DE2459219A1

DE2459219A1 - Verfahren und vorrichtung zur richtungsbildung fuer nahbereichs- sonar mit grossem oeffnungswinkel

Info

Publication number: DE2459219A1
Application number: DE19742459219
Authority: DE
Inventors: Reiner Dr Ing Diehl; Geb Hohman Luetkemeyer-Hohmann
Original assignee: Fried Krupp AG
Current assignee: Fried Krupp AG
Priority date: 1974-12-14
Filing date: 1974-12-14
Publication date: 1976-06-16
Also published as: US4030062A; FR2294454A1

Description

FRIED. KRUPP GESELLSCHAFT MIT BESCHRÄNKTER HAFTUNG

in Essen 2459219

VERFAHREN UND VORRICHTUNG ZUR RICHTUNGSBILDUNG FÜR NAHBEREICHS-SONAR MIT GRCSSEM ÖFFNUNGSWINKEL

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Richtungsbildung für Nahbereichs-Sonar mit großem öffnungswinkel bei hoher azimutaler und radialer Auflösung.

Zur Bestimmung der Einfallsrichtung von Sonarsignalen wird eine Anordnung von räumlich verteilten akustisch-elektrischen Wandlern verwendet. Das Verfahren bezieht sich auf die Richtungsbestimmung in einer !Ebene. Doch läßt sich das dabei angewandte Verfahren auch sinngemäß auf die Richtungsbildung in zwei Ebenen erweitern.

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Es ist bekannt, daß die Bestimmung der Einfallsrichtung von Sonar-Echos durch eine gestaffelte Zeitverzögerung der elektrischen Signale einzelner Wandlergruppen und phasenrichtiger Addition dieser Signale erfolgt. Das Summensignal ist ein Maß für die Echoamplitude aus einer bestimmten durch die Wahl der Verzögerungszeiten gegebenen Einfallsrichtung. Wird dieses Verfahren für mehrere Richtungen durchgeführt, so spricht man von Richtungsbildung.

Es ist ebenfalls bekannt, daß dieses Prinzip vereinfacht werden kann durch eine den Verzögerungszeiten entsprechende ' Phasenverschiebung, kurz Phasenkompensation genannt.

Da neben der Einfallsrichtung auch die Entfernung des reflektierenden Objektes bestimmt werden soll, werden Impulse mit endlicher Dauer und bestimmter Bandbreite ausgesendet. Eine reine Phasenkompensation stößt dann aber auf Grenzen. Bei Sonargeräten für den Nahbereich werden im allgemeinen eine große Entfernungsauflösung, eine große Winkelauflösung und ein großer öffnungswinkel gefordert. Eine Phasenkompensation ist nur zulässig für den Bereich

^ao - D-B

^αο
wobei ^- der maximale Winkel zwischen der Basisnormalen und einem Objektpunkt, c die Schallgeschwindigkeit, D die Basislänge und B die Impulsbandbreite ist.

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Die Phasenkompensation für eine Anzahl von Empfangsrichtungen kann realisiert werden durch eine Fouriertransformation der Empfangssignale der einzelnen Wandlergruppen u für das Fern-ifeld, für das Nahfeld durch eine zusätzliche Multiplikation mit einem Phasenfaktor, wie in Acoustical Holography Vol. 2, Seite 136, 137, Plenum Press 1970 veröffentlicht. Eine solche diskrete Fouriertransformation ist elektrisch durchführbar. Sie kann auch optisch durchgeführt werden als holographische Verarbeitung. Der technische Aufwand ist erheblich geringer als bei einer exakten Laufzeitkompensation.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, auch bei großem öffnungswinkel in einem Nahbereichssonar eine Vorrichtung und ein mit ihr auszuführendes Verfahren herzustellen, das eine Verwendung der Fouriertransformation auch für öffnungswinkel erlaubt, die größer sind als

^ao = D^B *

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der gesamte öffnungswinkel α in K Teilbereiche zerlegt wird mit dem öffnungswinkel

und diese Teilbereiche einer Laufzeitkompensation in K Hauptrichtungen unterworfen werden, wobei die Empfangsspannungen mit einer Frequenz f , abgetastet und zwischengespeichert, die zwischen-

gespeicherten Signale mit der Frequenz f mit Hilfe eines Multiplexers

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in ein serielles Signal umgewandelt werden und dieses serielle Signal mit Hilfe einer Phasenkompensation zur Richtungsbildung herangezogen wird. .

