DE2534942A1

DE2534942A1 - Impulsradaranordnung

Info

Publication number: DE2534942A1
Application number: DE19752534942
Authority: DE
Inventors: James Benedict Couvillon
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1974-08-06
Filing date: 1975-08-05
Publication date: 1976-02-26
Also published as: IT1044409B; CA1045702A; FR2281577B1; US3953849A; FR2281577A1; GB1518328A

Description

Unser Zeichen; T 1825

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED
13500 North Central Expressway-Dallas, Texas, V.St.A.

Impulsradaranordnung

Die Erfindung bezieht sich auf eine nichtkohärente Impulsradaranordnung.

Als leistungsfähige Quelle von Impulsen mit hoher Spitzenleistung sind in Impulsradaranordnungen seit langem Magnetrons verwendet worden. Magnetrons arbeiten nichtkohärent, was bedeutet, daß sie nicht exakt genau das gleiche Frequenzsignal während jedes Impulses erzeugen, und der Empfänger muß auf den Empfang jedes Impulses eingestellt sein. Diese Einstellung erfolgt gewöhnlich dadurch, daß ein Teil des ausgesendeten Impulses mit dem Signal des Überlagerungsoszillators gemischt wird, und daß die erzeugte Zwischenfrequenz (ZF) mit einer Bezugsgröße in einem Frequenzdiskriminator verglichen wird. Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators ist ein Fehlersignal, das der Größe der Frequenzänderung proportional ist, die im Überlagerungsoszillator erforderlich ist, um die vom Rückkehrimpuls erzeugte Zwischenfrequenz an die Bezugsfrequenz anzugleichen. Dieses Fehlersignal wird dazu

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verwendet, den Überlagerungsoszillator um den richtigen Betrag einzustellen, damit die Zwischenfrequenz des Rückkehrimpulses gleich der Bezugsfrequenz wird.

Die Bezugsfrequenz wird anfänglich so eingestellt, daß sie gleich der Mittenfrequenz des Durchlaßbandes der Empfängerfilter ist. Zur Optimierung der Empfindlichkeit der Anordnung müssen diese Filter entsprechend der ausgesendeten Impulsdauer eine minimale Bandbreite aufweisen. Der Bedienungsperson der Radaranordnung stehen gewöhnlich verschiedene Werte der Impulsdauer mit jeweils einem anderen Filter für jede Impulsdauer zur Verfugung. Es ist praktisch unmöglich, mehrere Filter mit unterschiedlichen Bandbreiten zu erzeugen, die die gleiche Mittenfrequenz aufweisen. Ein fester Bezugsfrequenzwert kann daher nicht mit der Mittenfrequenz aller Filter übereinstimmen.Die Bezugsfrequenz und die Filtermittenfrequenz zeigen mit der Alterung und abhängig von der Temperatur eine Drift, die zum Fehler zwischen der Bezugsfrequenz und der Filterfrequenz beiträgt. Bisher bekannte Lösungen dieser Schwierigkeiten bestanden darin, die Filterbandbreite so groß zu machen, daß alle Nutzsignale durchgelassen werden. Bei dieser Lösung konnten auch einige Störsignale die Filter durchlaufen, so daß die Empfindlichkeit der Anordnung herabgesetzt wurde.

Mit Hilfe der Erfindung soll demgemäß eine Radaranordnung geschaffen werden, bei der das ZF-Signal des Rückkehrimpulses automatisch auf die echte Mittenfrequenz des Erapfängerfilters zentriert wird. Die erfindungsgemäße Radaranordnung soll dabei eine minimale Bandbreite des Empfängerfilters aufweisen, die der Sendeimpulsdauer entspricht. Die mit Hilfe derErfindung zu schaffende Radäranordnung soll die Drift der Filtermittenfrequenz und der Bezugsfrequenz automatisch kompensieren.

