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Kontaktlose Endstufe für Wechselstromschalter.
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Die Erfindung betrifft eine kontaktlose Endstufe für Wechselstromschalter,
bei dem ein oder mehrere Lastwiderstände unmittelbar in den Ausgangskreis eines
Halbleiterbauelementes, z.B. Schalttransistors, Thyristors oder Triacs, einbezogen
sind, wobei das Halbleiterbauelement von einem Gebersystem beliebiger Bauart angesteuert
wird.
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Endstufen dieses Typs sind bekannt. Sie werden z.B. in Grenztastern
insbesondere für die industrielle Fertigungssteuerung verwandt. Als Gebersystem
dient dabei im allgemeinen ein Schwingkreis mit Schaltverstärker. Das Gebersystem
steuert einen Schaltthyristor an, der sich in der Gleichstromstrecke eines Brückengleichrichters
befindet. Damit besteht eine schaltbare elektrische Verbindung zwischen Netzspannung
und Lastwiderstand.
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Bei derartigen Endstufen ist es auch bekannt, daß diese neben dem
Durchschalten der Netzspannung an den Lastwiderstand auch die Spannungsversorgung
des Gebersystems sicherstellen. Dies erfolgt bei gesperrtem Schaltthyristor durch
eine parallel geschaltete passive Stabilisierungsschaltung (Vorwiderstand, Zenerdiode,
Glättungskondensator) und bei durchgesteuertem Schaltthyristor über eine mit dem
Thyristor in Reihe geschaltete Zenerdiode. Eine derart aufgebaute Spannungsversorgung
ist jedoch relativ aufwendig. Zudem beschränken diese bekannten Endstufen den Anwendungsbereich
des Schalters auf BetriebsspannungsDereiche von ca. 90 - 250 Damit einer Restspannung
an der durchgeschalteten Endstufe von ca. 9 V bei mittlerer Belastung.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Endstufe für Wechselstromschalter
zu schaffen, die in der Herstellung kostengünstiger ist und die einen Betriebsspannungsbereich
des Schalters von unter 20 VN bis 250 VN mit einer Restspannung an der durchgeschalteten
Endstufe von ca. 4,5 V bei mittlerer Belastung ermöglicht.
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Es ist bereits bekannt, diese Aufgabe durch eine Weiterentwicklung
der vorbeschriebenen Endstufe zu lösen. Im Rahmen dieser Weiterentwicklung wurde
die passive Stabilisierungsschaltung zur Spannungsversorgung des Gebersystems bei
gesperrtem Schaltthyristor durch eine aktive Stabilisierungsschaltung (Emitterfolger,
Zenerdiode, Glättungskondensator) ersetzt, und es wurde zur Spannungsversorgung
bei durchgesteuertem Schaltthyristor die bisher mit dem Schaltthyristor in Reihe
geschaltete Zenerdiode gegen einen Thyristor mit Phasenanschnittssteuerung ausgetauscht.
Im Ergebnis wurde hierdurch zwar eine Verbesserung des Anwendungsbereiches des Schalters
erreicht, der nunmehr für Betriebsspannungen von 20 - 250 VN bei einer Begrenzung
der Restspannung an der durchgeschalteten Endstufe auf 4,5 V eingesetzt werden kann,
doch
sind die Herstellungskosten der Endstufe insbesondere durch
Verwendung eines zusätzlichen, relativ teuren Thyristors im Ausgangskreis des Schaltthyristors
nicht unerheblich gestiegen.
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Demgegenüber wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, die gestellte
Aufgabe dadurch zu lösen, daß das Halbleiterbauelement, in der Regel wieder ein
Schaltthyristor, zu Beginn jeder Netzhalbwelle grundsätzlich, d . h. unabhängig
von einer eventuellen Ansteuerung aus dem Gebersystem für eine bestimmte Zeit gesperrt
ist und daß während dieser Zeit die Netzspannung auf ein Ladesystem zum Aufbau einer
Versorgungsspannung für das Gebersystem geschaltet ist. Die Sperrung des Schaltthyristors
wird nach Erreichen der gexxnschten Versorgungsspannung wieder aufgehoben, und der
Schaltthyristor ist bis zum Ende der Halbwelle für eine eventuelle Ansteuerung aus
dem Gebersystem freigegeben. Das Entsperren des Schaltthyristors erfolgt zweckmäßig.
in Abhängigkeit von der erreichten Versorgungsspannung.
