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Elektronische Schlupfmeßeinrichtung
Elektronische
SchlupSmeßeinrichtung Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schlupfmeßeinrichtung,
insbesondere für Meßaufgaben in der Antriebstechnik.
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Die Kenntnis des Schlupfes ist auf vielen Gebieten der Technik eine
Notwendigkeit. So wird durch den Schlupf nicht nur der Arbeitspunkt von Asynchronmaschinen
auf ihrer Drehmomenten- Drehzahl-Kennlinie festgelegt, sondern auch eine bezogene
Drehzahldifferenz bei Kunststoff-, Textil-, Walzwerk- und Fahrzeugantrieben gekennzeichnet.
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Da der Schlupf gemäß s = (nO n, n1)/nO als auf eine Bezugsdrehzahl
n0 bezogene Abweichung der Istdrehzahl n1 von der Bezugsdrehzahl no definiert ist,
muß bei allen Schlupfmeßeinrichtungen auf irgendeine Weise die Drehzahldifferenz
und der Quotient gebildet werden. Zum Stand der Technik gehören Einrichtungen mit
Drehmeldern zur Differenz- und eines Kreuzspulinstruments zur Quotientenbildung
(Deutsche Auslegeschrift 1 055 264). Eine neuere Vorrichtung bildet die Differenz
und den Quotienten elektronisch mit Rechenverstärkern (Deutsche Offenlegungsschrift
2 023 346). Diese Lösungen haben jedoch den Nachteil, daß kleine Schlupfwerte ungenau
bestimmt werden, da die Differenz (nO - n1) aus zwei fast gleich großen Größen gebildet
wird. Außerdem ist eine besondere Vorrichtung zur Quotientenbildung erforderlich.
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Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine elektronische Schlupfmeßeinrichtung
anzugeben, die wegen ihrer neuartigen Methode der Differenz- und Quotientenbildung
den Schlupf im Bereich Os(0,33 mit großer Genauigkeit und Schnelligkeit zu messen
gestattet.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung
gelöst, bei der der dem Schlupf proportionale Meßwert aus dem Impulsbreitenzuwachs
von Impulsen abgeleitet
wird, deren Anfang durch eine der Bezugsdrehzahl
ontsprechende Wechselspannung und deren Ende durch eine der schlupfbehafteten Istdrehzahl
entsprechende Wechselspannung festgelegt ist. Die Wechselspannungen werden dabei
von Dreljzahlgebern gleicher Polpaarzahl geliefert, sofern die Bezugs-und die Istdrehzahl
keinen Bezug zur Netzfrequenz haben.
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Ist die Bezugsdrehzahl jedoch mit der Netzfrequenz verknüpft, so wird
nur von der Istdrehzahl eine Wechselspannung dergestalt abgeleitet, daß bei Gleichheit
der Bezugs- und Istdrehzahl auch die Frequenzen der beiden Wechselspannungen übereinstimmen,
sofern keine Glieder zur Frequenzanpassung vorgesehen werden sollen.
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Die Ableitung des Meßwertes aus dem Impulsbreitenzuwachs aufeinander
folgender von der Bezugs- und der Istdrehzahl festgelegter Impulse kann digital
oder, wie in dem nachfolgend näher beschriebenen Ausführungsbeispiel, sehr einfach
mit einem analogen Verfahren erfolgen, indem jeweils die Breite des gerade gebildeten
Impulses vorübergehend in einem ersten Speicher festgehalten und mit der in einem
zweiten Speicher abgespeicherten Breite des jeweils vorangegangenen Impulses dadurch
verglichen wird, daß der Impulsbreitenzuwachs des gerade gebildeten gegenüber dem
vorangegangenen Impuls dem Speicherinhalt des zweiten Speichers hinzugefügt wird.