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Mit Hilfe derErfindung wird dies durch eine elektronisch einstellbare Bezugsfrequenz für den Frequenzdiskriminator erreicht. Das durch die Empfängerfilter in der Zeit zwischen den Impulsen gelangende Rauschen wird durch den Frequenzdiskriminator mit der Bezugsfrequenz verglichen. Das Diskriminatorausgangssignal ist dem Fehler zwischen der Bezugsfrequenz und der tatsächlichen Filtermittenfrequenz proportional, und es wird dem Steuereingang der Bezugsfrequenzquelle zur Einstellung der Bezugsfrequenz auf die tatsächliche Filtermittenfrequenz zugeführt. Das empfangene Signal wird dadurch ständig auf die echte Mittenfrequenz des Durchlaßbandes des Eingangsfilters zentriert.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Blockschaltbild einer nichtkohärenten Impulsradaranordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig.2 ein Zeitdiagramm, das die Ablauffolge der Ereignisse in der Anordnung von Fig.1 veranschaulicht,

Fig.3 ein elektrisches Schaltbild des logarithmischen ZF-Verstärkers 12 von Fig.1,

Fig.4 ein elektrisches Schaltbild des Videodetektors 14 von Fig.1,

Fig.5 ein elektrisches Schaltbild der ZF-Durchschaltvorrichtung 24 von Fig«1,

Fig.6 ein elektrisches Schaltbild des Begrenzungsverstärkers von Fig.1,

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Fig.7a und 7b ein elektrisches Schaltbild des Frequenzdiskriminators 28 von Fig.1,

Fig.8 ein elektrisches Schaltbild des Fehlerrückkopplungsintegrators 30 von Fig.1 und

Fig.9 ein elektrisches Schaltbild der Abtast- und Speicherschaltung 34 von Fig.1.

In dem Blockschaltbild von Fig.1 ist eine vollständige Radaranordnung mit Sender und Empfänger dargestellt. Der Betrieb dieser Anordnung beginnt mit der Anlegung eines Impulses an den Modulatortriggereingang 16, der den Magnetronsender 18 veranlaßt, einen HF-Energieburst zu erzeugen, der zur Abstrahlung zu einem Ziel über eine Richtungsgabel 4 der Antenne 2 zugeführt wird.

Der Modulatortriggerimpuls wird auch an eine monostabile Kippschaltung 22 angelegt, die einen Impuls erzeugt, dessen Periodendauer langer als der ausgesendete Impuls zuzüglich der Zeit ist, in der von der Antenne 2 Bodenechosignale empfangen werden. Dieser »Impuls steuert die ZF-Durchschaltvorrichtung 24, die ein einpoliger Umschalter ist. Während der Dauer des Impulses aus der monostabilen Kippschaltung koppelt die ZF-Durchschaltvorrichtung 24 ein Signal aus einem Mischer 44 an einen Begrenzungsverstärker 26 an. Während der restlichen Zeit koppelt die ZF-Durchschaltvorr.ichtung 24 Signale aus einem Koppler 19 an den Begrenzungs· verstärker 26 an.

Ein Teil des vom Sender 18- erzeugten HF-Impulses wird von einem Koppler 41 an den Mischer 44 angekoppelt. Auch ein Überlagerungsoszillator 40 ist an den Mischer angekoppelt, damit bei der Mischung mit dem abgetasteten

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HF-Impuls ein ZF-Signal erzeugt wird. Dieses ZF-Signal wird über die Durchschaltvorrichtung 24 und den Begrenzungsverstärker 26 einem Frequenzdiskriminator 28 zugeführt. Der Frequenzdiskriminator 28 vergleicht das ZF-Signal aus dem Mischer 44 mit einem internen Bezugssignal, und er erzeugt ein der Frequenzdifferenz proportionales Fehlersignal. Dieses Fehlersignal wird dem Abtasteingang einer Abtast- und Speicherschaltung 34 zugeführt.

