DE2520827C2 - Schaltungsanordnung - Google Patents
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Description
a) bei diesem Transistor (Q) der Emittei bereich (1)
und der Kollektorbereich (3) eine Dotierungskonzentration gleicher Größenordnung haben,
im Emitterbereich (1) unter der Emitterelektrode (E) ein Teilbereich (Xa) mit größerer
Dotierungskonzentration pls im übrigen Emitterbereich
gebildet ist, der von dem PN-Übergang (Je) zwischen dem Emitterbereich (1) und
dem Basisbereich (2) um eine Strecke entfernt ist, die kleiner als die Diffusionslänge (Lp) der
vom Basisbereich (2) in den Emitterbereich (1) injizierten Minoritätsladungsträger ist, und die
zusätzliche Steuerelektrode (G) auf einer Isolierschicht (7) über dem Emitterbereich (1)
angeordnet ist, so daß die Kennlinie, die die Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors
(fiFE) von der Steuerspannung (Vce) zwischen
der zusätzlichen Steuerelektrode (G) und der Emitterelektrode (E) wiedergibt, zwei symmetrisch
von einem niedrigsten Wert aus ansteigende Teile enthält;
b) und daß ferner zwischen der Emitterelektrode (E) und der zusätzlichen Steuerelektrode (G)
eine Vorspannung (Kr) anliegt, der ein Arbeitspunkt des Transistors (Q) auf dem niedrigsten
Wert der Stroinverstärkungsfaktor-Kennlinie entspricht,
zwischen der Basiselektrode (B) und der Emitterelektrode (E) eine weitere Vorspannung
anliegt, die den Transistor (Q) in leitendem Zustand hält,
zwischen der zusätzlichen Steuerelektrode (G) und der Emitterelektrode (E) in Reihe mit einer
hochfrequenten Signalspannung (ei) eine niederfrequente rechteckige Schaltsignalspannung
(Es) liegt, die den Arbeitspunkt des Transistors (Q) abwechselnd auf die beiden
ansteigenden Teile der Stromverstärkungsfaktor-Kennlinie legt und hierdurch die Phase der
Ausgangssignalspannung (eo) jeweils um 180° ändert.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch
gekennzeichnet, daß eine die hochfrequente Signalspannung (ei) liefernde Eingangssignalquelle (37)
eine die niederfrequente Schaltsignalspannung (Es)
liefernde Schaltsignalquelle (36) und eine die Vorspannung (Vr) erzeugende Vorspannungsquelle
(39) in Reihe miteinander zwischen die zusätzliche Steuerelektrode G) und Masse geschaltet sind,
wobei die Emitterelektrode (E) unmittelbar an Masse liegt und die Basiselektrode (B) an den
Abgriff eines zwischen den die Kollektorspannung zuführenden Anschluß (31) und Masse geschalteten
Spannungsteilers (32,33) angeschlossen ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine die hochfrequente Signalspannung
(ei) liefernde Eingangssignalquelle (37) zwischen die zusätzliche Steuerelektrode (G) und
Masse geschaltet ist, die Emitterelektrode (E) einerseits über einen Widerstand (38) und andererseits
über eine eine erste niederfrequente Schaltsignalspannung (Es) liefernde Schaltsignaiquelle
(40) und eine Verspannungsquelle (41) mit Masse verbunden ist, und daß die Basiselektrode (B)
über eine eine zweite, zur ersten gleichphasig, niederfrequente Schaltsignalspannung (Eo) liefernde
Schaltsignalquelle (42) und eine Vorspannungsquelle (43) mit Masse verbunden ist
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruches 1 angegebenen Art ist durch die DE-AS
12 79196 bekannt. Der Strom verstärkungsfaktor des Transistors hängt hierbei von der zwischen der
Emitterelektrode und der zusätzlichen Steuerelektrode angelegten Spannung ab.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff aes Anspruches
1 angegebenen Art so auszubilden, daß sie am Kollektoranschluß eine Ausgangsspannung liefert, deren
Phase in bezug auf eine zwischen der Emitterelektrode und der zusätzlichen Steuerelektrode angelegte
hochfrequente Signalspannung im Takt einer niederfrequenten rechteckigen Schaltsignalspannung umgekehrt
wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruches 1 genannten Merkmale
der Schaltungsanordnung gelöst.
