DE2419563A1

DE2419563A1 - Magnetisch gesteuerte stromquelle mit pulsierender ausgangsstromsteuerung

Info

Publication number: DE2419563A1
Application number: DE2419563A
Authority: DE
Inventors: Tibor Endre Toth
Original assignee: Union Carbide Corp
Current assignee: Union Carbide Corp
Priority date: 1973-04-24
Filing date: 1974-04-23
Publication date: 1974-11-21
Also published as: JPS5216862B2; GB1465103A; JPS5068939A; ES425592A1; US3813594A; CA1015407A; FR2227083A1

Description

PATENTANWALT DlPL.-ING. GERHARD SCHWAN

BÜRO: 8000 MÜNCHEN 83 · ELFENSTRASSE 32 9 Λ 1 9 R R 3

2 3, April 1974

L-9O52-G

UNION CARBIDE CORPORATION 270 Park Avenue, New York, N.Y. 1OO17, V.St.A.

Magnetisch gesteuerte Stromquelle mit pulsierender Ausgangsstromsteuerung

Die Erfindung betrifft eine Stromquelle zur Durchführung von Arbeitsvorgängen mit Hilfe des Lichtbogens, wobei zur Stromsteuerung ein magnetisches Steuerelement mit einer Steuerwicklung vorgesehen ist.

Bei zahlreichen Anwendungsfallen. bei denen Arbeitsvorgänge unter Verwendung eines elektrischen Lichtbogens durchgeführt werden, ist eine Stromquelle erforderlich, die mit relativ hoher Genauigkeit eine Stromsteuerung innerhalb eines ausgedehnten Arbeitsstrombereiches erlaubt, beispielsweise von nur wenigen Ampere bis mehreren hundert oder mehr Ampere,

Insbesondere für gewisse Schweißanwendungen ist es erwünscht, einen pulsierenden Ausgangsgleichstrom zur Verfügung zu haben, dessen Impulsfolgefrequenz innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs einstellbar ist.

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Es sind zwar grundsätzlich Vorrichtungen bekannt_s die einen pulsierenden Strom geeigneter Größe liefern und bei denen die Impulshöhe, die Impulsbreite, das Rauschen und die Übergangszeiten in befriedigender Weise beherrscht werden können,, doch sind die Kosten derartiger Gerate entweder prohibitiv hoch, oder sind · die "Übergangszeiten" für die kritischeren Anwendungsfälle viel zu lang. Unter "Übergangszeiten" werden dabei die Anstiegs- und Abfallzeiten zwischen den pulsierenden Ausgangsstromstößen verstanden .

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine verhältnismäßig preisgünstige Lichtbogenstromquelle mit einer vergleichsweise billigen, magnetisch gesteuerten Steuerschaltung für den pulsierenden Ausgangsstrom zu schaffen, die die Übergangszeiten wesentlich verringert und infolgedessen höhere Impulsfolgefrequenzen erlaubt, als sie bisher zur Verfugung standen.

Die Erfindung ist im folgenden an Hand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1. ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäß ausgelegten Lichtbogenstro'mquelle,

Fig. 2a - g eine Reihe von elektrischen Wellen formen, die bei der Stromquelle nach Fig. 1 auftreten, und

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Fig. 3 ein teilweise schematisches Schaltbild der Stromsteuerschaltung nach Fig. 1.

Bei der Darstellung nach Fig. 1 liegt die Lichtbogenstromquelle P elektrisch in Reihe mit einem Werkstück W und einer Elektrode E. Die Stromquelle P weist eine Eingangsstromquelle 1O, ein magnetisches Steuerelement 12, beispielsweise eine sättigbare Drossel mit einer Steuerwicklung 14» und eine Steuerschaltung zum Erzeugen und Beeinflussen des Steuerstroms Ic auf.