Ein zweiter Abschnitt des vom Sender 18 erzeugten HF-Impulses wird über einen Koppler 31 an eine Detektordiode 48 angekoppelt, die den Triggereingang der Abtast- und Speicherschaltung 34 ansteuert. Wenn das Triggersignal empfangen wird,speichert die Abtast-und Speicherschaltung 34 das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators, und sie gibt dieses Ausgangssignal an ihrem Ausgang wieder. Das Ausgangssignal der Abtast- und Speicherschaltung 34 wird an den Eingang eines Verstärkers 38 angelegt, der seinerseits den Frequenzsteuereingang des Überlagerungsoszillators 40 ansteuert. Dieses vom Frequenzdiskriminator 28 dem Überlagerungsoszillator 40 zugeführte Signal ändert die Frequenz des Überlagerungsoszillators so, daß das in einem Mischer 6 nach den Rückkehrsignalen aus dem abgetasteten Impuls erzeugte ZF-Signal die gleiche Frequenz hat, wie die Bezugsfrequenz des Frequenzdiskriminators.

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Von Zielen reflektierte Energie wird von der Antenne 2 empfangen und über die Richtungsgabel 4 dem Mischer 6 zugeführt. Im Mischer 6 wird ein Signal aus dem Überlagerungsoszillator 40 mit dem empfangenen HF-Signal gemischt, damit ein ZF-Signal erzeugt wird, das dem Eingang eines ZF-Vorverstärkers 8 zugeführt wird, der normalerweise ein rauscharmer Verstärker ist. Das verstärkte ZF-Signal wird vom Ausgang des Vorverstärkers 8 über ein Bandfilter 10 einem logarithmisehen Verstärker 12 zugeführt.

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Das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 12 wird einem Demodulator 14 zugeführt, der ein der Hüllkurve des ZF-Signals proportionales Videoausgangssignal erzeugt. Das ZF-Bandfilter 10 besteht aus mehreren Bandfiltern mit unterschiedlichen Bandbreiten. Wenn die Bedienungsperson der Radaranordnung eine bestimmte Sendeimpulsdauer auswählt, wird das entsprechende Bandfilter in den Empfängerzweig eingeschaltet.

Ein Teil des ZF-Signals des Empfängers wird vom Koppler abgetastet. Während des Teils der Empfangsperiode, in dessen Verlauf von der Antenne 2 keine Signale empfangen werden, ist das ZF-Signal des Empfängers lediglich das vom Vorverstärker 8 erzeugte Breitbandrauschen, das von dem Bandfilter 10 gefiltert und vom logarithmischen Verstärker 12 verstärkt wird.

Manche Rädaranordnungen empfangen unter extremen Bodenechobedingungen Bodenechos für die gesamte Dauer der Empfangsperiode.Zur Ausschaltung der Bodenechos während des Zentrierzyklus wird vor dem ZF-Vorverstärker 8 ein Dämpfungsglied eingeschaltet, das während der. Totzeit betätigt wird.

Die mittlere Frequenz des vom Vorverstärker 8 erzeugten und von dem Bandfilter 10 gefilterten Rauschens ist gleich der eigentlichen Mittenfrequenz des Bandfilters Dieses Signal wird über die ZF-Durchschaltvorrichtung und den Begrenzungsverstärker 16 dem Frequenzdiskriminator 28 zugeführt. Das Auggangssignal des Frequenzdiskriminators 28 ist dann der Frequenzdifferenz zwischen der tatsächlichen Filtermittenfrequenz und der Diskriminatorbezugsfrequenz proportional. Das Differenzsignal wird an ein Bezugsfrequenz-Einstellglied angelegt, damit die Bezugsfrequenz an

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die wahre Filtermittenfre.uuenz angepaßt wird.

Das Ausgangssignal des Diskriminator 28 wird dem Bezugsfrequenz-Einstellglied mit Hilfe eines Integrators 30 zugeführt, der eine Zeitkonstante von etwa 1 Sekunde aufweist. Zwischen Impulsen aus der monostabilen Kippschaltung 22, wenn das ZF-Rauschsignal zum Diskriminator 28 zurückgekoppelt wird, integriert der Integrator kontinuierlich das Ausgangssignal des Diskriminators, und durch Ändern der Bezugsfrequenz bringt er es im wesentlichen auf den Wert Null. Da ein Integrator eine Gleichstromverstärkung hat, die im wesentlichen den Wert Unendlich hat, kann seine Verwendung in einer Rückkopplungsschleife Fehler im wesentlichen auf Null verringern. Der Integrator 30 führt auch eine Haltefunktion aus, da sein Ausgangssignal konstant ist, solange sein Eingangssignal den Wert. Null hat.