Die Empfangssignale u der einzelnen Wandler bzw. Wandlergruppen (η = 1, ...,N) müssen nach dem Samplingtheorem mindestens mit einer Frequenz 2 B reell oder mit einer Frequenz B. komplex abgetastet

1 1 werden. Da alle N Wandler in der Zeit r-g bzw. s abgetastet werden müssen, ergibt sich eine Abtastfrequenz für die sequentielle Verarbeitung

f S N · B (komplexe Verarbeitung) bzw. f S 2 N · B (reelle Verarbeitung) .

5 -

Meist wird der 1,5fache Wert der unteren Grenze gewählt. Da die einzelnen Wandler nacheinander abgetastet werden, ergibt sich eine lineare Verzögerung der einzelnen Signale, die einer Empfangsrichtung θ entspricht. Der Winkel R. ergibt sich aus

. _Q N-c
^{6111 0} = !FF

wobei f jetzt die tatsächlich verwendete Abtastfrequenz ist.

Durch Umkehrung der Abtastreihenfolge läßt sich die Empfangerichtung - R erzeugen. Da die Größe N, D und f bereits festgelegt sind, ist

eine beliebige Wahl des Winkels 8 auf die beschriebene Weise nicht möglich.

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Es wird aber eine erfindungsgemäße Methode gezeigt, die - in gewissen Grenzen - eine beliebige Wahl der Hauptempfangsrichtungen B₁Ck = 1_T 2, „„. K> ermöglicht.

Zuerst soll der Fall

t^qf ~ fTf
s

betrachtet werden. Hier genügt es, die Empfangsspannungen mit einer entsprechend höheren Frequenz f , abzutasten und den jeweiligen Äbtastwert kurzzeitig mit Hilfe einer unter dem Kamen Sample - and - EoId - Schaltung bekannten Einrichtung zwischen-■zuspeichern. Bie gespeicherten Signale werden dann mit der Frequenz f mit Hilfe eines Multiplexers in ein serielles Signal um-

gewandelt (Fig. 3 raid Fig- %).

Bie maximal benötigte Kaltezeit für die Sample-and-Hold-Ein-

PF B
richtung beträgt ^- — s—·· &ux Erzielung eines Winkels R =ί Ο

s s*
wird lediglich die Seihenfolge,, mit der die einzelnen Sample-and-Hold-SchaltTangeHi sowie die im Multiplexer befindlichen elektronischen Schalter- angesteuert werden_T umgekehrt.

Als nächstes sei der Fall

betrachtet. Hier ist eine Äbtastfrequenz f _f S f erforderlich,

S ' S

die nicht mehr dent Samplingtheorem genügt. Erfindungsgemäß ist dieses Problem dadurch gelöst, daß die in den. einzelnen Wandlern bzw. Wandlergruppen anliegenden Spannungen u in der leihenfolge u _t u , u , u , ... usw. abgetastet und zwiscnengespeichert werden (Fig. 5)» wobei die Größe m «iie nächste ganze Zahl zu

ist. Die maximale Haltezeit für die Santple-and-ifold-

Hinrichtung beträgt f- .

Die Äbtastvorschrift für weitere Bereiche des Winkels R läßt sick analog zu dem hier gezeigten Fall herleiten.Die negativen Winkel werden jeweils durch Umkehrung der Äbtastreihenfolge erzeugt.

Burch die erfindungsgemäße Laufzeitkorapensation von K Hauptbekommt man den gleichen Effekt, als ob die Basen

in die Richtungen QL gedreht würden. Ein weiterer Erfindungs gedasike feefaßt sich damit_t Echosignale, die aas einem Winkel ber-eick

werden,, auszublenden.