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Auf diese Weise wird am Anfang einer jeden Netzhalbwelle die Versorgungsspannung
für das Gebersystem aufgebaut, die dann nach dem Entsperren des Schaltthyristors
bis zum Ende der Halbwelle etwas abfällt und zwar abhängig von der Belastung der
Versorgungsspannung durch das Gebersystem sowie der an dem Schalter anliegenden
Betriebsspannung und dem Lastwiderstand.
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Die dadurch bedingte Schwankung der Versorgungsspannung ist bei entsprechender
Auslegung des Gebersystems ohne nennenswerten Einfluß. Im Vergleich zu dem bekannten
Stand der Technik im Bau von Endstufen werden jedoch erhebliche Vorteile erzielt.
Zum einen benötigt die erfindungsgemäße Endstufe keine teuren und/oder verlustleistungsintensiven
Bauelemente, z.B.
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Thyristoren oder Zenerdioden, wie sie bisher in Reihe mit dem Schaltthyristor
angeordnet werden mußten.
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Zugleich läßt sich bei einer erfindungsgemäßen Endstufe erreichen,
daß für die Spannungsversorgung des Gebersystems stets die gleichen Bauelemente
verwandt werden und zwar unabhängig davon, ob der Schaltthyristor vom Gebersystem
durchgesteuert ist oder nicht. Im Vergleich zu den bisher bekannten Endstufen, die
für jeden Schaltzustand des Schaltthyristors eine getrennte Versorgung benötigen,
ergibt sich eine beachtliche Einsparung an Bauelementen, wodurch die Herstellung
der Endstufe erheblich verbilligt wird.
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Eine vorteilhafte Ausführung der erfindungsgemäßen Endstufe ergibt
sich dadurch, daß parallel zum Halbleiterbauelement (im folgenden wird zur Vereinfachung
der Terminologie stets von einem Schaltthyristor gesprochen, ohne die Erfindung
hierauf zu beschränken) ein programmierbarer Unijunction-Transistor (im folgenden
abgekürzt stets PUT genannt) geschaltet ist, dessen B1-Ausgang über eine Verknüpfungsschaltung
den Schaltthyristor steuert, wobei ein hochohmiger Zustand des PUT unabhängig vom
Gebersystem den Schaltthyristor sperrt. In vorteilhafter Weise ist der PUT in der
Lage, zugleich auch noch andere Steuerfunktionen für die Endstufe zu übernehmen,
worauf später noch im einzelnen eingegangen werden wird.
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Die den Bl-Ausgang des PUT mit dem Steuereingang des Schaltthyristors
verbindende Verknüpfungsschaltung kann durch einen Operationsverstärker gegeben
sein, dessen Vorstromeingang an dem B1-Ausgang des PUT liegt. Die Verwendung eines
Operationsverstärkers ist aber aus Kostengründen nur dann sinnvoll, wenn als Gebersystem
ein elektronischer Schwingkreis vorliegt, so daß der Operationsverstärker zugleich
auch die Aufgabe eines Schaltverstärkers für den Schwingkreis mit übernehmen kann.
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Im Vergleich hierzu ist eine andere Verknüpfungsschaltung gemäß
einer
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung von genereller Bedeutung für alle Gebersysteme
und ist gekennzeichnet durch einen Transistor, dessen Basis mit dem B1-Ausgang des
PUT verbunden ist und dessen Kollektor gemeinsam mit einem Widerstand an die Basis
eines zweiten Transistors geschaltet ist, wobei der Kollektor des zweiten Transistors
am Steuereingang des Schaltthyristors anliegt.