Ferner führt der Integrator 30 eine Filterfunktion aus. Rückkehrimpulse treten im ZF-Signal des Empfängers zwischen den Impulsen aus der monostabilen Kippschaltung 22 auf. Diese Rückkehrimpulse haben ein sehr kurzes Tastverhältnis und eine sehr kurze Impulsdauer, so daß sie im wesentlichen keinen Einfluß auf das Ausgangssignal des Integrators haben. Der Integrator ist auch während der Dauer des Impulses aus der monostabilen Kippschaltung angeschlossen, wenn der Sendeimpuls abgetastet wird. Der gesendete Impuls hat eine kurze Impulsdauer und ein niedriges Tastverhältnis; er hat im wesentlichen keinen Einfluß auf das Ausgangssignal des Integrators 30. Während der restlichen Zeit der Impulsperiode des Impulses aus der monostabilen Kippschaltung erhält der Diskriminator 28 kein Eingangssignal, und er gibt auch kein Ausgangssignal ab, ao daß das Ausgangssignal des Integrators 30 konstant bleibt.

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Die Ablauffolge der Ereignisse ist in dem Zeitdiagramm von Fig.2 angegeben, das die von den Baueinheiten in Fig.1 erzeugten Signale veranschaulicht. Das Modulatortriggersignal ist ein kurzer Impuls, wie das Signal 16 zeigt. Dieser Triggerimpuls 16 löst den Ausgangsimpuls 46 der monostabilen Kippschaltung 22 aus, und er veranlaßt auch den Sender 18, ein HF-Burstsignal zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Senders 18 wird vom Koppler 41 abgetastet, damit ein automatischer Frequenzregel-Abtastwert erzeugt wird, der als Signal 42 dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Senders wird auch vom Koppler 31 abgetastet, und von der Diode 48 gleichgerichtet, damit das durch das Signal 32 gezeigte Triggersignal für die Abtast- und Speicherschaltung erzeugt wird. Dieses Triggersignal 32 veranlaßt die Abtast- und Speicherschaltung 34, das Ausgangssignal des Diskriminators 28 zu speichern, das abhängig vom Abtastsignal 42 nach Mischung mit dem Ausgangssignal des ÜberlagerungsoBzillators erzeugt wird.

Das ZF-Signal des Empfängers wird vom Koppler 19 zur Erzeugung des Signals 20 abgetastet. Während des Impulses aus der monostabilen Kippschaltung enthält das ZF-Signal des Empfängers ein vom ausgesendeten Impuls und von den unmittelbar darauffolgenden Bodenechosignalen ausgekoppeltes Signal. Nach dem Impuls 46 aus der monostabilen Kippschaltung enthält das ZF-Signal 20 des Empfängers nur Rauschsignale und Ziel-Rückkehrsignale. Nur dieser Teil des ZF-Signals des Empfängers nach dem Impuls aus dem monostabilen Multivibrator wird über die ZF- Durcschaltvorrichtung 24 an den Diskriminator angekoppelt. Wie oben erläutert wurde,ist das Ausgangssignal des Integrators 30 nur von den ZF-Rauschsignalen des Empfängers festgelegt. Die Diskriminatorbezugsfrequenz wird daher im wesentlichen auf der tatsächlichen Mittenfrequenz des Empfängerbandfilters gehalten.