Bei dem Steuerstrom Ic handelt es sich um einen Gleichstrom, der aus einer normalen angelegten sinusförmigen 50 oder 60 Hz-Wechselspannung 16 gewonnen wird, die mittels einer Vollwegbrückengleichrichterschaltung gleichgerichtet wird. Die Vollwegbrückengleichrichterschaltung 18 ist mit einer Thyristor-Phasenanschnittsteuerung ausgestattet, um die Größe des Steuerstroms Ic vorzugeben und zu variieren. Dementsprechend hat eine Änderung des Leitwinkels der Thyristoren der Vollweggleichrichterbrücke eine Änderung der Große des Steuerstroms Ic zur Folge, der über die Steuerwicklung 14 fließt, was seinerseits eine proportionale Änderung des über das Werkstück W fließenden Lichtbogenarbeitsstroms be-"wi rkt.

Die Dauer, während deren die Thyristoren der Vollwegbrückengleichrichterschaltung 18 Strom führen wird während jeder Halbperiode der angelegten Eingangswechselspannung durch die Polarität des Ausgangssignals eines Differenzverstärkers 28 bestimmt. Der Dif-

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ferenzverstärker 28 ist ein herkömmlicher Operationsverstärker, der-als Vergleicher eingesetzt wird, um die an seine Eingangsklemmen 1 bzw. 2 angelegten Signale miteinander zu vergleichen. Legt man die Eingangsklemme 2 des Differenzverstärkers 28 auf Massepotential fest und werden alle Eingangssignale der Eingangsklemme 1 zugeführt, ist der Ausgang des Differenzverstärkers 28 je nach der augenblicklichen Polarität der resultierenden aller Eingangssignale an der Eingangsklemme 1 entweder positiv (+V) oder negativ (-V). Das Umspringen von einer der beiden Ausgangspolaritäten auf die andere kann ausgenutzt werden, um während jeder Halbperiode die Stromleitung der Thyristor-Vollwegbrückengleichrichterschal tung 18 auszulösen; im vorliegenden Fall wird der Wechsel von der negativen zur positiven Polarität für das Triggern der Thyristoren verwendet.

Die an die Eingangsklemme 1 des Differenzverstdrkers 28 angelegten Signale kommen von den folgenden Quellen: einem Rückkopplungsnetzwerk 2O, einem Sägezahngenerator 22, einer Bezugsquelle 24 bzw. einer Impulsstromsteuerung 26. Das Rückkopplungsnetzwerk 20 liefert eine Ausgangsspannung_r die im wesentlichen eine Gleichspannung darstellt und die proportional der an einem Rückkopplungswiderstand Rj_ abfallenden Spannung sowie damit unmittelbar proportional der Größe des Steuerstroms Ic ist. Der Sägezahngenerator 22 gibt eine normale Sägezahnausgangsspannung ab, die in einem periodischen Takt synchron mit jeder Halbperiode der angelegten Wechselspannung linear ansteigt. Die Bezugsquelle 24 liefert eine von Hand einstellbare Ausgangsgleichspannung, die

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entsprechend dem gewünschten Bereich der Lichtbogenarbeitsströme geeicht werden kann. Die Impulsstromsteuerung 26 liefert ein Ausgangssignal, welches das kombinierte Ausgangssignal des Sägezahngenerators 22 und der Bezugsquelle 24 in einer im folgenden noch näher erläuterten Weise modifiziert. Das Ausgangssignal der Bezugsquelle 24 verschiebt das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 22 nur nach oben oder nach unten, um ein Bezugssignal zu bilden, das synchron mit jeder Halbperiode der angelegten Eingangsspannung von einem ersten Gleichspannungspegel linear auf einen zweiten Gleichspannungspegel ansteigt. Dieses Bezugssignal wird mittels des Differenzverstärkers 28 mit dem Ausgangssignal des Rückkopplungsf ilterne'tzwerks 2O verglichen.

Da das Ausgangssignal des Filternetzwerks 20 im wesentlichen eine Gleichspannung ist, bilden die kombinierten Spannungen an der Eingangsklemme 1 des Differenzverstärkers 28 eine Sägezahnwellenform, die während jeder Halbperiode der angelegten Eingangsspannung zwischen einer negativen und einer positiven Spannung variiert. Der Zeitpunkt des Nulldurchgangs, d. h. des Übergangs von einer negativen zu einer positiven Spannung, markiert während einer vorgegebenen Halbperiode den Übergang von der einen Ausgangspolarität des Differenzverstärkers 28 zur anderen Ausgangspolarität; er ist damit für die betreffende Halbperiode kennzeichnend für die Zeitdauer der Stromführung der Brückengleichrichterschaltung 18.