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Diese Transistorschaltung bewirkt eine 180 0-Phasenverschiebung und
somit ist sichergestellt, daß der PUT über die Verknüpfungsschaltung mit Beginn
jeder Netzhalbwelle den Schaltthyristor grundsätzlich sperrt. Wie bereits erwähnt
wird die Zeit der grundsätzlichen Sperrung des Schaltthyristors zu Beginn jeder
Netzhalbwelle dazu benutzt, um die Versorgungsspannung für das Gebersystem aufzubauen.
Die Aufladung der hierfür benutzten Ladekapazität wird gemäß einer vorteilhaften
Ausführungsform der Erfindung ebenfalls von dem bereits erwähnten PUT gesteuert.
Für die Aufladung der Ladekapazität ist gemäß der Erfindung eine gesonderte Ladestrecke
vorgesehen, die zum Schaltthyristor parallel geschaltet ist. Zweckmäßig wird diese
Ladestrecke in Abhängigkeit von dem Zustand des PUT geschaltet. Zu diesem Zweck
kann ein von dem PUT angesteuerter Thyristor in der Ladestrecke angeordnet sein.
Vorteilhafter ist es jedoch, zwei Transistoren zu verwenden, die in der Darlington-Schaltung
mit einem Vorwiderstand geschaltet sind. Bei dem hochohmigen Zustand des PUT zu
Beginn jeder Netzhalbwelle werden die Transistoren über einen Strombegrenzungswiderstand
durchgeschaltet. Bei Erreichen der Versorgungsspannung zündet der PUT, wie dies
nachstehend noch beschrieben werden wird. Bei gezündetem PUT ist sein Zustand niederohmig
und die Transistoren sperren die Ladestrecke und zwar bis zur Unterschreitung des
Talstromes des PUT am Ende jeder Netzhalbwelle. Damit die Sperrung der vadestrecke
vermittels der Transistoren in Darlington-Schaltung sicher erreicht wird, ist es
sinnvoll, den Reststrom aus dem primär angesteuerten Transistor über einen Widerstand
abzuleiten.
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Gemäß einer zweckmäßigen Ausführungsform der Erfindung wird die Versorgungsspannung
an der Ladekapazität vermittels einer Zenerdiode abgefragt, die bei Überschreiten
der vorgegebenen Versorgungsspannung bzw. Zenerspannung einen Transistor ansteuert,
dessen Kollektor mit dem Gate des vorgenannten PUT verbunden ist. Hierdurch wird
sichergestellt, daß der PUT bei Erreichen der Versorgungsspannung wie vorstehend
erwähnt zündet und bis zum Ende der Netzhalbwelle den Schaltthyristor zur eventuellen
Ansteuerung aus dem Gebersystem freigibt.
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Der Strombegrenzungswiderstand, über den der PUT die Ladestrecke ansteuert,
ist gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung in einer Gruppenschaltung so ausgebildet,
daß ein Teilwiderstand zwischen Emitter und Gate des PUT die zwangsweise Zündung
des PUT oberhalb eines vorbestimmten Augenblickwertes der Netzspannung sicherstellt.
Hierdurch soll eine Zerstörung des Ladesystems vermieden werden, die auftreten könnte,
wenn das erste Einschalten der Betriebsspannung zufällig oberhalb des vorbestimmten
Augenblickwertes erfolgt.
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Durch geschickte Wahl der einzelnen Teilwiderstände der Gruppenschaltung
insbesondere des Teilwiderstandes zwischen Emitter und Gate des PUT kann man erreichen,
daß der PUT z.B.