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Fig.3 zeigt ein Schaltbild des logarithmischen ZF-Verstärkers 12 einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Das gefilterte ZF-Signal aus dem ZF-Bandfilter 10 (Fig.1) wird an den Eingang 48 des logarithmischen Verstärkers angekoppelt. Vom Eingang 48 gelangt das Signal an.den Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistors 50, der den Eingang von den Stufen des logarithmischen Verstärkers trennt. Der logarithmische Verstärker besteht aus sechs in Kaskade geschalteten Stufen; zwei dieser Stufen sind zur Veranechaulichung der Kopplung von den logarithmischen Stufen zu dem in Fig.4 dargestellten Videodemodulator gezeigt. Jede logarithmische Stufe enthält ein Differenztransistorpaar 52 und 54. Die verstärkten ZF-Signale der zwei dargestellten Stufen erscheinen zur Ankopplung an die folgenden Stufen an den Ausgängen 60 bzw. 61. Die Ausgänge und 58 der zwei dargestellten Stufen sind an den in Fig.4 dargestellten Videodemodulator 14 angeschlossen. Der Ausgang der letzten logarithmischen Stufe ist an den Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistors angekoppelt. Der Transistor 62 trennt den Ausgang der letzten logarithmischen Stufe ab, und sein Kollektor speist den ZF-Ausgang 63.

Fig.4 zeigt ein Schaltbild des Demodulators 14 der bevorzugt ten Ausführungsform der Erfindung. Ein Abschnitt dieses Demodulators, der das Ausgangssignal von zwei der in Fig.3 dargestellten logarithmischen Stufen demoduliert, ist zur Veranschaulichung dargestellt. Das Signal am Ausgang der ersten logarithmischen Verstärkerstufe wird von Dioden 64 gleichgerichtet, damit an der Basis des Transistors 66 eine positive Spannung erzeugt wird. Das Signal am Ausgang 58 der zweiten logarithmischen Verstärkerstufe wird von Dioden 68 gleichgerichtet, damit eine negative Spannung an der Basis des Transistors 70 erzeugt wird.

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Die Emitter der Transistoren 66 und 70 sind in einer Differenzverstärkerschaltmig miteinander verbunden, so daß die Anwesenheit eines Signals in den logarithmischen Verstärkerstufen den Strom im Kollektor des Transistors 66 erhöht und den Strom im Kollektor des Transistors 70 erniedrigt. Der Kollektor des Transistors 70 ist an einem Verbindungspunkt 72 angeschlossen, an den auch die Kollektoren entsprechender Transistoren in den anderen zwei Demodulatorabschnitten gemeinsam angeschlossen sind. Ein vom positiven Anschluß der Versorgungsenergiequelle zum Verbindungspunkt 72 führender Voiderstand 80 liefert Strom zu dem Verbindungspunkt 72, der entweder von den Demodulatortransistoren, beispielsweise dem Transistor 70 , oder von einem in Basisschaltung betriebenen Transistor 74, dessen Emitter ebenfalls am Verbindungspunkt 72 angeschlossen ist, gezogen wird. Wenn der Wert des ZF-Signals zunimmt, nimmt daher der Strom durch den Transistor 70 ab, und der Strom durch den Transistor 74 nimmt um den gleichen Wert zu. Der Kollektor des Transistors 74 speist eine ohmsche Last, und er ist am Eingang eines Rechenverstärkers 76 angeschlossen. Der Rechenverstärker 76 kann beispielsweise ein von der Firma National Semiconductor hergestellter Rechenverstärker des Typs NH0002 sein; er arbeitet als Puffer zur Wiedergabe der am Kollektor des Transistors Ik erzeugten Spannung am Videoausgang 78_o

Fig.5 zeigt ein Schaltbild der ZF-Durchschaltvorrichtung von Fig.1. Das Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung (Fig.1) wird dem Eingang 82 der Durchschaltvorrichtung zugeführt.Der Ausgang des AFC-Mischers 44 (Fig.1) ist am Eingang 84 der Durchschaltvorrichtung angeschlossen. Der Ausgang des logarithmischen Verstärkers 12 (Fig.1) ist mit dem Eingang 62 der Durchschaltvorrichtung verbunden. Während der Dauer des Impulses aus der monostabilen Kippschaltung 22,

