DE2407331A1

DE2407331A1 - Ueberspannungsschutzschaltung

Info

Publication number: DE2407331A1
Application number: DE19742407331
Authority: DE
Inventors: William Folsom Davis
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-02-16
Filing date: 1974-02-15
Publication date: 1974-09-05
Also published as: JPS49113144A; FR2218699A1; IT1008802B

Description

Überspannungsschutzschaltung

Die Erfindung betrifft eine Überspannungsschutzschaltung, vorzugsweise als integrierte Schaltung mit einem in Serie zu einem Verbraucher liegenden Lasttransistor, an dessen Steuerelektrode ein Schutztransistor angeschlossen ist.

Halbleiteranordnungen und insbesondere integrierte Schaltkreise finden immer größere Anwendung in der modernen Autoelektrik. Dabei können diese Halbleiteranordnungen sowohl für Zündsysteme, als auch für Steuer- und Überwachungseinrichtungen Verwendung finden_} wobei sich durch die Verwendung von derartigen Halbleiteranordnungen auch erhebliche Kostenersparungen erzielen lassen. Die Verwendung von Halbleiteranordnungen und integrierten Schaltkreisen im Rahmen der Autoelektrik ist jedoch nicht ohne Problematik, da diese Teile ungünstigen elektrischen Bedingungen ausgesetzt

Fs/ku sind

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sind, was insbesondere für integrierte Schaltkreise gilt. Die ungünstigen Bedingungen können'durch Temperaturbelastungen in einem großen Temperaturbereich ausgelöst sein, aber auch durch Stör- und Rauschsignale, die beim Betrieb des elektrischen Systems in einem Kraftfahrzeug nicht zu vermeiden sind. Diese Störsignale können z. B. aus verhältnismäßig energiearmen positiven oder negativen Impulsen bestehen, deren Amplitude eine Größe von mehreren hundert Volt annehmen kann. Derartige Signale werden nachfolgend als Rauschsignale bezeichnet und treten typischerweise in Leitungen auf, die zur Signalübertragung z. B. Fühlelemente und Schalteinrichtungen mit der integrierten Schaltung verbinden. Diese Rauschsignale können eine Fehlfunktion bei bisher verwendeten integrierten Schaltkreisen auslösen, oder sogar· zerstörend wirken. Es wurde auch festgestellt, daß selbst relativ robuste und widerstandsfähige diskrete Halbleiteranordnungen, wie z. B. Leistungstransxstoren, die über die integrierten Schaltungen gesteuert werden, durch derartige Rauschsignaleinflüsse beschädigt werden. Außerdem ist es bekannt, daß in den Hauptversorgungsleitungen des elektrischen Systems eines Kraftfahrzeugs durch Abschalten von Verbrauchern von der Batterie, die üblicherweise eine 12 Volt-Batterie ist, sehr hochenergetische Ausgleichsspannungen auftreten können, die bis zu 100 Volt Spannungsspitze erreichen. Derartige Ausgleichsspannungen zerstören die bisher bekannten integrierten Schaltkreise, wenn keine besonderen Schutzschaltungen verwendet werden.

Bekannte Überspannungsschutzschaltungen für integrierte Schaltkreise enthalten Zenerdioden, die zwischen die Anschlußklemme für die Versorgungsspannung und das Bezugspotential geschaltet sind. Dabei liegt die Anschlußklemme selbst über einen Widerstand an der Versorgungsspannung. Bei

- 2 - positiven

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positiven Überspannungen wird die Zenerdiode leitend, wobei der über sie fließende Strom durch den Widerstand begrenzt wird. Bei der Anwendung von integrierten Schaltkreisen in der Autoelektrik sind die Werte der externen Widerstände notwendigerweise sehr klein, um große Spannungsabfälle zu verhindern, die das Betriebsverhalten der angeschlossenen integrierten Schaltung beeinträchtigen. Es fließen nämlich infolge der geringen Widerstände sehr große Ströme über die Zenerdiode, unter den Bedingungen des Zener-Durchbruchs, so daß Zenerdioden verwendet werden müssen, die hohe Verlustleistungen aufnehmen. Es ist jedoch wünschenswert, vorzugsweise für integrierte Schaltungen eine Überspannungsschutzschaltung zu haben mit der Fähigkeit,von integrierten Schaltungen von hohen Spannungen nicht beeinträchtigt zu werden, wenn solche auftreten.