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bei einem Einschalten auf dem Scheitelpunkt einer Netzhalbwelle stets
zwangsgezündet wird. Damit ist gewährleistet, daß der PUT für die gerade beim ersten
Einschalten gegebene Netzhalbwelle die Ladestrecke nicht durchschaltet, sondern
dies erst nach einem Nulldurchgang zu Beginn der nachfolgenden Netzhalbwelle erfolgt.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der beigefügten
Zeichnung Fig. 1 näher beschrieben. Der Schaltungsausführung liegen folgende Werte
zugrunde:
R1: 220 kS 1/4 W R2 15 kQ 1/16 W R3: 100 kQ 1/16 W R4
15 kZ 1/16 W R5: 6,8 kQ 1/16 W R6: 330 Q 1/16 W R7 15 kQ 1/16 W R8: 100 kQ 1/16
W Rg: 15 kA 1/16 W T1, T2: BF 299 T3 : PUT 2 T4 -T7: BC 407 B C1 : 22gF, 10 V D1
: 5,6 V Thl : BTX 30 D2 : 4 X 1 N 5062 Zu Beginn jeder Netzhalbwelle ist der programmierbare
Unijunction-Transistor (PUT) T3 gesperrt. Über die Widerstände R1 - R4 werden die
beiden Schalttransistoren T1 und T2 angesteuert. Sie sind in einer Darlington-Schaltung
verknüpft, um die nötige Stromverstärkung zu erreichen. Der Widerstand R5 dient
dabei dem sicheren Sperren des Transistors T2. Erreicht die Spannung an der Basis
von T1 einen Wert, der um die Schwellspannung der beiden Basis-Emitter-Dioden T1
und T2 höher ist als die Spannung am Emitter des T2, werden die Schalttransistoren
T1 und T2 leitend und der Ladekondensator cl wird über den Vorwiderstand R6 aufgeladen.
Erreicht die Spannung des Ladekondensators C1 die Höhe der Zenerspannung der Zenerdiode
D1 plus der Schwellspannung der Basis-Emitter-Diode des Transistors T4, dann werden
diese beiden Bauelemente leitend. Der Widerstand R7 dient dabei dem sicheren Sperren
des Transistors T4. Der Kollektor des Transistors T4 zieht nunmehr den Gate-Anschluß
des PUT auf Minus-Potential (ca. plus 0,2 V) und zündet damit den PUT. Damit wird
auch
die Emitter-Strecke des PUT niederohmig und gleichzeitig die
Basis des Schalttransistors T1 auf eine Spannung von ca. + 2 V gelegt. Dies hat
zur Folge, daß die Schalttransistoren T1 und T2 wie der gesperrt werden.
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Durch die belastungsabhängig sinkende Spannung am Ladekondensator
C1 sperren die Zenerdiode D1 und der Transistor T4 wieder. Der PUT bleibt jedoch
über den Widerstand R1 bis zum Ende der Netzhalbwelle leitend. Er sperrt erst, wenn
der Mindestwert des Talstromes unterschritten wird. Wenn zu Beginn der Netzhalbwelle
der PUT gesperrt ist, ist auch der Transistor T5 gesperrt. Mit dem Kollektorwiderstand
R8 und dem nachgeschalteten Transistor T6 ergibt sich eine 180o Phasenverschiebung.
Sein Kollektor ist mit dem Gate des Schaltthyristors Thl verbunden. Er sperrt in
dieser Zeit den Thyristor unabhängig vom Schwingkreis-Schalttransistor T7.
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Wird der PUT leitend, wird auch T5 leitend und damit sperrt T6.
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Somit wird die Thyristor-Ansteuerung aus dem Schwingkreis-Schaltverstärker
über den Widerstand Rg und den Transistor T7 freigegeben.
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An die Widerstände R1 - R4 werden stark gegensätzliche Anforderungen
gestellt, die durch die gezeigte Gruppenschaltung der Widerstände R1 - R4 erfüllt
werden können. Gefordert wird, daß der Widerstand R1 hochohmig sein soll, um noch
eine Betriebsspannung von 250 V verarbeiten zu können. Gefordert wird weiterhin,
daß die Widerstände R2, R3 und R4 als Kombination niederohmig sein sollen, damit
die Schalttransistoren T1 und T2 trotz des hochohmigen Widerstandes R1 einen genügend
hohen Basisstrom bekommen. Der Teilwiderstand R2 soll wiederum gemäß der gewünschten
Zwangs zündung des PUT relativ hochohmig sein.
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Alle diese Forderungen werden durch die dargestellte Gruppenschaltung
der Widerstände R1 - R4 erfüllt.