Die Wellenformen nach Fig. 2 .lassen das der Arbeitsweise der An-

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Ordnung nach Fig. 1 zugrunde liegende Prinzip erkennen. Die Wellenform (a) stellt die angelegte sinusförmige Eingangswechselspannung dar, während die Wellenform (b) kennzeichnend für den Steuerstrom Ic ist. Die Rückkopplungsspannung, -die von der am Widerstand R abfallenden und dann gefilterten Spannung abgeleitet wird, ist als Wellenform (c) veranschaulicht. Die Wellenform (d) stellt die Zusammenfassung der Ausgangssignale dar, die der Eingangsklemme 1 des Differenzverstärkers 28 zugeführt werden. In dem mit Ti bezeichneten Augenblick des Nulldurchgangs, wenn die Sägezahnkurve das Massepotential schneidet, springt der Ausgang des Differenzverstärkers 28 von negativer Polarität auf positive Polarität. Dies ist an Hand der Wellenform (f) dargestellt. Die Lage des Zeitpunkts Ti während jeder Halbperiode bestimmt infolgedessen die Leitfähigkeitsdauer der Brückengleichrichterschaltung 18 für die betreffende Halbperiode. Das Sägezahnsignal an der Eingangsklemme 1 bleibt nach dem Zeitpunkt Ti jedes Nulldurchgangs und bis zum Ende der betreffenden Halbperiode nicht so linear, wie dies in der Darstellung nach Fig. 2d angedeutet ist. Der besseren Übersicht halber ist jedoch ein linearer Verlauf angenommen.

Die Impulsstromsteuerung 26 nach Fig. 1 liefert ein in Fig. 2e dargestelltes Ausgangssignal, das zwischen zwei Gleichspannungspegeln variiert und das vorzugsweise mit dem Sägezahnsignal nicht synchronisiert ist. Dieses Fehlen einer Synchronisierung erlaubt die Verwendung einer sehr einfachen Schaltung zur Bildung eines impulsförmigen Schweißstromes. Wie aus der Wellenform (e) hervor-

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geht, kann der Sprung vom Pegel A zum Pegel B und umgekehrt zu jedem Zeitpunkt innerhalb einer Halbperiode auftreten. Die Impulsausgangspegel A und B entsprechen, wie in der Wellenform Cg) angedeutet, den zugehörigen Ausgangsschweißstrompegeln A' bzw, B^f. Die Übergangszeit ist die Einstelldauer, die der Ausgangsschweißstrom Iw benötigt, um von dem Pegel A¹ auf den Pegel B¹ und umgekehrt überzugehen. Der Sprung des Impulsausgangssignals von A nach B und von B zurück nach A hat auf das zusammengesetzte Sägezahnsignal an der Eingangsklemme 1 die Wirkung, daß der Zeitpunkt Ti des Nulldurchgangs verschoben wird, was seinerseits die Umkehr der Ausgangspolarität des Differenzverstärkers 28 vorverlegt oder verzögert. Dadurch wird die Leitfähigkeitsdauer der Brückengleichrichterschaltung 18 variiert; es kommt zu einer entsprechenden Änderung des Pegels des Steuerstroms Ic. Wie die Wellenform (b) erkennen läßt, erfolgt die Einstellung des Steuerstroms Ic auf jeden Sprung im Impulspegel sehr rasch. Wie rasch der Schweißstrom Iw der Änderung des Steuerstroms Ic folgt, hängt von der Art des verwendeten magnetischen Steuerelements ab. Wird beispielsweise ein herkömmlicher Magnetverstärker mit Selbstsättigung als magnetisches- Steuerelement vorgesehen, kann der Schweißstrom innerhalb eines Bereichs zwischen 1 und 2O Hz pulsieren. Bei Verwendung einer sättigbaren Drossel als magnetisches Steuerelement 12 kann dagegen der Schweißstrom Änderungen des Steuerstroms Ic nicht so rasch folgen; die Impulsgabe muß mit einer niedrigeren Frequenz, vorzugsweise mit einer Frequenz von weniger als 1O Hz, erfolgen.