Zur Erreichung dieses Zieles liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Überspannungsschutzschaltung, vorzugsweise für integrierte Schaltungen, jedoch auch für diskrete Halbleiterelemente, zu schaffen, die den Einfluß hoher Ausgleichsspannungen oder hoher Rauscheipnale auf die integrierte Schaltung bzw. die HaIl)J ei l;«relemente -weitgehendst ausschalten. Dabei soll insbesondere die Widerstandsfähigkeit gegen hohe Ausgleichsspannungen oder Rauschsignale so weit verbessert werden, daß Spannungen ohne schädliche Einflüsse verarbeitet werden können, die größer als die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung bei offener Basis (BV^r^) sind. Eine derartige Schutzschaltung soll insbesondere zur Verwendung im elektrischen System von Kraftfahrzeugen geeignet sein.

Ausgehend von der eingangs erwähnten Überspannungsschutzschaltung, wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst,

- 3 - daß

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daß der Emitter des Schutztransistors an Masse und der Kollektor des Schutztransistors an der Basis des Lasttransistors liegt, daß die Basis des Schutztransistors mit dem Emitter des Lasttransistors verbunden und der Verbindungspunkt über einen Widerstand an Masse angeschlossen ist, der den Stromfluß im Lasttransistor begrenzt, bis die Amplitude einer zwischen dem Kollektor des Lasttransistors und Masse wirksamen Spannung, die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Lasttransistors bei kurzgeschlossenem EmitterÜbergang übersteigt.

Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von weiteren Ansprüchen.

Die Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild, mit welchem die elektrischen Verhältnisse in einem Kraftfahrzeug im Modell nachgebildet sind;

Fig. 2 eine graphische Darstellung eines abklingenden Laststromes sowie elektrischer Rauschsignale, wie sie in einem elektrischen System eines Kraftfahrzeugs auftreten können;

Fig. 3 das Schaltbild einer Ausführungsform einer Öberspannungsschutzschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 4 eine graphische Darstellung des Durchbruchsverhaltens der Schaltung gemäß Fig. 3.

- u - Die

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Die elektrischen Schaltungsverhältnisse, bei denen sich die Problematik ergibt, für welche die vorliegende Erfindung eine Lösung gibt, werden anhand der Fig. 1 beschrieben. Dieses Blockschaltbild gibt das elektrische System 100 in einem Kraftfahrzeug wieder, das an einer 12 Volt-Batterie 102 über die negative Klemme 104 und die positive Klemme 106 angeschlossen ist. Die negative Klemme 104 steht mit der Masseleitung 105 in Verbindung, die bei einem Kraftfahrzeug in der Regel aus dem Chassis und an verschiedenen Stellen an dieses angeschlossenen Drahtleitungen besteht. Der Chassiswiderstand ist gemäß Fig. 1 in mehrere diskrete Widerstände 108, 110, 112, 114, 116 und 118 aufgeteilt. Es ist bekannt, daß diese Widerstände z. B. infolge von Korrosion oder dem sich mechanischen Lösen von Anschlußverbindungen am Chassis im Laufe des Kraftfahrzeugalters, in ihrem Wert ansteigen kennen. Die positive Klemme 106 der Batterie 102 ist mit der Feldwicklung 120 und der Ausgangsseite des Wechselstromgenerator verbunden, der durch die Stromquelle 121 represent iert wird. Die andere Seite des Wechselstromgenerators liegt an Masse. Die positive Versorgungsleitung 122 liegt ebenfalls an der positiven Klemme 106. Die Versorgungsleitung 12 2 verläuft durch das elektrische Leitungsbündel 124, wobei die verteilte Induktivität dieser Versorgungsleitung 122 in mehrere Einzelinduktivitäten 126, 128 und 130 in der Darstellung gemäß Fig. 1 unterteilt ist. Eine integrierte Schaltung 132 ist über die positive Versorgungsklemme 134 im Punkt 139 mit der Versorgungsleitung 122 verbunden, wogegen die negative Versorgungsklemme 136 im Punkt 140 an der Masseleitung 105 liegt. Eine Eingangsklemme 138 dieser integrierten Schaltung ist über eine Leitung 142 an einen Schalter 143 angeschlossen, wobei diese Leitung 142 durch das Leitungsbündel 124 in der Nähe der Versorgungsleitung verläuft. Wenn der Schalter geschlossen wird, ist die Lei-