Im zweiten Speicher ist damit die Breite des gerade gebildeten Impulses für den
Vergleich mit der Breite des folgenden Impulses abgespeichert und der erste Speicher
kann zur Vorbereitung auf den nächsten Impulsbreitenvergleich wieder gelöscht werden.
Der Ubertrag vom ersten in den zweiten Speicher, also die Differenz der Impulsbreiten,
tritt als Impulsfolge mit einer von der Istdrehzahl vorgegebenen Periodendauer auf.
Ihr zeitlicher Mittelwert ist, ohne daß eine spezielle Quotientenbildung erforderlich
wäre, dem Schlupf direkt proportional (ETZ-A Bd.95 (1974), S.607 -609).
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Um unabhängig von der momentanen Phasenlage der Bezugs- und der Istdrehzahl
fortwährend einen Meßwert bilden zu können,
sind in der Schlupfmeßeinrichtung
einige erfindungsgemäße Vorkehrungen erforderlich. Denn wenn sich die pcsitiven
Nulldurchgänge der der Istdrehzahl entsprechenden Wechselspannung so weit gegenüber
den dazugehörenden positiven Nulldurchgängen der der Bezugsdrehzahl entsprechenden
Wechselspannung verschoben haben, daß in der dadurch gebildeten Impulsfolge ein
Impuls breiter als die halbe Periodendauer der Bezugsdrehzahl werden würde, so werden
folgende Vorgänge ausgelöst: 1. Der von der Bezugsdrehzahl begonnene Impuls wird
statt von der Istdrehzahl bereits vorzeitig von der Bezugsdrehzahl beendet 2. Die
Polarität der Nulldurchgänge der Istdrehzahl wird vertauscht, die Phasenlage der
der Istdrehzahl entsprechenden Wechselspannung damit also um die halbe Periodendauer
der Istdrehzahl zeitlich verschoben 3. Beide Speicher zur Bildung der Impulsbreitendifferenz
werden wieder auf Nulv gesetzt 4. Die Breite des nächsten von der Bezugs- und der
Istdrenzahl abgeleiteten Impulses wird, da beide Speicher gelöscht waren, ohne Differenzbildung
voll in den zweiten Speicher und damit als Meßwertimpuls übernommen 5. Danach setzt
die Ableitung des Meßwerte aus dem Impulsbreitenzuwachs der von der Bezugs- und
der Istdrehzahl abgeleiteten Impulse wieder ein, bis erneut ein Impuls breiter als
die halbe Periodendauer der Bezugsdrehzahl werden würde.
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Trotz dieser Eingriffe in den Impulsablauf ist der zeitliche Mittelwert
der gebildeten Impulse dem Schlupf proportional (ETZ-A Bd. 95 (1974), 5. 607 - 609).
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Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin,
daß der dem Schlupf proportionale Meßwert ohne fehlerbehaftete Umwandlung in Zwischengrößen
direkt von den Nulldurchgängen der der Bezugsdrehzahl und der Istdrenzahl entsprechenden
Wechselspannung abgeleitet wird, ohne daß eine spezielle Vorrichtung zur Quotientenbildung,
die eine weitere
Fehlerquelle darstellen würde, erforderlich ist.
