gesättigt. In Anbetracht des schon erwähnten Größenunterschiedes im Zeitmass zwischen den Zeilen 7 und 8 und den restlichen Zeilen, ist das zum Leitendmachen des Transistors T21 an seine Basis anzulegende Potential sehr nahe dem an der Basis des Transistors T22 im Augenblick des Anlegen; des vorgenannten negativen Impulses an den Eingang J (9.2) der Kippstufe herrschenden Potential, was den Verlauf der Signale in Zeile 9 verständlich macht.

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Bei leitendem Transistor T21 erscheint an den Klemmen eines im Kollektorkreis des Transistors T21 angeordneten Widerstandes R41 eine Spannung, und der Transistor T20 wird auf Grund der Verbindung seiner Basis mit einer Klemme des Widerstandes R41 gesättigt. Das Kollektorpotential des Transistors T20 geht auf Null zurück, was zum Aussenden eines auf den Eingang K (8.1) der Kippstufe C12 rückwirkenden Negativimpulses führt, wie Fig. 5, Zeile zeigt. Daher nimmt der Ausgang "öt (8.2) den logischen Zustand "1" an, und der Ausgang Q (8.3) den logischen Zustand "0". Gleichzeitig wird ein über seine Basis mit dem Ausgang Φ verbundener Transistor T18 gesättigt, sowie ein mit seiner Basis an -den Kollektor des Transistors T18 angeschlossener zweiter Transistor T17. Der Kondensator C7 wird von dem gesättigten Transistor T17 kurzgeschlossen ur.ci entlädt sich augenblicklich über diesen, wie Fig. 5, Zeile 9 zeigt. Die Signalbreite an den Ausgängen Q (8.3) und (ä (8.2) ist proportional zu den Spannungsabweichungen der Sonde 19 gegenüber der Bezugs- oder Vergleichsspannung 13, da die Nullstellung des bistabilen Mulitvibrators C12 durch die von den Transistoren T21 und T22 gebildete Vergleichsschaltung 4 gesteuert ist: d.h. wenn die Sondenspannung grosser ist als die Vergleichsspannung 13, nimmt die Breite des Rechteckimpulses progressiv zu, wenn sie kleiner ist, nimmt die Impulsbreite progressiv ab.

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Ein in den Emitterkreis des Transistors T19 geschaltetes Potentiometer P4 dient zur Regelung des Ladestroms für den Kondensator C7, und damit auch der Ladegeschwindigkeit dieses Kondensators sowie der Breite der erhaltenen Rechteckimpulse der Zeilen 10 und 11 der Fig. 5.

Das an das Magnetventil angelegte Steuersignal ist direkt proportional zur Impulsbreite Q und ¹Q.

Damit stellt der Rechner zum Bestimmen eines optimalen Gemisches gemäss der Erfindung, der zwischen die Sonde und das die Zufuhr zusätzlicher Luft in der Ansaugleitung vor dem Vergaser zur Regelung des dem Motor gelieferten Sauerstoff-Kraftstoffgemischs regelnde Magnetventil 17 geschaltet ist zusammen mit der Sonde, dem Magnetventil, dem Vergaser und dem Motor eine geschlossene Rückkopplungsschleife dar. Die Sonde 19 verhält sich wie eine Batterie, deren Spannung abhängig ist vom Anreicherungsgrad des dem Motor gelieferten Sauerstoff-Kraftstoffgemischs. Dank dieser geschlossenen Schleife ist man in der Lage, den Anreicherungsgrad des dem Motor gelieferten Gemischs fein abzustimmen, und zwar um einen vorher festlegbaren Mittelwert herum. Die Potentiometer P3 und P4 (Fig. 3A und 3B) werden je nach den vorher für die Verbrennung festgelegten Kriterien ein für allemal eingestellt. Das Potentiometer P3 regelt die Bezugsspannung, welche dem Regelkreis eine Funktion der Sonde bei einem vorbestimmten, konstanten Anreicherungsgrad vorschreibt, für den sie der Sonde 19 eine gegebene Spannung zukommen lässt. Das Po-tentiometer P4 regelt die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C7 (Fig. 3B), und damit auch die Dynamik

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-14-der Offnungsdauer der zusätzlichen Lufteinspritzung.