Zweckmäßige Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Einige Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung nach der Erfindung sind in der Zeichnung
veranschaulicht. Es zeigen
F i g. 1 und 2 Transistoren mit drei Elektroden, auf
denen der bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verwendete Transistor mit vier Elektroden
aufbaut,
F i g. 3 einen Transistor mit vier Elektroden, wie er in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Verwendung
findet;
Fig.4 eine Meßschaltung zur Ermittlung der Kennlinie des Stromverstärkungsfaktors des Transistors
in Emitterschaltung;
Fig.5 die mit der Meßschaltung nach Fig.4
aufgenommene Kennlinie des Stromverstärkungsfaktor;
F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
F i g. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Funktion der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 6;
Fig.8 ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Fig.8 ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Der Stromverstärkungsfaktor Λ« eines Transistors in
Emitterschaltung läßt sich durch folgende Gleichung (1) ausdrücken, wenn der Stromverstärkungsfaktor des
Transistors in Basisschaltung mit α bezeichnet wird:
"FE
\-a
(1)
Für den Stromverstärkungsfaktor α gilt:
a = a*ßy
a = a*ßy
wobei a* den Kollektorwirkungsgrad, β <len Basistransportfaktor
und γ den Emittenvirkungsgrad bedeuten.
Der Emitterwirkungsgrad y eines NFN-Transistors
läßt sich wie folgt ausdrucken:
(3)
1+-
Hierbei ist Λ die Stromdichte der vom Emitterbereich
in den Basisbereich injizierten Elektronen und Jp die
Stromdichte der vom Basisbereich in den Emitterbereich injizierten Löcher.
Jn und Jp lassen sich wie folgt ausdrücken.
(4)
- -^- MSH
(5)
V*7\
Das Verhältnis δ zwischen -J9 und Jn ergibt sich zu
Das Verhältnis δ zwischen -J9 und Jn ergibt sich zu
δ_ -JP m LnD„ _pj,
Jn L0Dn n„
Jn L0Dn n„
Hierbei bedeuten
(6)
Ln die Diffusionslänge der Minoritätsladungsträger im
Basisbereich,
Lp die Diffusionslänge der Minoritätsladungsträger im
Emitterbereich,
Dn die Diffusionskonstante der Minoritätsladungsträger
im Basisbereich,
Dp die Diffusionskonstante der Minoritätsladungsträger im Emitterbereich,
np die Konzentration der Minoritätsladungsträger im
Basisbereich im Gleichgewichtszustand,
pn die Konzentration der Minoritätsladungsträger im
Emitterbereich im Gleichgewichtszustand,
V eine an den Emitterübergang des Transistors angelegte Spannung,
k die Boltzmann-Konstante,
T die absolute Temperatur,
q den Absolutwert der Elektronenladung.
Bezeichnet man die Störstellenkonzentration im Emitterbereich mit Nd und die Störstellenkonzuntration
im Basisbereich mit NA, so läßt sich der Ausdruck p„lnp
durch den Ausdruck NaINd ersetzen. Da außerdem Ln
durch die Basisweite Wbegrenzt und somit Ln = Wist,
ergibt sich das Verältnis δ wie folgt:
L, D, N0'
(7)
Die Diffusionskonstanten Dn und Dp werden im
folgenden als konstant angenommen.