Die Differenzbildung erfolgt mit großer Genauigkeit, da der Impulsbreitenzuwachs
des momentanen aus der Bezugs- und der Istdrehzahl abgeleiteten Impulses gegenüber
dem vorangegangenen Impuls als Übertrag von einem ersten in einen zweiten Speicher
auftritt und als Meßwert herange;jgen wird. Nichtlinearitäten in der Speichercharakteristik
werden durch die Differenzbidung bei zwei Speichervorgängen eliminiert und treten
somit beim Meßwert nicht in Erscheinung. Von Vorteil ist weiterhin die Schnelligkeit
der Meßwertbildung, die Änderungen der Bezugs- und der Istdrehzahl sofort zu folgen
vermag, da die dem Meßwert zugrunde liegenden Impulse unmittelbar von der Bezugs-
und der Istdrehzahl abgeleitet werden. Als weiterer Vorteil ist die einfache Eichung
der Schlupfmeßeinrichtung hervorzuheben. Denn wird die Istdrehzahl unterdrückt,
so wird der Anfang und das Ende der abgeleiteten Impulse nur von der Bezugsdrehzahl
bestimmt. Da dadurch die Impulsbreite 50 % der PerioHendauer beträgt und die beiden
Speicher fortwährend wieder auf Null gesetzt werden, ist der Mittelwert der den
Meßwert bildenden Impulse ebenfalls exakt 50 %, was einem Schlupf 4 von s = 0,5
entspricht.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand folgender Zeichnungen
näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 die Ableitung der Impulse P1 aus der Bezugsdrehzahl
n0 und der Istdrehzahl n1 und die daraus abgeleitete Impulsbreitendifferenz P2.
Zum Zeit punkt t21beginnt ein neuer Impulszyklus und es werden die beschriebenen
Vorgänge ausgelöst.
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Fig. 2 wie Fig. 1, jedoch mit dem Beginn von zwei Impulszyklen unmittelbar
hintereinander zum Zeitpunkt t2' und t4 -Fig. 3 das Blockschaltbild der Schaltungs
.ordnung Fig. 4 den Analogteil der in Fig. 3 umrandeten Schaltungsanordnung
Fig.
5 die Spannung am Speicherkondensator C2 mit der Triggerschwelle P Fig. 6 die Spannung
an den Speicherkondensatoren C1 und C2 und die Eingangsspannung des Schmitt-Triggers
ST3 Die von Drehzahlgebern gelieferten der Bezugs- und der Istdrehzahl entsprechenden
Wechselspannungen werden von Schmittgriggern ST1 und ST2, Fig. 3, in Rechteckimpulse
umgeformt, die an den Ausgängen der Flip Flops FF1 und FF2 als Impulse n0 und n1
erscheinen. Mit den Gattern NAND1 und 2 und NOR 1, 2 und 3 werden daraus die Impulse
P1 abgeleitet, Fig. 1 und Fig. 2. Kippt das Flip Flop FF1 nach nO - °, bevor das
Flip Flop FF2 nach n1 A L gekippt ist, d.h. kündigt sich ein Impuls P1 mit einer
Länge T > 1/(2nO) an, Zeitpunkt t2' in Fig. 1 und Fig. 2, so wird das Flip Flop
FF3, da an seinem K-Eingang noch K =A L anliegt, nach Q - O gesetzt. Dadurch werden
folgende Vorgänge ausgelöst: 1. Der Schmitt-Trigger ST2 wird gesperrt und somit
der Impuls P1 vorzeitig beendet 2. Das Flip Flop FF2 wird in der Stellung n1 - °
gehalten und somit die Verschiebung der Istdrehzahl n1 um die Zeit t = 1/(2n1) eingeleitet
3. Die Speicher, im Ausführungsbeispiel die Kondensatoren C1 und C2, werden entladen
Wenn zu Beginn des nächsten Impulses nO das Flip Flop FF1 zurückkippt, werden folgende
Vorgänge ausgelöst: 1. Das Flip Flop FF3 wird, da an seinem preset-Eingang noch
P - O anliegt, nach Q =A L zurückgesetzt und somit der Scmitt-Trigger ST2 wieder
freigegeben. Da erst danach das Flip Flop FF2 kippen kann, wird die Impulsbildung
durch Kurzzeitschwankungen (Jitter) der beiden Drehzahlen n0 und n1 nicht beeinflußt.