- 5 - tung

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tung 142 im Punkt 14H an den Masseleiter 105 angeschlossen. Die verteilte Induktivität der Leitung 142 ist in mehrere diskrete Induktivitäten 145, 146 und 147 unterteilt. Die zwischen der Versorgungsleitung 12 2 und der Signalleitung 3Λ2 vorhandenen Koppelkapazitäten werden durch die diskreten Kondensatoren 12 3, 12 5 und 12 7 verwirklicht. Ein erstes elektrisches Zubehörgerät 150 liegt zwischen dem Punkt 151 der Versorgungsleitung 12 2 und dem Punkt 152 der Masseleitung 105. Ein zweites Zubehörror ö't ItM, <1ίε z. R. der Motor einer Klimaanlage sein kann, lieft zwischen dem Punkt 155 der Versorgungsleitung 12 2 und dom Punkt 156 der Masseleitung 105. Ein drittes Zubehörgerät 158, das z. B. ein Antriebsmotor für die elektrische Scheibenbetätigung sein kann, ist zwischen den Punkt 159 der Versorgungsleitung 122 und den Punkt 160 der Masseleitung 105 geschaltet. Die verschiedenen Induktivitäten und Kapazitäten, wie sie sich aus der Darstellung gemäß Fig. 1 ergeben, sowie die zwischen diesen Elementen bestehende Kopplung führt dazu, daß auf der Signalleitung 142 und der Versorgungsleitung 122 Rauschsignale in einem bemerkenswerten Umfang auftreten, wenn die verschiedenen Zubehörgeräte an- und abgeschaltet werden. Wenn z. B. das Zubehörgerät 128 in Betrieb ist, fließt ein verhältnismäßig großer Strom von der positiven Klemme 106 über die Versorgungsleitung 122, die Induktivitäten 126 und 128, sowie die Widerstände 114, 112 und 108 zur negativen Klemme 10¹*. Die Widerstände in der Masseleitung 105 sind üblicherweise ausreichend groß, um einen wesentlichen Spannungsabfall z_wischen dem Punkt 16 6 und der negativen Klemme 104 entstehen zu lassen. Wenn das Zubehörgerät 158 ausgeschaltet wird, entsteht aufgrund des Stromes durch die Induktivitäten 12 6 und 12 8 eine verhältnismäßig große positive Ausgleichsspannung, die sowohl am Punkt 159, als auch am Punkt 139 in Erscheinung tritt. Folglich wirkt auch zwischen den Versorgungsklemmen 134 und 13 6 der integrierten Schal-

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tung 132 eine große positive Spannung. Ferner kann durch eine gegenseitige Verkopplung der Induktivitäten 12 6 und 145 sowie der Induktivitäten 12 8 und 146 ein großer positiver Ausgleichsimpuls auf der Signalleitung 142 entstehen und damit an der Eingangsklemme 138 der integrierten Schaltung 132 wirksam werden, insbesondere wenn der Schalter 143 nicht geschlossen ist. Das gleiche gilt für das An- und Abschalten der weiteren Zubehörgeräte 150 und 154, wodurch sowohl positive, als auch negative impulsförmige Ausgleichsspannungen auf der Versorgungsleitung 122 und damit an der Versorgungsklemme 134 und ebenfalls auf der Signalleitung 142 und damit an der Eingangsklemme 138 auftreten kennen. Im allgemeinen wird davon ausgegangen werden, daß jegliche inte-· grierte Schaltung in-einem elektrischen System, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, welche in einer gewissen Entfernung von der Batterie 102 zwischen die Versorgungsleitung 122 und die Masseleitung 105 geschaltet ist, mit Ausgleichsspannungen beaufschlagt werden kann, die zwischen den Versorgungsklemmen beim Schalten der Zubehörgeräte auftreten. Man kann auch aus der vorausstehenden Betrachtung entnehmen, daß die Massebezugsspannung nicht genau festliegt, aufgrund des über die verteilten Widerstände 108, 110 usw. fließenden Stromes. Ferner werden in Signalleitungen, die durch das Leitungsbündel 124 verlaufen, durch die induktive und kapazitive Verkopplung der Versorgungsleitung 122 Rauschsignale eingekoppelt. Weitere Rauschsignale, die von den beschriebenen abweichen, können auftreten, wenn die Batterie von der positiven Anschlußklemme 106 abgeschaltet wird und noch ein Strom in der Feldspule 120 ist. In diesem Fall tritt eine positive Ausgleichsspannung mit großem Energieinhalt auf der Versorgungsleitung 122 auf, die auch als abklingende Lastspannung bezeichnet wird.