Damit ergibt sich aus den obigen Gleichungen, daß es zur Erhöhung des Stromverstärkungsfaktors hpE eines
Transistors ausreicht, das Verhältnis ö klein zu machen. Deshalb wird die Störstellenkonzentration Nd des
Emitterbereiches eines üblichen Transistors ausreichend hoch gewählt Beträgt jedoch die Störstellenkonzentration
im Emitterbereich mehr als etwa 1019 Atome/cm3,
treten im Kristall des Haibleiterkörpers Gitterfehler auf. Durch die hohe Stcrstellenkonzentration
im Emitterbereich wird ferner die Lebensdauer rP der vom Basisbereich in den Emitterbereich injizierten
Minoritätsladungsträger klein.
Die Diffusionslänge Lp läßt sich wie folgt ausdrücken:
Die Diffusionslänge Lp läßt sich wie folgt ausdrücken:
L„ = VD^.
(8)
Bei einer kleinen Lebensdauer rp wird so'mit die
Diffusionslänge Lp der vom Basisbereich zu den Emitterbereich injizierten Minoritätsladungsträger
ι -> klein. Aus Gleichung (7) ergibt sich, daß der Wert δ nicht
sehr klein gemacht werden kann und sich somit der Emitterwirkungsgrad γ nicht über einen bestimmten
Wert erhöhen läßt Der Stromverstärkungsfaktor Are eines gewöhnlichen Transistors ist daher begrenzt.
2(i Der NPN-Transistor nach Fig. J enthält einen
Emitterbereich 1 mit N~-Leitung, der in einem Halbleitersubstrat S mit +-Leitung gebildet ist, ferner
einen Basisbereich 2 mit P-Leitung, der im Halbleitersubstrat S neben dem Emitterbereich 1 liegt, weiterhin
y, einen Kollektorbereich 3 mit N--Leitung, der im
Halbleitersubstrat S neben dem Basisbereich 2 liegt, so daß ein erster PN-Übergang Je zwischen dem Emitterbereich
1 und dem Baisbereich 2 sowie ein zweiler PN-Übergang Jr zwischen dem Basisbereich 2 und dem
in Kollektorbereich 3 gebildet wird.
Bei dem Transistor nach F i g. 1 ist im Ermitterbereich
1 eine Potentialdifferenz in einem Abstand vom ersten Übergang Je erzeugt, der kleiner als die Diffusionslänge
Lp der vom Basisbereich 2 in den Emitterbereich 1
r> injizierten Minoritätsladungsträger ist. Die Potentialdifferenz
weist eine höhere Energie als die der Minoritätsladungsträger oder die Wärmeenergie auf.
Die Störstellenkonzentration im Emitterbereich I liegt beispielsweise in der Größenordnung von 1015 Atome/
cm3. Im Emitterbereich 1 ist ein Teilbereich la mit N+-Leitung und einer Störstellenkonzentration von
etwa 1019 Atome/cm3 vorhanden, wodurch ein LH-Übergang
JH mit einer Potentialdifferenz entsteht. Die Störstellenkonzentration im Basisbereich 2 liegt in der
Größenordnung von 1015 bis 1017 Atome/cm3. Die Störstellenkonzentration im Kollektorbereich 3 ist
ausreichend niedrig; sie liegt beispielsweise in der Größenordnung von 1015 Atome/cm3. In dem Halbleitersubstrat
S liegt neben dem Kollektorbereich 3 im Abstand vorn zweiten Übergang Jc ein Teilbereich 3a
mit N+-Leitung und einer Störstellenkohzentration von
etwa 1019 Atome/cm3. Eine Emitterelektrode 4£ befindet
sich auf dem Teilbereich la hoher Störstellenkonzentration in Ohm'schem Kontakt zu diesem Bereich.
Eine Basis-Elektrode 4b befindet sich auf dem Basisbereich 2 in Ohm'schem Kontakt zu diesem. Eine
Kollektorelektrode 4C ist auf dem Teilbereich 3a hoher Störstellenkonzeritration, der im K-ollektorbereich 3
angeordnet ist, in Ohm'schem Kontakt zum Teilbereich 3a angeordnet. Von diesen Elektroden 4£, AB bzw. AC
sind die Anschlüsse E1 B bzw. C weggeführt. Eine
Isolierschicht 5, beispielsweise aus SiO2, ist auf der
Oberfläche des Halbleitersubstrats 5 vorgesehen.