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Die Impulsstromsteuerung 26 wird im folgenden in Verbindung mit der Beschreibung des Schaltbilds der Anordnung nach Fig. 3 näher erläutert.

Wie gezeigt, liegt die Steuerwicklung 14 des magnetischen Steuerelements 12 in Reihe mit dem Rückkopplungswxderstand R und dem Ausgang der Brückenschaltung 18. Die Brückenschaltung 18 weist zwei parallele Zweige auf, die an gegenüberliegenden Enden miteinander verbunden sind, die mit 30 und 32 bezeichnet sind und denen die angelegte Wechselspannung 16 zugeführt wird. Zwei Thyristoren 34 und 36, deren Kathoden gemeinsam mit Masse verbunden sind, bilden den einen Zweig der Brückenschaltung. Die Steuerelektroden 38 und 4O der Thyristoren 34 bzw. 36 sind über Dioden D. und D_ an die gemeinsame Verbindung 42 angeschlossen. Der Ausgang des Differenzverstärkers 28 ist über einen Emitterfolger GL an die Verbindung 42 angeschlossen, um bei jeder Umkehr der Ausgangspolarität auf ein positives Potential +V gleichzeitig einen Zündimpuls an die Steuerelektroden 38 und 40 zu geben. Wenn daher der Punkt 3O positiv gegenüber dem Punkt 32 ist, wird der Thyristor 34 stromführend, sobald an der Steuerelektrode 38 ein Zündimpuls erscheint. Während dieser Halbperiode bleibt der Thyristor 36 in Sperrichtung vorgespannt, so daß er nicht stromführend werden kann. Es wird auf diese Weise ein Stromkreis geschlossen, der vom Punkt 3O über den Thyristor 34, die Steuerwicklung 14und die Diode D- zum Punkt 32 führt. Während der anderen Halbperiode der angelegten Wechselspannung wird, sobald an der Steuerelektrode 4O des Thyristors 36 ein Zündimpuls

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eingeht, ein Stromkreis hergestellt, der über den Thyristor 36, die Steuerwicklung 14 und die Diode D zum Punkt 30 führt. Wahrend dieser Halbperiode ist der Thyristor 34 in Sperrichtung vorgespannt, so daß er nicht stromführend werden kann.

Wie oben ausgeführt, liegt an der Eingangsklemme 1 des Differenzverstärkers 28 ein Signal, das aus den Einzelsignalen einer Reihe von Spannungsquellen zusammengesetzt ist, die alle der Eingangsklemme 1 vorbestimmte Gleichspannungspotentials zuführen, deren Pegel sich periodisch ändern können, mit Ausnahme des Sägezahngenerators 22, der in herkömmlicher Weise ein Sägezahnsignal abgibt.

Wenn ein Schalter S, der als zweipoliger Umschalter ausgebildet ist, dessen Schaltstellungen mit 3 und 4 bezeichnet sind, in der Schaltstellung 3 steht, wird eine Gleichspannung erzeugt, die von der Einstellung eines Potentiometers R1 abhängt. Die vom Potentiometer R1 abgegebene Spannung ist kennzeichnend für das Ausgangssignal der Bezugsquelle 24 nach Fig. 1. Liegt der Schalter S in der Schaltstellung 4, wird die Ausgangsbezugsspannung wechselweise vom Potentiometer R1 zum Potentiometer R2 und zurück umgeschaltet, und zwar mittels der Impulsstromsteuerung 26, die die Ausgänge der Potentiometer R1 und R2 über Leitungen 5O bzw. 52 und Transistoren Q2 und Q3 wechselweise auf Masse legt.