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wenn also am Eingang 82 ein Signal mit hohem Signalwert anliegt, erlauben die Negatoren 90 das Fließen eines Stroms vom positiven Anschluß der Energieversorgungsquelle am Eingang 88 zur Vorspannung der Dioden 94 in Durchlaßrichtung. Wenn die Dioden 94 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind, wird das Signal vom Eingang 84 zum Ausgang 86 der Durchschaltvorrichtung durchgeschaltet. Zwischen Impulsen aus der monostabilen Kippschaltung, wenn das Signal am Eingang 82 also einen niedrigen Wert hat, gibt der Negator 92 ein Ausgangssignal ab, das das Fließen eines Stroms vom positiven Anschluß der Energieversorgungsquelle am Eingang 88 zur Vorspannung der Dioden 96 in Durchlaßrichtung erlaubt. Wenn die Dioden 96 in Durchlaßrichtung, vorgespannt sind, wird das Signal am Eingang 62 zum Ausgang 86 der Durchschaltvorrichtung durchgeschaltet.

Fig.6 zeigt ein Schaltbild des Begrenzungsverstärkers 26 von Fig.1. Der Ausgang der ZF-Durchschaltvorrichtung 24 (Fig.1) ist am Eingang 86 des Begrenzungsverstärkers angeschlossen. Der Eingang 86 ist mit der Basis eines Emitterfolger-Transistors 98 verbunden, der das Eingangssignal puffert und dem Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistors 100 zuführte Der Kollektor des Transistors speist den Eingang des zweistufigen Differenzverstärkers aus den Transistorpaaren 102 und 104. Diese zwei Differenzstufen ergeben die gewünschte Begrenzungswirkung zur Erzielung eines im wesentlichen konstanten Spannungswerts am Eingang des Frequenzdiskriminators nach den Figuren 7a und 7b. Das begrenzte ZF-Signal erscheint am Ausgang 106.

Die Figuren 7a und 7b zeigen ein Schaltbild des Frequenzdiskriminators 28 von Fig.1. Das Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 26 von Fig.1 und Fig.b wird dem Eingang 106 des Diskriminators zugeführt. Der Eingang 106

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ist mit einem Filter verbunden, das aus Spulen 108 und und aus Kondensatoren 110 und 112 besteht. Ein Feldeffekttransistor 116 ist zwischen die Spule 114 und Masse eingeschaltet; er erlaubt die elektronische Einstellung der Mittenfrequenz und der Phasenverschiebung dieses Filters. Dieses Filter ergibt die Bezugsfrequenz des Frequenzdiskriminators, und der Feldeffekttransistor 116 ist das elektronisch einstellbare Abstimmelement. DerAusgang des Integrators 30 von Fig.1 ist mit dem Eingang 117 verbunden, der an der Gate-Elektrode des Transistors 116 zur automatischen Abstimmung der Bezugsfrequenz angeschlossen ist. Das Ausgangssignal dieses Bezugsfrequenzfilters erscheint am Verbindungspunkt 118, der mit einem Eingang jedes der in Differenzschaltung verbundenen Transistorpaare 122 und 124 verbunden ist. Der Diskriminatoreingang 106 ist ebenfalls mit einem Eingang des in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistorpaars 126 verbunden. Das Transistorpaar 126 bildet auch zwei aktive Stromquellen für die zwei Differenzpaare 122 und 124. Die Transistoren 122, 124 und 126 bilden einen Phasendetektor, dessen Ausgangssignal der Phasendifferenz zwischen den Signalen proportional ist, die an den Verbindungspunkten 118 und 120 erscheinen. Dieses Videosignal erscheint am Verbindungspunkt 128.

Wenn die Frequenz des ZF-Signals am Diskriminatoreingang 106. den Nennwert hat, dann verursacht das Bezugsfrequenzfilter zwischen den Verbindungspunkten 118 und 120 eine solche Phasendifferenz, daß das Ausgangssignal am Verbindungspunkt 128 den Wert Null hat. Wenn das Signal am Eingang 106 von den ZF-Nennwert abweicht, ändert sich die Phasenverschiebung zwischen den Signalen an den Verbindungspunkten 118 und 120 proportional zum Frequenzunterschied, und das Ausgangssignal am Ausgang 128 ändert sich in der gleichen Weise.