Zum Betrieb des Transistors nach F i g. 1 wird an den
ersten Übergang Je eine Durchlaßspannung und an den
zweiten Übergang /ceine Sperrspannung angelegt.
Die vom Basisbereich 2 in den Emitterbereich 1 injizierten Löcher weisen eine lange Lebensdauer auf,
da der Emitterbereich 1 eine niedrige Störstellenkonzentration und dementsprechend gute Kristalleigenschaften
besitzt; die Diffusionslänge Lp der Löcher im Emitterbereich 1 ist demzufolge groß. Infolgedessen
kann — wie aus den Gleichungen (6) und (3) hervorgeht — der Emitterwirkungsgrad γ hoch sein. Würden die in
den Emitterbereich 1 injizierten Löcher die Oberfläche des Halbleitersubstras S erreichen und an der
Oberfläche mit den Elektronen rekombinieren, so würde allerdings die Diffusionslänge Lp dadurch
begrenzt. Da jedoch bei dem Transistor nach F i g. 1 im Emitterbereich 1 eine Potentialdifferenz vorhanden ist,
die dem Emitterübergang Je in einem Abstand gegenüberliegt, der kleiner als die Diffusionslänge Lp
der Minoritätsladungsträger ist, wird hierdurch der Einfluß der Oberflächenrekombination reduziert, und
die große Diffusionslänge Lp kaum ausgenutzt werden.
Durch die im Emuterbereich vorhandene Potentialdifferenz
wird die Stromdichte Jp der vom Basisbereich 2 in den Emitterbereich 1 injizierten Löcher verringert.
Am LH-Übergang Jn im Emitterbereich 1 ergibt sich eine Potentialdifferenz, die die Diffusion der Löcher
vermindert. Ist der Wert der Potentialdifferenz ausreichend groß, so heben sich der durch den
Konzentrationsgradienten der Löcher hervorgerufene Diffusionsstrom und der durch die Potentialdifferenz
verursachte Driftstrom am LH-Übergang gegeneinander auf, wodurch der vom Basisbereich 2 in den
Emitterbereich 1 injizierte Löcherstrom Jp verringert
wird. Dadurch wird das Verhältnis des im Kollektorbereich 3 ankommenden Elektronenstromes zu dem durch
den Emitterübergang Je hindurchfließenden Strom erhöht und der Emitterwirkungsgrad γ vergrößert,
wodurch der Stromverstärkungsfaktor h/i: groß wird
(vgl. Gleichung 3).
Fig. 2 veranschaulicht einen dem Transistor nach Fig. 1 ähnlichen Transistor mit drei Elektroden, wobei
gleiche Teile der Transistoren mit denselben Bezugszeichen wie in F i g. 1 bezeichnet sind.
Bei dem Transistor nach F i g. 2 ist ein PN-Übergang Js vorhanden, der durch einen im ersten Bereich 1
angeordneten zusätzlichen Bereich 6 mit P-Leitung gebildet wird mit der dem Emitterübergang /p
gegenüberliegt. Der Abstand zwischen den Übergängen Js und Je ist kleiner als die Diffusionslänge Lp der
Minoritätsladungsträger im Emitterbereich 1. Der übrige Aufbau des Transistors nach F i g. 2 entspricht
der Ausführung des Transistors nach der Fig. 1.