Die Impulsstromsteuerung 26 weist zwei, von Hand einstellbare Zeitglieder 54 und 56, ein Flip-Flop 58 und die Transistoren Q2 und

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Q3 auf. Das Flip-Flop 58 wird von zwei NAND-Gattern 6O und 62 gebildet..Ein NAND-Gatter stellt eine "UND-NICHT"-Schaltung dar, deren Arbeitsweise an sich bekannt ist und durch die folgende Funktionstabelle dargestellt werden kann, in der die beiden ersten Spalten den ersten und zweiten Eingang des NAND-Gatters darstellen:

1. Eingang	2. Eingang	Ausgang
ό O 1 1	Ov-Or-	1 1 1 O

Aus der vorstehenden Funktionstabelle folgt, daß der Ausgang nur dann eine logische Null ist., wenn beide Eingänge hoch liegen, d. h. logisch L darstellen. Die NAND-Gatter sind mit jeweils einem der Schalttransistoren Q2 und Q3 verbunden. Wenn daher der Ausgang des NAND-Gatters 6O hoch liegt, wird der Transistor Q3 aufgesteuert, wodurch die Leitung 52 auf Massepotential gelegt wird. Wenn dagegen der Ausgang des NAND-Gatters 62 hoch liegt, wird der Transistor Q2 leitend, wodurch die Leitung 50 auf Massepotential gelegt wird. Die Ausgänge der NAND-Gatter sind wechselweise mit dem einen Eingang des anderen Gatters verbunden, so daß auf Grund der Flip-Flop-Wirkung die Transistoren Q2 und Q3 auf keinen Fall gleichzeitig den gleichen Schaltzu- ' stand annehmen können.

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-M-

Das Flip-Flop 58 wird durch die Zeitglieder 54 und 56 gesteuert■, die bei der vorliegenden Ausführungsform einander"identisch sind, was jedoch kein Zwangsmerkmal darstellt. Den Zeitgliedern wird Strom von dem hoch'liegende'n Ausgang des Flip-Flops 58 zugeführt, d. h. wenn der Ausgang 66 des NAND-Gatters 6O hochliegt, wird der Leitung 68 des Zeitglieds 54 Strom zugeführt; wenn andererseits der Ausgang 64 des NAND-Gatters 62 hochliegt, geht Strom auf die Leitung 7O des Zeitglieds 56. Wenn einem der Zeitglieder, beispielsweise dem Zeitglied 56, Strom zugeführt wird, beginnt sich ein Kondensator C1 mit einer durch ein Potentiometer R3 bestimmten Zeitkonstante zu laden. Sobald die Ladespannung des Kondensators C3, d. h. die Spannung am Punkt 72, die das Potential an der Anode eines programmierbaren Unijunction-Transistors PUT 1 darstellt, die das Potential an der Steuerelektrode des Unijunction-Transistors PUT 1 darstellende Spannung am Punkt 74 erreicht, wird der Unijunction-Transistor PUT 1 stromführend. Es geht ein Impuls auf eine Leitung 76. Der Unijunction-Transistor PUT 1 hat ein vorgegebenes Zündpotential, das durch Vorgabe einer vorbestimmten Spannung an der Steuerelektrode eingestellt wird.

Der auf die Leitung 76 gegebene Impuls gelangt über ein Invertergatter 78 auf die Eingangsleitung 80 des NAND-Gatters 60. Bei der veranschaulichten Schaltungsauslegung handelt es sich bei dem erzeugten Impuls um eine logische L, die mittels des Invertergatters 78 in eine logische Null umgewandelt wird. Der Ausgang des Invertergatters 78 liegt normalerweise hoch, d. h. auf

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logisch L. Infolge des jetzt über die Leitung 80 gehenden Nullsignals, springt der Ausgang 66 des NAND-Gatters 60 auf L, wahrend gleichzeitig der Ausgang 64 des NAND-Gatters 62 auf Null springt. Dies ist auf die wechselseitige Verknüpfung der NAND-Gatter 60 und 62 zurückzuführen. Bei hochliegendem Ausgang 66 wird jetzt Strom auf die Leitung 68 und damit zum Zeitglied gegeben. Der Kondensator C2 dieses Zeitgliedes lädt sich über das Potentiometer R4 in der gleichen Weise auf, wie dies vorstehend für das Zeitglied 56 erläutert ist. Es versteht sich, daß der Kondensator C2 nicht gleich dem Kondensator C1 zu sein braucht.; in entsprechender Weise braucht auch das Potentiometer R4 nicht ebenso wie das Potentiometer R3 eingestellt zu sein. Das heißt, die für das Ein- und Ausschalten der Transistoren Q2 und Q3 vorgesehene Zeitspanne kann unterschiedlich eingestellt werden, so daß nicht nur die gesamte Impulsdauer variiert sondern auch jede Impulshalbperiode unabhängig eingestellt werden kann.