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2. Da auch der zweite Speicher gelöscht wurde,- wird der erste in
den ersten Speicher einlaufende Impuls in voller Länge auch in den zweiten Speicher
übernommen Danach verläuft die Impulsbildung und die Auswertung des impulabreitenzuwachses
durch die beiden Speicherkondensatoren
Ci und C2 normal weiter,
bis wieder ein Impuls P1 breiter als T = 1/(2no) werden würde, was bei größeren
Schlupfwerten und bestimmter Phasenlage dcr beiden Drehzahlen nO und n1 zueinander
bereits beim nächsten Impuls der Fall sein kann, Zeitpunkt t4' in Fig. 2.
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Die dem Schlupf proportionale Impulsfolge P2 wird aus dem Impulsbreitenzuwachs
der aufeinander folgenden Impulse P1 abgeleitet. Die hierzu erforderliche Speicherung
der Impulsbreite des jeweils vorangegangenen Impulses und die Differenzbildung übernimmt
der umrandete Abtast-Halte-Teil in Fig. 3.
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In den Impulspausen der Impulse P1 wird der eingeprägte Strom I1 über
die Doppeldiode D1 und den Treiber TB1 nach Masse abgeleitet. Der Kondensator C1
wird am Ende eines Impulses n0 mit dem Treiber TB2 bis auf die Restspannung Uc10
entladen.
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Treten Impulse P1 mit der Breite Ti(2k) auf, so wird der Kondensator
C1 vom Strom Ii linear auf die Spannung uc1(2k) = I1T<(2k)/C1 + UC10 aufgeladen.
Der Komparator K stellt den eingeprägten Strom 12 so ein, daß die Spannung uC2(2k)
am Kondensator C2 der vom Kondensator C1 vorgegebenen Spannung uC1(2k) folgt. In
der anschließenden Impulspause behält der Kondensator C2 seine Ladung bei, während
der Kondensator C1 wieder entladen wird. Beim nächsten Impuls der Impulsfolge P1
wird der Kondensator Ci auf die Spannung uc1(2k+2) aufgeladen, die Nachladung des
Kondensators C2 beginnt jedoch erst bei uCl(2k+2) UC2(2k) Der Kondensator C2 wird
mit dem Treiber TB3 entladen, wenn das Flip Flop FF3 nach Q - O gesetzt wurde.
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Der Ladestrom I2 des Kondensators C2 steuert den Schmitt-Trigger ST3
an. Mit dem Treiber TB4 wird der eingeprägte Strom IM so gesteuert, daß impulsbreiten-modulierte
Stromimpulse entsprechend der Impulsfolge P2 durch das Meßinstrument M fließen.
Mit dem Kondensator C3 können die Stromimpulse geglättet und Eigenbewegungen des
Meßinstrumentezeigers bedämpft werden.
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Eine nicht exakt lineare Aufladung des Kondensators C1 bleibt ohne
Einfluß, da die Nachladung des Kondensators C2 bei derjenigen Spannung wieder einsetzt,
bei der sie beim vorhergehenden Impuls beendet wurde, und nur die Nachladedauer,
nicht jedoch der Absolutwert der Kondensatorspannungen ausgewertet wird. An die
Konstanz des Ladestromes I1 und den Gleichlauf der beiden Kondensator-Spannungen
u01 und uc2 braucht somit keine besondere Forderung gestellt zu werden.
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Jedoch muß die Spannung uc2 in den Impulspausen von P1 sehr genau
aufrecht erhalten werden, da uc2 den Nachladebeginn und damit die Breite der Impulse
P2 bestimmt. Der während der Haltezeit in den Kondensator C2 gelieferte Fehlstrom
IF verursacht den Fehler F = IF/(I2.s). Schon durch einfache Maßnahmen wird erreicht,
daß 1F nur einige nA beträgt, sodaß selbst bei s # 1 % der Fehler F< 1% ist.
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Ein Ausführungsbeispiel des in Fig. 3 umrandeten Schaltungsteils mit
der Ansteuerung des Schmitt-Triggers ST3 zeigt Fig. 4. Die Spannungen u01 und u02
der Kondensatoren C1 und C2 werden mit den Source-Folgern FETl und FET2 abgegriffen
und auf die Differenz-Eingänge des Komparators K gegeoen.