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Das Diskriminatorausgangssignal am Verbindungspunkt 128 wird einem von den Transistoren 130 und 132 (Fig.7b ) gebildeten Gleichstromverstärker zugeführt. Das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers wird einem gleichstromgekoppelten Verstärker zugeführt, der von den Transistoren 134 gebildet ist. Die Ausgangssignale der Transistoren 134 speisen ein Gegentakt-Transistorpaar 136, das mit dem Ausgang 138 verbunden ist und diesen speist.

Fig.8 zeigt ein Schaltbild des Fehlerrückkopplungsintegrators von Fig.1. Dies ist ein typischer Integrator, der aus einem Rechenverstärker mit kapazitiver Rückkopplung gebildet ist. Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators wird dem Integratoreingang 138 zugeführt. Mit Hilfe der Diode 142 wird eine Verschiebung des Werts des Signals am Integratorausgang 140 erzielt, damit am Ausgang 117 ein Signal erzeugt wird, das an den Bezugsfrequenz-Abstimmeingang des Frequenzdiskriminators von Fig.7a angelegt wird.

Fig.9 zeigt ein Schaltbild der Abtast- und Halteschaltung von Fig.1. Das Abtasttriggersignal, das vom Koppler 31 und der Diode 48 von Fig.1 erzeugt wird, wird dem Eingang 144 der Abtast- und Speicherschaltung zugeführt. Der Eingang steuert die Schalttransistoren 145 bis 150 derart, daß ein Stromfluß durch die Dioden der Diodenbrücke 152 während der Dauer des Triggerimpulses verursacht wird. Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators 28 der Figuren 1, 7a und 7b wird dem Eingang 138 der Abtast- und Speicherschaltung zugeführt. Wenn die Dioden der Diodenbrücke 152 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind, ist der Eingang 138 wirksam mit dem Verbindung spunkt 154 verbunden. Am Verbindungspunkt 154 ist ein Speicher-

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kondensator 156 angeschlossen, der auf eine Spannung aufgeladen wird, die gleich der Ausgangs spannung des Frequenzdiskriminators im Verlauf der Dauer des Abtasttriggerimpulses ist. Wenn nach dem Triggerimpuls kein Vorspannungsstrom mehr durch die Diodenbrücke 152 fließt, ist im wesentlichen kein Weg mehr vorhanden, über den Strom zum oder vom Kondensator 156 fließen könnte. Der Kondensator 156 speichert daher das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators zwischen Ab-?- tasttriggerimpulsen. Der Verbindungspunkt 154 ist auch mit dem Eingang eines Rechenverstärkers 158 verbunden, der den Ausgang 16O speist. Der Ausgang 16O ist über den Schleifenverstärker 38 von Fig.1 mit dem Frequenzsteuereingang des Überlagerungsoszillators 40 von Fig.1 verbunden.

Die Erfindung ist hier im Zusammenhang mit speziellen Schaltungen beschrieben worden, doch ist offensichtlich, daß im Rahmen der Erfindung auch weitere Abwandlungen möglich sind.

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Claims

Patentansprüche

Nichtkohärente Impulsradaranordnung, gekennzeichnet durch eine Detektorvorrichtung zum Feststellen der wahren Mittenfrequenz eines Eingangsfilters und eine Einstellvorrichtung zum Einstellen einer Empfängerzwischenfrequenz auf die wahre Mittenfrequenz des Eingangsfilters.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorvorrichtung eine elektronisch einstellbare Bezugsfrequenzquelle enthält, und daß an die Bezugsfrequsnzquelle und an das Eingangsfilter ein Frequenzdiskriminator angeschlossen ist, der die Frequenz des thermischen Rauschens, das'das Filter durchläuft, mit der Bezugsfrequenz vergleicht und abhängig von der Frequenzdifferenz ein erstes Fehlersignal zur Abstimmung der Bezugsfrequenzquelle zu einer Reduzierung des ersten Fehlersignals auf den Wert Null erzeugt.
3. Anordnung nach Anspruch 2,dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellvorrichtung einen elektronisch abstimmbaren Überlagerungsoszillator enthält und daß der an die Bezugsfrequenzquelle, den Überlagerungsoszillator und einen HF-Sender angeschlossene Frequenzdiskriminator das Senderausgangssignal mit dem Ausgangssignal des Uberlagerungsoszillators zur Erzeugung einer Zwischenfrequenz mischt, die Zwischenfrequenz mit der Bezugsfrequenz zur Erzeugung eines zweiten Fehlersignals abhängig von der Frequenzdifferenz vergleicht und den Überlagerungsoszillator zur Reduzierung des zweiten Fehlersignals auf den Wert Null abstimmt.