Sowohl die abklingende Lastspannung, als auch die Rausch-

- 7 - signale

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signale sind in Fig. 2 dargestellt. Dabei ist die abklingende Lastspannung auf der linken Seite der Abszisse zwischen den Punkten A und B dargestellt. Aus der Darstellung kann man entnehmen, daß die Amplitude dieser abklingenden Lastspannung 100 Volt übersteigen kann, wobei zwischen den beiden Punkten A und B eine Zeitdauer von typischerweise einer halben Sekunde liegt. Diese Ausgleichsspannung auf der Versorgungsleitung 12 2 hat eine ausreichend große Amplitude und einen ausreichend großen Energieinhalt, um bisher verwendete integrierte Schaltkreise und auch diskrete Halbleiterkomponenten, wie z. B. Leistungstransistoren zu zerstören, wenn nicht spezielle Verfahren verwendet werden, um die integrierten Schaltkreise zu schützen. Die Schwingungsform C auf der rechten Seite der Abszisse in Fig. 2 stellt ein Rauschen mit hoher Spannung und hohen Frequenzen dar, das sowohl auf der Versorgungsleitung 122, als auch auf der Signalleitung 142 auftreten kann. Die Amplitude solcher Rauschsignale kann 300 Volt übersteigen, wobei die Signale typischerweise für eine Zeitdauer von etwa einer Mikrosekunde bis etwa fünfzig Mikrosekunden wirksam sein können. Auch diese Rauschimpule haben einen ausreichend hohen Energieinhalt, um gelegentlich integrierte Schaltkreise zu zerstören. Eine Spektralanalyse der in Fig. 2 dargestellten Rauschsignale zeigt, daß sehr hochfrequente Komponenten mit Amplituden von mehreren Volt und Frequenzen bis etwa 100 Megahertz auftreten können. Da bipolare integrierte Schaltungen in der Regel HF-Schaltkreise umfassen, reagieren diese auf hohe Rauschfrequenzen sehr empfindlich, so daß Vorkehrungen beim Entwurf derartiger Schaltkreise getroffen werden müssen, wenn diese im Rahmen der Autoelektrik Verwendung finden sollen. Aufgrund der..hohen, über die Chassis-Widerstände fließenden Ströme, die viele Ampere groß sein können, entstehen wesentliche Spannungsabfälle auf der Masse-

- 8 - leitung

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leitung, so daß sich die Situation ergeben kann, daß Schalter oder Fühlelemente auf einem anderen Massepotential liegen, als die integrierte Schaltung, die über eine lange Signalleitung mit einem solchen Schalter oder Fühlelement verbunden ist.

Eine Schaltung, mit der die Durchbruchspannung eines Transistors in einer integrierten Schaltung von BVp-₀ (Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung mit offener Basis) auf BV_CES (Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung mit kurzgeschlossenem Emitterübergang) angehoben werden kann, um dadurch eine externe Schutzschaltung zu eliminieren oder zumindest die Kosten hierfür wesentlich zu verringern, ist in Fig. 3 dargestellt. Diese integrierte Schaltung 300 umfaßt einen Lasttransistor 301 mit einem Kollektor 302, einer Basis 30¹I und einem Emitter 306. Ferner ist ein Schutztransistor 308 vorgesehen, dessen Emitter 310 an Masse liegt und dessen Kollektor 312 mit der Basis 304 des Lasttransistors 301 verbunden ist. Die Basis 314 des Schutztransistors 308 ist mit dem Emitter 306 des Lasttransistors 301 und der einen Seite,eines Widerstandes 316 verbunden, der mit seiner anderen Seite ebenfalls an Masse liegt. Der Lasttransistor 301 kann mit seiner Basis 304 an eine Eingangsschaltung 320 angeschlossen sein und liegt mit seinem Kollektor 302 an einer Lastschaltung 322 in der integrierten Schaltung 300. Der Eingang der Eingangsschaltung 320 bildet die Klemme 321. Diese Klemme 321 kann z. B. identisch mit der Eingangsklemme 138 gemäß Fig. 1 sein, wenn man davon ausgeht, daß der integrierte Schaltkreis 300 gemäß Fig. 3 gleich dem integrierten Schaltkreis 132 gemäß Fig. 1 ist. Die Lastschaltung 322 ist an eine Klemme 323 für die Versorgungsspannung angeschlossen, die der Klemme 134 gemäß Fig. 1 entspricht. Der Lasttransistor 301 arbeitet als Verstärker oder als Schalter in der