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Der Komparator-Ausgang steuert den Transistor T2 an. über steigt die
Spannung uc1 die Spannung uc2, so wird der Transistor T3 leitend und liefert den
Strom I2 in den Kondensator C2. Denn nähert sich die Spannung uc1 der Haltespannung
uC2, so steigt ab dem bezogenen Zeitpunkt t/T0# O die vom Komparator K geregelte
bezogene Spannung am Kondensator C2 gemäß uc2/Uc2 = (t/To) - 1 + exp(-t/T0) an,
Fig. 5b.
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Dabei ist UC2 = T0 I1/C1 und T0 = C2/S. Die Steilheit des Regelkreises
5 = voR2/(R1R3) muß bei gegebener Verstärkung v0 des Komparators durch die Widerstände
R1, R2 und R3 so festgelegt werden, daß die Stabilitätsbedingung im Regelkreis S/(#g
C2) < 1 bei der Grenzfrequenz w g eingehalten wird.
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Der bezogene Spannungsanstieg des Kondensators C2 hat die Gerade u02/U02
= (t/Do) - 1 als Asymptote, Fig. 5b. Ihr Schnittpunkt mit der Abszisse bei t/T0
= 1 kennzeichnet den Zeitpunkt, bei dem der Anfang des Impulses P2 liegen
würde,
wenn der Ladestrom I2 zur Zeit t/Ta = 1 mit dem Sprung 12/120 eingesetzt hätte,
Fig. 5a. Da der Strom I2 bereits ab t/To b O zu fließen beginnt, wird mit den Widerständen
R4 und R5 die Schaltschwelle des Schmitt-Triggers ST3 so eingestellt, Fig. 4, daß
sie zur Zeit t/To = 1 überschritten wird, Punkt P in Fig. 5a.
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Der Anfang der Impulse P2 kann nach der Entladung der Kondensatoren
C1 und C2 durch unterschiedllch hohe Restspannungen beeinflußt werden. Damit unabhängig
vom vorherigen Ladezustand die Anfangsspannungen UC10 = UC20 stets gleich sind,
wird die Entladung des Kondensators C1 und auch des Kondensators C2 zur Zeit a t
= 1/(4nu) vor Beginn des nächsten Impulses P1 durch das Gatter NAND3 bzw. NAND4
beendet. Da der eingeprägte Strom I1 über die Doppeldiode D1 weiter abfließt, kann
sich der Kondensator C1 im Zeitabschnitt = =1/(4nu) auf die niederohmige Diodenflußspannung
aufladen. Wenn der Kondensator C2 entladen wurde, wird er durch den Komparator ebenfalls
an diese Anfangs spannung herangeführt, so daß C2 einer Aufladung des Kondensators
C1 sofort folgen kann, Fig. 6. Der beim Nachladen des Kondensators C2 auftretende
Impuls, Fig. 6 unten, kommt nicht zur Auswirkung, da der Schmitt-Trigger ST3 in
den Impulspausen der Impulsfolge P1 über den Takteingang D gesperrt ist.
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Die Eichung der Schlupfmeßeinrichtung ist sehr einfach. Denn steht
der Schalter in Stellung "Eichen", Fig. 3, so wird der Schmitt-Trigger ST2 gesperrt.
Dadurch treten in der Impulsfolge P1 fortwährend Impulse mit der Länge Tl(2k) =
1/(2nu) auf, die voll auf den Kondensator C2 übertragen werden, aa das Flip Flop
FF3 laufend anspricht und den Kondensator C2 in den Impulspausen wieder entlädt,
Fig. 6. Die durch das Meßinstrument M fließenden Stromimpulse haben somit den Mittelwert
Im = 0,5 IMZ was einem Schlupf s = 0,5 entspricht und zur Eichung des Stromes IM
herangezogen werden kann.