Da die Diffusionslänge Lpatr in den Emitterbereich 1
injizierten Löcher groß ist. erreichen diese Löcher den zusätzlichen Bereich 6 und werden dort gesammelt. 1st
der Bereich 6 elektrisch nicht angeschlossen, so nimmt sein schwebendes Potential durch die den Bereich 6
erreichenden Löcher zu. Der PN-Übergang Js wird hierdurch in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß
Löcher vom zusätzlichen Bereich 6 in den Emitterbereich 1 zurückinjiziert werden. Dadurch wird die
Löcherkonzentration im Emitterbereich 1 in der Nähe des zusätzlichen Bereiches 6 erhöht. Die Konzentrationsverteilung
der Löcher im Emitterbereich 1 zwischen den Übergängen Je und Js wird gleichmäßig.
Der Diffusionsstrom Jp vom Basisbereich 2 in den
Emitterbereich i wird dadurch reduziert
Anhand von F i g. 3 wird nun der auf den Transistoren nach den F i g. 1 und 2 aufbauende Transistor erläutert,
der in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Verwendung findet Dabei sind in F i g. 3 gleiche Teile
des Transistors, wie sie bei dem Transistor nach dem F i g. 1 und 2 vorhanden sind, mit denselben Bezugszeichen
wie in F i g. 1 versehen.
Eine Steuerelektrode 4G besteht beispielsweise aus Aluminium und befindet sich über einem im Emitterbereich
1 vorgesehenen Teilbereichen 8. Dazwischen ist eine Isolierschicht 7 vorhanden, die eine Stärke von
beispielsweise 1OA besitzt und beispielsweise aus S1O2
besteht (sie entspricht der Gate-Isolierschicht eines MOS FET).
Wird zwischen die Emitterelektrode 4£f und die
zusätzliche Steuerelektrode 4G eine Steuerspannung Vce angelegt, so ändert sich der Stromverstärkungsfaktor
hfE des Transistors in Emitterschaltung längs einer
Kurve entsprechend Fig. 5: Der Stromverstärkungsfaktor
besitzt bei einem bestimmten Wert der Steuerspannung ein Minimum und steigt bei kleinem
und größeren Werten der Steuerspannung symmetrisch an.
Wird die zwischen der zusätzlichen Steuerelektrode 4G und der Emitterelektrode 4£ angelegte Steuerspannung
Vce gegenüber der Spannung, bei der das
Minimum des Stromverstärkungsfaktors vorhanden ist, zum Positiven hin verschoben, so bildet sich im
Teilbereich 8 des Emitterbereiches 1 eine Anreicherungsschicht CG aus, die eine dem LH-Übergang Jh
ähnliche Funktion besitzt. Die Stromdichte Jp der vom
Basisbereich 2 in den Emitterbereich 1 injizierten Minoritätsladungsträger nimmt infolgedessen ab; der
Stromverstärkungsfaktor h/r erhöht sich.
Wird demgegenüber die zwischen der zusätzlichen Steuerelektrode 4G und der Emitterelektrode 4£
angelegte Spannung Vce vom Minimum aus mehr ins
Negative hin verschoben, so bildet sich im Teilbereich 8 des Emitterbereiches 1 eine Verarmungsschicht IN aus;
es werden daher Minoritätsladungsträger von der Verarmungsschicht INm den Emitterbereich 1 zurückinjiziert.
Die Stromdichte Jn der vom Basisbereich 2 in den
Emitterbereich 1 injizierten Minoritätsladungsträger nimmt ab; der Stromverstärkungsfaktor Iife nimmt zu
(linker Zweig der Kurve gemäß F i g. 5).
Die Stromverstärkungskennlinie der F i g. 5 wurde mit der Meßschaltung gemäß Fig.4 aufgenommen. In
dieser Meßschaltung ist Q der vier Elektroden aufweisende Transistor nach Fig.3. Mit Rl ist ein
Kollektor-Lastwiderstand bezeichnet, mit Vce die
Kollektorspannungsquelle, mit lc der Kollektorstrom,
mit Ib der Basisstrom und mit Vce die zwischen der
zusätzlichen Steuerelektrode 4G (Anschluß G) und der Emitterelektrode AE (Anschluß E) angelegte Steuerspannung.