- 9■ - integrierten

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integrierten Schaltung und wird über d'ie Eingangsschaltung 320 gesteuert, die ihrerseits mit einem Steuersignal an der Eingangsklemme 321 beaufschlagt wird. Die durch die Lastschaltung 322 am Kollektor 302 wirksame Impedanz kann verhältnismäßig niedrig sein, so daß eine große, über die Versorgungsleitung und die Anschlußklemme 32 3 einwirkende Überspannung den Transistor 301 zerstören kann, wenn die Schutzschaltung gemäß der Erfindung nicht wirksam ist. Die Wirkung der Schutzschaltung ist wie folgt. Wenn die Spannung am Kollektor 302 geringfügig den Wert BV_Cr₀ für den Transistor 301 übersteigt, erfährt der Transistor 301 einen Kollektor-Einitter-Durchbruch bei offener Basis, da der Transistor 308 abgeschaltet ist und da angenommen wird, daß die Basis 304 elektrisch nicht auf einem bestimmten Potential festgehalten ist. In Fig. H ist das Durchbruchverhalten der Schaltung gemäß Fig. 3 graphisch dargestellt, wobei V die am Kollektor 302 wirksame Spannung und I der, über den Kollektor fließende Strom ist. Mit ansteigender Spannung am Kollektor 302 fließt weiterer Strom über den Widerstand 316, wobei die dabei abfallende Spannung den Transistor 308 leitend macht und damit den Transistor 301 abzuschalten versucht. Während dieser Zeit befindet sich der Lasttransistor 301 im Zustand der Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung bei offener Basis, was dem Punkt W in der Kurve gemäß Fig. 4 entspricht. Wenn der Schutztransistor 308 leitend ist, stellt sich ein gewisser Gleichgewichtszustand ein, in welchem der über den Kollektor und Emitter des Transistors 301 fließende Strom gerade ausreicht, um am Widerstand 316 einen Spannungsabfall auszulösen, der wiederum den Schutztransistor 308 gerade leitend macht, womit der Strom I auf einen Wert begrenzt ist, der gleich der Emitter-Basis-Spannung des Schutztransistors 308 geteilt durch den Widerstandswert des Widerstandes 316 ist. Dieser Zustand tritt im Punkt X gemäß Fig. 4 ein. Bei einem weiteren

- 10 - Spannungsanstieg

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Spannungsanstieg am Kollektor 302 nimmt der über den Kollektor fließende Strom ab, wie sich aus dem Kurvenabschnitt im Bereich Y gemäß Fig. 4- ergibt. Bei einem weiteren Spannungsanstieg am Kollektor 302 wird möglicherweise die KoI-lektor-Emitter-Durchbruchspannung mit kurzgeschlossenem Emitterübergang des Lasttransistors 301 überschritten, wie aus dem Abschnitt Z der Kurve gemäß Fig. U hervorgeht. Für den Fachmann ist klar, daß der Lasttransistor 301 entweder als diskreter Transistor oder auch im Rahmen einer integrierten Schaltung ausgebildet sein kann, was auch für den Widerstand 316 und den Schutztransistor 308 gilt.

Die Erfindung bietet somit eine Schutzschaltung gegen Überspannung insbesondere für integrierte Schaltkreise, um darin angeordnete Transistoren vor einer Beschädigung von an der Emitter-Kollektor-Strecke wirksamen Überspannung zu schützen, indem ein Stromweg von der Basis des Transistors nach Masse geschaffen wird. Dadurch wird der über den Transistor fliessende Strom solange begrenzt, bis die Spannung BV_CE_ überschritten wird. Dieser Schutz läßt sich mit nur einem zusätzlichen Widerstand und Transistor erreichen.

- 11 - Patentansprüche

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Claims

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.μ.

Pat entansprüche

Überspannungsschutzschaltung, vorzugsweise als integrierte Schaltung, mit einem in Serie zu einem Verbraucher liegenden Lasttransistor, an dessen Steuerelektrode ein Schutztransistor angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet , daß der Emitter des Schutztransistors (308) an Masse und der Kollektor des Schutztransistors an der Basis des Lasttransistors (301) liegt, daß die Basis des Schutztransistors mit dem Emitter des Lasttransistors verbunden und der Verbindungspunkt über einen Widerstand (316) an Masse angeschlossen ist, der den Stromfluß im Laststrom begrenzt, bis die Amplitude einer, zwischen dem Kollektor des Lasttransistors und Masse wirksamen Spannung die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Lasttransistors -bei kurzgeschlossenem Emitterübergang übersteigt.

überspannungsschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Lasttransistor und der Schutztransistor NPN-Transistoren sind.

Überspannungsschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, ' daß- die Basis des Lasttransistors an einer Eingangsschaltung (320) und der Kollektor des Lasttransistors an einer Lastschaltung (322) liegt.

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