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Durch das Multiplexer! Wird aus N Empfangsspannungen u.,'\.., u„ ein einziges serielles Signal erzeugt, das aus einem Frequenzgemisch besteht. Die in diesem Gemisch auftretenden Frequenzen f sind mit dem Einfallswinkel' γ verknüpft über die Beziehung

D · f · sin ν
λ · N

Darin ist λ die Wellenlänge des reflektierten Sehallsignals.

Durch eine zeitbezogene Filterung des sequentiellen Signals werden daher die jeweils nicht benötigten Winkelbereiche ausgeblendet. Für jeden einzelnen Winkelbereich k (k = 1, 2, ..., K) wird dies mit Hilfe eines Bandfilters mit dem Durchlaßbereich

D · f · sin .-(8, - |) D · f · sin (R + %)

λ · N _ ι ■_...-.. λ · N

erreicht. Für die Verarbeitung von K Winkelbereichen werden K parallele Kanäle benötigt. Der damit -verbundene erhöhte tech- " nische Aufwand läßt sich vermeiden, wenn die einzelnen Winkelbereiche nacheinander in K Lotperioden abgearbeitet werden. Diese Arbeitsweise ist im'Nahbereich möglich, da die Lotperiodendauer kurz ist. ■■-■-.·:. . . - ,"-."■'

Die weitere Verarbeitung des seriellen Signals erfolgt in bekannter Weise durch Fouriertransformation und, falls im Nahfeld gearbeitet:

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~⁸~ 245921S

wird, durch anschließende Multiplikation mit einem Phasenfaktor, der eine Fokussierung bewirkt. Der'Betrag des-so gewonnenen Videosignals wird auf einem Sichtgerät dargestellt*

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß die Laufzeitkompensation durch die Fouriertransformation ersetzt und dadurch an Aufwand entsprechend gespart wird. Die Abstimmung der Abtastfrequenz der Sample-and-Bold-Stufe und der des Multiplexers erlauben eine in gewissen Grenzen beliebige Wahl der Hauptempfangsrichtungen R₁ (k = 1, 2, ... , K) . Ein

ic

weiterer Vorteil ist die Möglichkeit der Ausblendung nicht benötigter Winkelbereiche durch zeitbezogene Filterung.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt.

Fig. 1 Darstellung zur Verdeutlichung der geometrischen Beziehungen.

Fig. 2 Aufteilung des Öffnungswinkels' in Teilbereiche.

Fig. 5 Umwandlung der Wandlersignäle u., ..», U^ in ein serielles Signal mit gleichzeitiger !Lauffceitkompensation«

Fig. k Abtastdiagramm zur Erzeugung der Einfallsrichtung

N · c

D · f *
s

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Fig. 5 Abtastdiagramm zur Erzeugung der Einfalls

.,. N · c <:i öl <- 2 N · c

richtung =5 |fl| Ξ .

S S

Fig. 6 Blockdiagramm des Ausführungsbeispiels,

Fig. 7 Auswahl eines der vier Teilbänder durch ein spezielles Mischfilter

a) Band 1 oder k

b) Band 2 oder 3

Fig. 1 zeigt eine Darstellung zur Verdeutlichung der geometrischen Beziehungen. Jeder der Wandler bzw. Wandlergruppen 1 wird von einem an einem Objekt 2 reflektierten Schallimpuls angeregt. Der gesamte öffnungswinkel α wird in K Teilbereiche mit dem öffnungswinkel

^α " W^B

zerlegt. Dabei ist c die Schallgeschwindigkeit, D die Basislänge und B die Impulsbandbreite. Für jeden einzelnen dieser K Teilbereiche ist eine Laufzeitkompensation in der Hauptrichtung erforderlich. Dies zeigt beispielsweise Fig. 2. Die gesamte Öffnung α ist in *f Teilbereiche α zerlegt, die mit I bis IV bezeichnet sind. Die Empfangsbasis für die Hauptrichtungen I bis IV oder + %, , + ^- wird exakt laufzeitkompensiert. Die dazwischenliegenden Empfangsrichtungen können dann genügend genau über eine Phasenkompensation gewonnen werden.