Wird die Kollektor-Emitter-Spannung Vce gleich 3 V
und der Basisstrom /s gleich 1 μΑ gewählt, so ergibt sich
die in F i g. 5 dargestellte Abhängigkeit zwischen der Steuerspannung Vce (V) und dem Kollektorstrom Ic
(uA); der Stromverstärkungsfaktor Iife bezieht sich auf
einen Betrieb des Transistors in Emitterschaltung.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig.3 zeigt einen
NPN-Transistor; statt dessen kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch mit einem PNP-Transistör
realisiert werden.
F i g. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit dem in F i g. 3
dargestellten Transistor Q. Die Anschlüsse des Transistors sind mit E, B, C und G bezeichnet, wobei der
Anschluß £der Emitterelektrode 4£an Masse liegt der Anschluß B der Basiselektrode 45 zu einem Abgriff
zwischen den Widerständen 32 und 33 geführt ist, und der Anschluß C der Kollektorelektrode AC mit einem
Ausgang 35 und über einen Widerstand 34 mit einem der Kollektorspannung zuführenden Anschluß 31
verbunden ist. Der Anschluß G der zusätzlichen Steuerelektrode AG ist mit einer die hochfrequente
Signalspannung ei liefernden Eingangssignalquelle 37
verbunden, die ihrerseits in Reihe geschaltet ist mit einer eine niederfrequente rechteckige Schaltsignalspannung
E1 liefernde Signalquelle 36 und einer eine Vorspannung
Vj-erzeugenden Vorspannungquelle 39.
Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 wird auf die Fig. 7 Bezug
genommen.
In F i g. 7 sind die von den Signalquellen 36,37 und der
Vorspannungsquelle 39 erzeugten Spannungen unter der Stromverstärkungsfaktor-Kennlinie dargestellt. Die
Vorspannung VVergibt einen Arbeitspunktim Minimum der Stromverstärkungsfaktor-Kennlinie. Die niederfrequente
rechteckige Schaltsignalspannung E5 überlagert sich der Vorspannung Vr- Die daraus resultierende
Spannung schwankt dann um diesen Arbeitspunkt und läßt den Stromverstärkungsfaktor vom Minimum aus
nach beiden Seiten hin (bis VH bzw. Vf.) ansteigen. Der
niederfrequenten rechteckigen Schaltsignalspannung Es
ist eine hochfrequente Signalspannung ei überlagert, deren Phase durch die Schaltungsanordnung im Takt
(d. h. mit jedem Halbzyklus) der niederfrequenten rechteckigen Schaltsignalspannung Es umgekehrt werden
soll.
Bei dem zur Erläuterung gewählten Beispiel wird an der zusätzlichen Steuerelektrode G der Schaltungsanordnung
eine hochfrequente Signalspannung ei zugeführt,
deren Phase sich bereits im Takt den anzuwendenden niederfrequenten rechteckigen Schaltsignalspannung
E5 jeweils um 180° ändert.
Die Umkehrung der Phase dieser hochfrequenten Signalspannung ei in der Ausgangssignalspannung e0 ist
in F i g. 7 (unten) durch Vergleich der Phase der Spannungen ei und eo während aufeinanderfolgender
Halbzyklen Hn, Hn+U Hn+2 usw. der niederfrequenten
rechteckigen Schaltsignalspannung E5 ersichtlich: In
dem ersten Halbzyklus Zin sind ei und e0 gleichphasig, in
dem folgenden Halbzyklus Hn+ \ gegenphasig, in dem
dritten Halbzyklus Wn+2 wieder gleichphasig usw.