Der Ausgang Q (.8.3) der bistabilen Kippstufe 8 oder C12 ist ausser seiner Verbindung mit der Basis des Transistors T19 über den Widerstand R33 auch noch durch den Leiter 42 über den Widerstand R44 (.Fig. 3Cj an die Basis des Transistors T24 angeschlossen. Der Transistor T24 steht durch seinen Emitter mit der Basis eines zweiten Transistors T25 in Verbindung. Die in einer Darlington-Schaltung angeordneten Transistoren T24 und T25 stellen den Leistungsverstärker 16 des Solenoids 17 des Magnetventils dar. Ausserdem ist ein Transistor T23, der den Inhibitkreis der Fig. 2 darstellt, durch seinen Kollektor-Emitterkreis zwischen den Widerstand R44 und Masse geschaltet, und seine Basis ist mit dem ODER-Gatter 15 der Fig. 2 verbunden. Die Eingänge dieses ODER-Gatters sind folgendermassen angeschlossen: D1 an den öffnenden Thermokontakt 122, der eine Funktion der erfindungsgemäßen Regelung unterbindet, solange die Temperatur des Kühlwassers des Motors z.B. unter 45⁰C liegt, und D2 an den bei Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23. Eine Fehlmeldung an diese Eingänge ruft die Sättigung des Transistors T23 hervor. Daraufhin befindet sich die Basis des Transistors T24 an Masse, und die Darlington-Schaltung T24-T25 ist blockiert.

Fig. 4 stellt eine Variante der Schaltanordnung dar, welche die Schaltung der Fig. 3A ersetzen kann.

Nach der Darstellung der Fig. 4 besteht die erste Vergleichsschaltung 2 aus zwei Feldeffektransistoren T26 und T27. Die Sonde 19 ist mit dem Gitter des Transistors

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T26 verbunden, -welches seinerseits über den Kondensator C12 an Masse gelegt ist. Die Source-Elektroden der beiden Transistoren T26 und T27 sind über einen Widerstand R47 an Masse gelegt. Die Drain-Elektrode des Transistors T26 ist über einen Kondensator C11 an ein Plujpotential gelegt. Der dem Drain von T26 und dem Kondensator C11 gemeinsame Punkt ist einerseits über den Leiter 41 mit der Basis des Transistors T22 der Fig. 3B und andererseits mit dem Pluspotential des Schaltkreises über den Kollektor-Emitterkreis eines Transistors T28 und eines in Reihe geschalteten Widerstandes R11 verbunden. Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors T27 ist mit der Basis des Transistors T28 verbunden, und von da aus über einen Widerstand R46 an das ■■ Pluspotential der Schaltung gelegt. Das Gitter des Feldeffekttransistors T27 ist mit dem beweglichen Läufer eines Potentiometers P5 verbunden. Die Schaltung der Fig. 4 funktioniert im wesentlichen wie diejenige der Fig. 3A, wobei der zum Kondensator C1 analoge Kondensator C11 sich bei leitendem Transistor T26 auflädt, und sich über T28 und R11 entlädt, wenn T27 leitend ist, und das zum Potentiometer P3 analoge Potentiometer P5 zum Bestimmen der Bezugsspannung dient.

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Claims

Patentansprüche

1; Rechner zum .bestimmen des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemischs für Verbrennungsmotoren mit einer synchron zur Motordrehzahl funktionierenden und Impulse abgebenden Kippstufe, wobei die Impulsbreite mindestens von dem durch eine chemische Analysiersonde des liasgemisclB im Auspuffrohr ermittelten Spannungswert abhängig ist, und die ermittelte Spannung in einem negier mit, Zwischenintergrierung verarbeitbar ist, und die erzeugten Impulse zum Bestimmen der Öffnungszeit eines den Durchsatz eines Strömungsmittels, Sauerstoffträgers oder Brennstoffs steuernden Magnetventils verwendet werden, wobei deren Dosierung von der Sonde messbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß er eine über einen ihrer Eingänge (8.1; an den Ausgang einer ersten Vergleichsschaltung (4; angeschlossene, bistabile Kippschaltung (8; aufweist, wobei der Eingang der Vergleichsschaltung (4) über einen Integrations-Regler (1,2,3; mit der chemischen Analysiersonde (19) verbunden ist, und die Kippschaltung mit ihrem zweiten Eingang (9,2; an einen Impulsgenerator (18; angeschlossen ist, der synchron zur Drehbewegung des Motors funktioniert, sowie über einen ihrer Ausgänge (Q-8.3; mit einer Integrierschaltung verbunden* ist die einen in Reihe mit einem Kondensator (C7; geschalteten und mit dem zweiten Eingang der ersten Vergleichsschaltung (4; verbundenen Stromverstärker (7) umfasst, wobei der eine Ausgang (Q-8.3J ausserdem mit

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einer Steuervorrichtung (17 für die Öffnungszeit des Magnetventils, und der zweite Ausgang (Q-8.2; mit einem Eingang eines Entladeorgans ^5) für den Kondensator (C7J verbunden ist.

Z) Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrations-Regler (1,2,3) eine zweite, einerseits an die Sonde ν 19) und andererseits an den Vergleichsspannungs-Generator (13; angeschlossene Vergleichsschaltung (2; umfaßt.