Die laufzextkompensation für die K Hauptrichtungen wird erfindungsgemäß dadurch erzielt, daß der lineare Verzögerungseffekt bei einer sequentiellen Abtastung der einzelnen Wandler ausgenutzt wird. Dazu werden die Signal spannungen u der einzelnen Wandler bzw. Wandlergruppen (η = 1, ..., N) nach dem Samplingtheorem mindestens mit einer Frequenz 2 B reell oder mit einer Frequenz B komplex abgetastet. Daraus ergibt, sich für

1 1

alle N Wandler, die in der Zeit sr-rr- bzw. ^ abgetastet werden,

da .β

eine Abtastfrequenz für die sequentielle Verarbeitung von

f S N · B₁
für die komplexe Verarbeitung, für die reelle Verarbeitung von

f a 2 N · B.
s

Meistens wird der 1,5fache Wert der unteren Grenze gewählt. Die einzelnen Wandler werden nacheinander abgetastet.Dadurch ergibt sich eine.lineare Verzögerung der einzelnen Signale. Sie entspricht einer Empfangsrichtung B. Dieser Winkel ergibt sich, wenn f nunmehr die tatsächliche Abtastfrequenz ist zu

• η N-c
sm R

D · f
s

Aus 3 wird -R, wenn die Abtastreihenfolge umgekehrt wird. Die Größen N, D und f_ liegen bereits fest, daher kann der Winkel R auf diese Weise nicht beliebig gewählt v/erden.

Nach dem Gedanken der Erfindung wird es möglich, innerhalb gewisser

Grenzen die Hauptrichtungen 8. (k = 1, 2, 3i ···» K) ζ'λ wählen. Legt man als weiteren Bereich der Hauptempfangsrichtung θ, ·-

feet, so genügt es, die Empfangsspannungen mit einer entsprechend höheren Frequenz f , abzutasten und den jeweiligen Abtastwert kurzzeitig zwischenzuspeichern. Mit Hilfe eines Multiplexers wandelt man die gespeicherten Signale mit der Frequenz f in ein serielles Signal um. Dies zeigt Fig. 3·

Die von den Wandlern bzw. Wandlergruppen 1, ü, ...,N kommenden Signalspannungen u (n = 1, 2, ..., N) werden zunächst in den Verstärkern 3 vorverstärkt. Der Taktschalter 5 für die Abtastschalter h steuert mit der Frequenz f , die Abtastschalter k auf je ein Spei-

cherelentent 6, beispielsweise in Gestalt eines Kondensators.

Von der Sample-and HoId-Schaltung 7 für die In-Phase-rKomponente . werden die gespeicherten Signale in den Multiplexer 8 für die In-Phase-Komponente abgerufen. Dazu werden mit der Frequenz f im Taktschalter 10 die elektronischen Schalter 9 angesteuert. Dadurch wird das in der Semple-and-Hold-Schaltung 7 gespeicherte Signal von dem Multiplexer 8 in ein serielles Signal

- 12 - .

umgewandelt. Fig. k zeigt eine Skizze dieses Ablaufs* Die maximale Haltezeit in der Samp]3-and-Hold-Schaltung 7 für die In-Phase-Komponente

N N
beträgt γ*- - ■* . Will man den Winkel RSO erzielen, so braucht

X X ι '

ss »

man die Abtastreihenfolge des Multiplexers nur umzukehren.