Diese Phasenumkehr wird mittels der aus F i g. 7 (oben) ersichtlichen Strom verstärkungsfaktor-Kennlinie
wie folgt erreicht: Wenn sich in dem ersten Halbzyklus Hn die die hochfrequente Signalspannung C\
enthaltende Steuerspannung vergrößert, so nimmt die Verstärkung des Kollektorstroms zu (da der Stromverstärkungsfaktor
Af£ auf dem rechten Ast der Kennlinie nach oben wandert). Eine Zunahme des Kollektorstromes
hat eine Abnahme der am Ausgang 35 auftretenden Ausgangssignalspannung eo zur Folge. Zu Beginn des
zweiten Halbzyklus Hn+ 1 der niederfrequenten Schalt-Signalspannung
E5 liegt der Wert des Stromverstärkungsfaktors hfE auf dem linken Ast der Kennlinie.
Vergrößert sich nun durch die hochfrequente Signalspannung die Steuerspannung, so wandert der Stromverstärkungsfaktor
hpE auf dem linken Ast der Kennlinie
zum Minimum. Die Verstärkung des Kollektorstromes nimmt ab. Bei einer Verkleinerung des Kollektorstromes
vergrößert sich nun aber die am Ausgang 35 auftretende Ausgangssignalspannung eo. Die Spannungen
ei und eo sind in diesem Halbzyklus H„+\ somit
gleichphasig, im folgenden Halbzyklus Hn+I wieder
gegenphasig usw. Die Phase der Ausgangssignalspannung eo wird somit gegenüber der Phase der
hochfrequenten Signalspannung ei im Takt des niederfrequenten
Schaltsignales Es laufend umgekehrt.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 ist die die hochfrequente Signalspannung
ei liefernde Eingangssignalspannung 37, die die niederfrequente rechteckige Schaltsignalspannung E1
liefernde Schaltsignalquelle 36 und die die Vorspannung Vr erzeugende Vorspannungsquelle 39 in Reihe miteinander
zwischen die zusätzliche Steuerelektrode 4C und dem Anschluß G und Masse geschaltet, die Emitterelektrode
4E mit dem Anschluß E liegt ummittelbar an Masse, und die Basiselektrode 45 mit dem Anschluß B
ist an den Abgriff eines zwischen den die Kollektorspannung zuführenden Anschluß 31 und Masse geschalteten
Spannungsteilers (Widerstände 32,33) angeschlossen.
Demgegenüber ist bei dem weiteren Ausführungsbeispiel gemäß Fig.8 die die hochfrequente Signalspannung
ei liefernde Eingangssignalquelle 37 zwischen die zusätzliche Steuerelektrode mit dem Anschluß G und
Masse geschaltet. Die Emitterelektrode mit dem Anschluß E ist einerseits über einen Widerstand 38 und
andererseits über eine Schaltsignalquelle 40, die eine erste niederfrequente rechteckige Schaltsignalspannung
Es liefert, und eine Vorspannungsquelle 41 für die
Vorspannung W mit Masse verbunden. Die Basiselektrode mit dem Anschluß B ist über eine zweite
Schaltsignalquelle 42, die eine zur ersten gleichphasige, niederfrequente rechteckige Schaltsignalspannung Ed
liefert, und eine Vorspannungsquelle 43 für die Vorspannung VT + VBe mit Masse verbunden. Hierbei
ergibt sich die gleiche Funktion, wie sie für das Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach der
F i g. 6 anhand von F i g. 7 erläutert wurde.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
1. Schaltungsanordnung, enthaltend einen in Emitterschaltung betriebenen Transistor mit einer
zusätzlichen Steuerelektrode zur Steuerung des Stromverstärkungsfaktors mittels einer zwischen
der Emitterelektrode und der zusätzlichen Steuerelektrode angelegten Spannung,
dadurch gekennzeichnet, daß
dadurch gekennzeichnet, daß
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DE2520827A1 DE2520827A1 (de) | 1975-11-20 |
DE2520827C2 true DE2520827C2 (de) | 1984-02-16 |
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---|---|---|---|
DE2520827A Expired DE2520827C2 (de) | 1974-05-10 | 1975-05-09 | Schaltungsanordnung |
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