3; Rechner nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrations-Kegler (1,2,3; nacheinander einen Verstärker U; für die Sonde, die zweite Vergleichsschaltung (2; und eine zweite Integrierschaltung (3; umfasst, und der Verstärker (1; mit hoher Impedanz zwei Widerstände (R4,R5) aufweist, die eine doppelte Rückkopplung darstellen und ein höheres Eingangspotential erfordern, als es die Leerspannung des Eingangstransistors (,TI; ist, wobei eine Teilerbrücke (R1-R45) die Polarisierungsspannung (23; an den Klemmen des Widerstandes ^R45) auf einen schwachen Wert zurückführt.

4; Rechner nach Anspruch 3, mit einem einen Lade- und Entladekreis aufweisenden Kodensator, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Integrierscnaltung (3; einen ersten, durch seine Basis mit den Klemmen eines in den Kollektorkreis eines der die zweite Vergleichsschaltung (2; bildenden Transistoren (T5-T6; geschalteten Widerstands (R9; verbundenen Transistor (TS) aufweist, wobei der erste der Transistoren (T5,T6) durch seinen Kollektor

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mit dem Pluspotential der Schaltung über in Reihe geschaltete Widerstände (R12,R1J3J verbunden ist, und der den beiden Widerständen (R12,R13) gemeinsame Punkt mit der Basis eines ersten Transistors (T7j verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis eines zweiten Transistors (T13J in Verbindung steht, dessen Kollektor seinerseits mit der Basis eines dritten Transistors ^T12) verbunden ist, dessen Kollektor an den Kollektor eines vierten Transistors (.TU) angeschlossen ist, dessen Basis wiederum mit dem Kollektor eines fünften Transistors (T1OJ verbunden ist, dessen Emitter mit dem Emitter eines sechsten Transistors (/i'9) in Verbindung steht, dessen Basis schließlich an den den Widerständen (R12) und(R13) gemeinsamen Punkt angeschlossen ist.

5) Rechner nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der den Kollektoren des dritten (T12j und des vierten CTH) Transistors gemeinsame Punkt über die Parallelschaltung des Integrations-Kondensators (.C1) niit einer Zenerdiode (.22) an das Hochspannungspotential gelegt ist, und der Emitter des dritten Transistors (T12) über einen Widerstand (R20) an das nochspannungspotential angeschlossen ist, und der Emitter des vierten Transistors (T11; über einen weiteren Widerstand ^k19J an Masse gelegt ist, wobei der Ausgang (41) der ersten Integrier schaltung mit dem den Kollektoren des dritten und vierten Transistors (,ΊΊ2 bzw. T11) gemeinsamen Punkt verbunden ist.

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6) Rechner nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des vierten Transistors (T11) über eine erste Zenerdiode (.ZI), und die Basis des zweiten Transistors (T13) über eine zweite Zenerdiode ^Z3j an Masse gelegt ist, und die Basis des fünften Transistors (.T10) einerseits über einen ersten Widerstand ^R15J an das üochspannungspotential gelegt ist und andererseits über einen zweiten Widerstand (R15) mit der Basis des sechsten Transistors (T9) verbunden ist, wobei ein dritter Widerstand (R16) in Reihe zum Kollektor des sechsten Transistors (.T9J zwirnen dem Anschlußpunkt des zweiten Widerstandes (,R15) und Masse geschaltet ist.

7) Rechner nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrations-Regler {1,2$) aus zwei als Vergleichsschaltung angeordneten Feldeffektransistoren (T26,T27) besteht, wobei der eine einen Integrations-Kondensator (,C11J und der andere einen Transistor (T28J zum Entladen dieses Kondensators (,C11; speist.

8; Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Riickkopplungs schleife zwischen dem zweiten Ausgang (,Q-8.3J und dem ersten Eingang (K) der bistabilen Kippscml'tung (8) aufweist, die umfasst: einen ersten, mit seiner Basis über einen Widerstand (R33) an den zweiten Ausgang (Q-8.3) angeschlossenen Transistor (T19), dessen Emitter ein regelbares Potentiometer (P4) aufweist und dessen Kollektor mit dem Kondensator (C7) und der Basis des einen der beiden die erste Vergleichsschaltung bildenden Transistoren (T21-T22) verbunden ist, wobei der

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Kollektor des letzteren Transistors (T21) mit der Basis eines dritten Transistors (T20) in Verbindung steht, dessen Kollektor mit dem ersten Eingang (K) der bistabilen Kippschaltung (8) verbunden ist.

9) Rechner nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ausgang (Q) der Kippschaltung (8) mit der Basis des Transistors (T21) der ersten Vergleichsschaltung (4) über einen Transistor-Verstärker (T18, T17) verbunden ist und der dem ersten Transistor (T19) und dem Kondensator (C7) der ersten Integrierschaltung gemeinsame Punkt mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T17) des Verstärkers (T18-T17) verbunden ist, und der Emitter dieses zweiten Transistors (T17) an das Hochspannungspotential gelegt ist und damit den Entladekreis (5) für den Kondensator (C7) bildet.

Der Patentanwalt

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