Für Erapfangsrichtungen 9, für die, , ,
^N · ^c 2N

<: IqI

D · f - ' ' - D · f
s s

gilt, ist die Schaltungsanordnung die gleiche wie im Bereich

N · c

ein H =

D · f
s

Die Abtastfrequenz ist jetzt aber f_e, ^ f «

Dann genügt die Abtastfrequenz für die Sample-and-Hold-Einrichtung nicht mehr dem Samplingtheorem. Deshalb werden jeweils zwei Abtastperioden überlappt. Fig. 5 zeigt das entsprechende Abtastdiagramm. Die· Abtastreihenfolge ist u,u ,u ., u . .., . Hierin ist m die nächste ganze Zahl zu

ε
Die maximale Haltezeit für die Sample-and-Hold-Schaltung beträgt

ψ- . In dieser Weise laßt sich die Abtastvorschrift für weitere Be-

s
reiche des Winkels 9 herleiten. Die Umkehrung der Abtastreihenfolge

ergibt negative Winkel.

Durch die erfindungsgeraäß beschriebene Lauf zeitko:.ipensat ion auf K Hauptrichtungen erhält man die gleichen Erscheinungen, als ob man

die Basis um 3, drehen würde. Echosignale, die aus einem ■Winkelbereich ;

^Y> I k I 2 '
empfangen werden, müssen ausgeblendet werden. Die Frequenz f, des sequentiellen Signals am Ausgang des Multiplexers 8 für die InPhase-Komponente ist mit dem Einfallswinkel γ verbunden über

D · f · sin γ

^s

λ · N

Die nicht benötigten Winkelbereiche werden daher durch eine Zeitbezogene Filterung des sequentiellen Signals ausgeblendet. Hierzu ist für jeden einzelnen Winkel k (1, 2, ..., K) ein Bandfilter notwendig mit dem Durchlaßbereich

. D · f -sin (S.- 5 ) D · f · sin (q + % )

Die Verarbeitung von K Winkelbereichen erfordert K parallele Kanäle. Das bedeutet erhöhten technischen Aufwand. Doch kann man die einzelnen Winkelbereiche nacheinander in K Lotperioden abarbeiten. Das ist allerdings nur möglich im Nahbereich, wenn die Lotperiodendauer kurz ist.

Die Signalverarbeitung eines Nahbereichs-Sonar wird an Hand des Blockdiagramms der dazu benötigten Vorrichtung Fip> 6 beschrieben. Für das" Ausführungsbeispiel werden folgende Parameter gewählt:

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- Hf -

Geseilter öffnungswinkel Zahl der Teilbereiche Breite eines Teilbereiches

Bandbreite des ausgesendeten bzw. empfangenen Signals

Basisbreite

Mittenfrequenz

Zahl der Wandler bzw.Wandlergruppen

Abtastfrequenz des Multiplexers (komplexe Abtastung)

Aus den Wandlern bzw. V/andlergruppen 1, in diesem Falle N = 100 Wandlern oder Wanö.lergruppen_; werden Hip Sisnfllsp^u^ungen ν.

2459219	= IfO⁰
^αο	S k
κ	= 10°
α	= 75 kHz
B	a 75 mm
D	= 2 MHz
f₀	« 100
N	= 11,25 MHz
f ε

ungen ν.

(η = 1, 2, ···, 100) entnommen und den Verstärkern 3 zugeführt. Sodann laufen sie in die Sample-and-Hold-Schaltung 7 für die InPhase-Komponente und in die Sample-and-Hold-Schaltung 70 für die Quadratur-Komponente, die durch den Taktgeber 15 mit der Frequenz f , angesteuert werden. Dort werden sie abgetastet und gespeichert.

Die Sample-and-Hold-Schaltung 7 verarbeitet die In-Phase-Komponente und die Schaltung 70 die Quadratur-Komponente, wie es in Grace, Pitf'Sampling and Interpolation of Bandlimited Signals by Quadrature Methods"JASA 48, I3II-I318 (1970) beschrieben ist. Die Quadratur-Komponente wird durch ein mit Hilfe des Verzögerungsgliedes 13 zur Gewinnung der Quadratür-Komponente um 125 ns verzögerten Taktsignals, das die Sample-and-Hdd-Schaltung 70 für die Quadratur-Komponente ansteuert, gewonnen. Anschließend werden die gespeicherten Signale