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Claims

Ansprüche

.j Lichtbogenstromque-lle, die an eine Elektrode und ein Werkstück anschließbar ist und eine Eingangsstromquelle,· ein magnetisches Steuerelement mit einer Steuerwicklung und eine " Stromsteuerschaltung zum Steuern der Größe des in der Steuerwicklung fließenden Stromes aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuerschaltung versehen ist mit einer Wechselstromquelle (16)'; einer Vollwegbrückengleichrichterschaltung (18), über die die Wechselstromquelle an die Steuerwicklung (14) angekoppelt ist und die eine Gatteranordnung (34, 36) zum Steuern der Stromleiteigenschaften der Vollwegbrückengleichrichterschaltung während jeder Wechselstromhalbperiode aufweist; ferner mit einer Sensoranordnung--(R_, 2O) , die in Abhängigkeit vom Gleichstromwert in der Steuerwicklung ein Ausgangs-Gleichstromrückkopplungssignal liefert; einer Einrichtung (22, 24) zum Erzeugen eines Bezugssignals, das sich zwischen einem ersten und einem zweiten Gleichspannungspotential linear in einem Takt ändert, der synchron zu jeder Halbperiode des Wechselstroms ist; einer Einrichtung (28, Q1 ), die die Gatteranordnung ansprechen läßt, wenn der Unterschied zwischen dem Bezugssignal und dem Rückkopplungssignal einen vorbestimmten Wert erreicht; einer Einrichtung' (26) zum Erzeugen einer Impulsfolge, die bezüglich des Wech- , selstromes asynchron ist und eine Frequenz zwis'chen 1 und 20 Hz hat,'sowie mit einer Anordnung, die die Impulsfolge

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derart dem Bezugssignal überlagert, daß der Ausgangsarbeitsstrom der Stromquelle ein pulsierender Gleichstrom mit einer der Periode der Impulsfolge entsprechenden Periode und einer der Größe des Stroms in der Steuerwicklung proportionalen Amplitude ist,
2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (24) zum Erzeugen des Bezugssignals eine erste Gleichspannungsbezugspotentialquelle (R1) und einen Sägezahngenerator (22) aufweist sowie die Einrichtung (26) zum Erzeugen der Impulsfolge mit einer zweiten Gleichspannungsbezugspotentialquelle (R2) und einer Anordnung (54, 56, 58, Q2, Q3) versehen ist, die wechselweise von dem ersten Gleichspannungsbezugspotential auf das zweite Gleichspannungsbezugspotential umschaltet.
3. Stromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltanordnung (54, 56, 58, Q2, Q3) ein erstes und ein zweites Zeitglied (54, 56), eine Flip-Flop-Schaltung (58), die mit den beiden Zeitgliedern derart verbunden ist, daß das erste Zeitglied nur am Ende der Taktdauer des zweiten Zeitgliedes betätigt wird, und umgekehrt, sowie eine auf den Ausgangszustand der Flip-Flop-Schaltung ansprechende Anordnung (Q2, Q3) aufweist, die das erste und das zweite Gleichspannungsausgangspotential wechselweise sperrt.
4. Stromquelle nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß je-

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.des der beiden Zeitglieder (54, 56) einen programmierbaren Unijunction-Transistor (PUT 1, PUT 2) aufweist, dessen Anode über ein von Hand einstellbares Potentiometer (R3, R4) mit einem Eingang der Flip-Flop-Schaltung (58) gekoppelt ist und dessen Steuerelektrode auf ein vorbestimmtes Potential gelegt ist.
5. Stromquelle nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Flip-Flop-Schaltung (58) zwei NAND-Gatter (60, 62) mit jeweils zwei Eingängen und einem Ausgang aufweist, wobei die Ausgänge jeweils mit dem einen Eingang des anderen NAND-Gatters verbunden sind.

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