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4. Nichtkohärente Impulsradaranordnung, bei der jeder gesendete Impuls abgetastet und mit einer Bezugsfrequenz zur Erzeugung eines Fehlersignals verglichen wird, das die Frequenz eines Überlagerungsoszillators so steuert, daß die Zwischenfrequenz des RUckkehrsignals gleich der Bezugsfrequenz ist, gekennzeichnet durch eine an die Bezugsfrequenzquelle angeschlossene Einstellvorrichtung, eine Abtastvorrichtung zum Abtasten des Empfänger-ZF-Signals zwischen Rückkehrimpulsen und eine Frequenzvergleichsvorrichtung zum Vergleichen der abgetasteten Zwischenfrequenz mit der Bezugsfrequenz zur Erzeugung eines zweiten Fehlersignals, das die Frequenzeinstellvorrichtung so ansteuert, daß die Bezugsfrequenz auf einem der tatsächlichen Mittenfrequenz des Empfängerfilter-Durchlaßbandes entsprechenden Frequenzwert gehalten wird.
5. Nichtkohärente Impulssadaranordnung, gekennzeichnet durch einen Sender zum Aussenden von HF-Impulsen gegen einZiel, eine Empfängervorrichtung zum Empfangen von HF-Impulsen, die von einem Ziel reflektiert werden, und zur Erzeugung eines ZF-Signals als Antwort auf diesen Empfang, eine elektronisch abstimmbare Bezugsfrequenzquelle und einen an den Sender, den Empfänger und die Bezugsfrequenzquelle angeschlossenen Frequenzdiskriminator, der die Bezugsfrequenzquelle auf die Frequenz des thermischen Rauschsignals des Empfängers abstimmt und die Zwischenfrequenz des Empfängers auf dieser Rauschfrequenz festhält.
6. Nichtkohärente Impulsradaranordnung, gekennzeichnet durch einen Sender zum Aussenden von HF-Impulsen gegen ein Ziel, eine elektronisch abstimmbare Bezugsfrequenzquelle, einen elektronisch abstimmbaren Überlagerungsoszillator, einen an den Sender, die Bezugsfrequenzquelle und den Überlagerungsoszillator angeschlossenen ersten Frequenzdiskrimina tor, der einen Teil des ausgesendeten Impulses mit dem Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators zur Erzeugung einer

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Zwischenfrequenz mischt, die Zwischenfrequenz mit der Bezugsfrequenz zur Erzeugung eines ersten Fehlersignals abhängig von der Differenz vergleicht und den Überlagerungsoszillator zur Reduzierung des Fehlers auf den Wert Null abstimmt, einen an den Überlagerungsoszillator angeschlossenen Empfänger, der von einem Ziel reflektierte HF-Impulse empfängt und diese Impulse mit dem Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators zur Erzeugung eines entsprechenden Zwischenfrequenzsignals mischt, wobei der Empfänger ein Bandfilter enthält, das Zwischenfrequenzen innerhalb eines vorgewählten Frequenzbandes durchläßt, und einen an den Empfänger und an die Bezugsfrequenzqelle angeschlossenen zweiten Frequenzdiskriminator, der die Frequenz des das Empfängerbandfilter durchlaufenden thermischen Rauschsignals mit der Bezugsfrequenz vergleicht, abhängig von der Frequenzdifferenz ein zweites Fehlersignal erzeugt und ein Ausgangssignal zur Abstimmung der Bezugsfrequenz für eine Reduzierung des Fehlers auf den Wert Null liefert.

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