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von je einem Multiplexer 8 für .lie In-Phase-KompönenteV.und · ' ' einem Multiplexer 80 für die Quadratur-Komponente ausgelesen ^; und in ein serielles Signal umgewandelt. "·' ■■"■'■" '■'-■

Der Multiplexer 8 für die In-Phase-Komponente wird mit einem Taktsignal der Frequenz f = 11.25 MHz, der Multiplexer 80 für die Quadratur-Komponente mit einem durch ein weiteres Verzögerungsglied 1*f zur Gewinnung der Quadratur-Komponente verzögerten Taktsignal der gleichen Frequenz f angesteuert. ' - -

Durch die nachfolgende Schaltungskombination wird eines der h Teilbänder ausgewählt. Dies geschieht in folgender Weise (Fig. 7):

Da das serielle Signal in komplexer Form, das heißt, ctis In-Phase- und Quadratur-Komponente vorliegt, werden die positiven und die negativen Frequenzen des Spektrums benötigt. Um die Bänder 1 und k zu erhalten, verschiebt man durch Mischen das Spektrum um + 3·92ΜΗζ und filtert den Realteil anschließend mit der Grenzfrequenz■1.96 MHz mit einem Tiefpaßfilter (Fig. 7 a). Für die Bänder 2 und 3 wird vor dem Mischen die Bandbreite auf 3*92 MHz begrenzt (durch Umschalten der beiden Tiefpässe mit umschaltbarer Grenzfrequenz von 16 hinter dem Multiplexer auf eine Grenzfrequenz von I.96 MHz). Nunmehr beträgt die Oszillatorfrequenz I.96 MHz, so daß man entweder das um I.96 MHz nach rechts oder nach links verschobene Band (Fig. 7 b) erhält.

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Hinter den Multiplexern sind die Tiefpässe 16 mit umschaltldrer Grenzfrequenz angeschlossen und sodann die Modulatoren 17 für die In-Phase-Komponente und die Modulatoren 170 für die Quadratur-Komponente» Zur Ansteuerung der Modulatoren wird zuerst ein Rechtecksignal mit der Frequenz 3·92 MHz in dem Rechteckgenerator erzeugt. Dieses Rechtecksignal oder das mit Hilfe des Frequenzteilers 19 gewonnene Rechtecksignal der Frequenz I.96 MHz wird je nach Stellung des Umschalters 21 zur Ansteuerung des Modulators 17, der die In-Phase-Komponente verarbeitet, herangezogen. Dieses Rechtecksignal wird'.gleichzeitig einem Verzögerungsglied 22 zugeführt und anschließend entsprechend dem Lotperioden,-Index k direkt oder mit Hilfe eines Inverters 23 invertiert zur Ansteuerung des Modulators 170 verwendet, der die Quadratur-Komponente verarbeitet. In der Summierschaltung 2k werden die In-Phase- und Quadratur-Komponenten summiert und durchlaufen den Tiefpaß 25 mit der Grenzfrequenz 1.96 MHz. Sodann werden sie in der Einrichtung 26 zur Gewinnung der schnellen Fouriertransformation und Multiplikation mit einem Phaeenfaktor multipliziert und dann einer schnellen Fouriertransformation unterworfen. Der Phasenfaktor beträgt im Nahfeld

exp Ij η Δ χ \ ·

Darin ist R der Objektabstand, Λ x der Abstand zweier Wandlerelemente bzw. Wandlergruppen und η der den jeweiligen Wandler kennzeichnende Index (n = 1, ..., 100). Im Fernfeld beträgt dieser Faktor

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angenähert 1, die Multiplikation kann dann unterbleiben. Für
das angegebene Ausführungsbeispiel ist nachfolgend eine Fouriertransformation von 25 Eingangswerten erforderlich. Der Betrag des Ausgangssignals liefert die Echoamplitude von je 25 Empfangsrichtungen, die als Intensitätsschrieb auf einem Sichtgerät 27 dargestellt wird.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur Richtungsbildung für Nahbereichs-Sonar mit großem öffnungswinkel bei hoher azimutaler und radialer Auflösung dadurch gekennzeichnet,daß der gesamteffnungswinkel α in K Teilbereiche mit dem öffnungswinkel α ^ f:—;—5 zerlegt wird, worin c die Schallgeschwindigkeit, D die Basislänge und B die Impulsbandbreite bedeutet, und diese Teilbereiche einer Laufzeitkompensation in K Hauptrichtungen unterworfen werden, wobei die Empfangsspannungen mit einer Frequenz f ,

abgetastet und zwischengespeichert, die zwischengeepeicherten Signale mit der Frequenz f mit Hilfe eines Multiplexers in

ein serielles Signal umgewandelt werden- und dieses serielle Signal mit Hilfe einer Phasenkompensation zur Richtungsbildung herangezogen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsspannungen zur Laufzeitkompensation einer Empfangsrichtung |fi| =5 =r--—5- , worin N die Anzahl der Wandler bzw.

Wandlergruppen, f die tatsächlich verwendete Abtastfrequenz,

die dem Samplingstheorem genügt, ist, mit einer höheren Frequenz f , abgetastet in einer Sample-and-Hold-Schaltung zwischens

gespeichert und die zwischengespeicherten Signale mit der Frequenz f mit Hilfe eines Multiplexers in ein serielles Signal

umgewandelt werden.

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Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsspannungen zur Laufzeitkompersation einer Empfangsrichtung Ξ ]θ[ ^ ' ^mit

s ε

einer Abtastfrequenz f , ^ f in einer Reihenfolge

ε s

^un' ^u +m¹ "n+m+1¹ ***' ^getastet werden, wobei m

s^!
die nächste ganze Zahl zu N ψ— ist.

Verfahren nach Anspruch 1 bis 3i dadurch gekennzeichnet, daß jeder der einzelnen Winkelbereiche k = 1, 2, ..., K mit Hilfe eines Bandfilters mit einem Durchlaßbereich

D · f · sin (R. - ^) D · f · sin (% +% )

λ · N

ausgeblendet wird, worin λ die Wellenlänge und K die Anzahl der Teilbereiche ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1 bis k, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der einzelnen Teilbereiche k = 1, 2, ... K in aufeinanderfolgenden Lotperioden getrennt abgearbeitet wird.

6. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch

1 bis 5i dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangssignale an den Wandlern bzw. Wandlergruppen (1) über Verstärker (3) einmal der Sample-and-Hold-Schaltung (7).,für die In-Phase-Komponente

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und zum anderen der Sample-and-Hold-Schaltung (70) für dit. Quadratur-Komponente, die von dem Taktgeber (15^ mit der Frequenz f , direkt und über ein Verzögerungsglied (1J) zur Gewinnung der Quadratur-Komponente angesteuert werden, zugeführt, aus dieser mit einem Multiplexer (8) für die In-Phase-Komponente und einem Multiplexer (80) für die Quadratur-Komponente angesteuert über das Verzögerungsglied (1*0 zur Gewinnung der Quadratur-Komonente mit der Frequenz f abgetastet, worauf die In-Phase-

Komponente und die Quadratur-Komponente je ein Tiefpaßfilter (16) mit umschaltbarer Grenzfrequenz und sodann die In-Phase*Kontonente einen Modulator (17) für die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente einen Modulator (170) für die Quadratur-Komponente, .des ein Verzögerungsglied (22) mit einem Inverter (23) vorgeschaltet ist, durchlaufen, wobei der Modulator (170) für die Quadratur-Komponente entsprechend dem Lotperiodenindex von einem Rechteckgenerator (18) über einen Frequenzteiler (19) und einen Umschalter (21) taktbar ist, schließlich die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente in der Summierschaltung (Zk) summiert und hierauf den Tiefpaß (25) und schließlich die Einrichtung (26) zur Gewinnung der schnellen Fouriertransformation und Multiplikation mit einem Phasenfaktor durchlaufen und über diese an das Sichtgerät (27) angeschlossen sind.

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