DE2326402A1

DE2326402A1 - Schaltungsanordnung zur verarbeitung bzw. verstaerkung von signalen

Info

Publication number: DE2326402A1
Application number: DE19732326402
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dipl Ing Dr Wehrmann
Original assignee: Gossen GmbH
Current assignee: Gossen GmbH
Priority date: 1972-06-16
Filing date: 1973-05-24
Publication date: 1974-01-03
Also published as: GB1432588A; CH563039A5; AT325148B

Description

GOSSEN GMBH ■ 8520 ERLANGEN · POSTFACH 2 3 2 6 4 0 2^^ ^^ ^ S E N

MESS- UND .REGELTECHNIK

Schaltungsanordnung zur Verarbeitung bzw. Verstärkung von Signalen

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung bzw. Verstärkung elektrischer Nutzsignale unter Verwendung von Hilfssignalen. Sie zielt darauf ab, eine neue, besonders wandlungsfähige und vielseitige Möglichkeit zur Verarbeitung, insbesondere Verstärkung, von elektrischen Signalen zu schaffen, wobei je nach Bedarf■lineare oder vorbestimmte nichtlineare Kennlinien erzielbar sind und wobei auch kleine Amplituden- oder Frequenzänderungen eines Signals mit großer Genauigkeit meßbar sind.

Die Erfindung besteht im wesentlichen darin, daß wenigstens ein Generator zum Erzeugen eines Hilfssignals vorhanden ist, an welchen bzw. welche über wenigstens zwei Kanäle die Eingänge eines Verknüpfungsgliedes angeschlossen sind, dessen Ausgangssignal ein Maß für die Korrelationsfunktion seiner Eingangssignale ist, wobei dem Verknüpfungsglied gegebenenfalls eine Einrichtung zur Weiterverarbeitung des Ausgangssignals, beispielsweise eine Mittelungseinrichtung oder ein Zähler, nachgeschaltet ist, daß wenigstens einer der Kanäle eine Verzögerungseinrichtung enthält und daß wenigstens eine Einrichtung zur Beeinflussung wenigstens eines der Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion, wie Hilfssignalform bzw. -art, -amplitude, Taktfrequenz und/oder Verzögerungszeit, durch das Nutzsignal bzw. die Nutzsignale vorgesehen ist, wobei im Falle der Verwendung mehrerer Hilfssignal-Generatoren deren Signale miteinander korreliert sind. Durch die Art, insbesondere die

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Kurvenform des Hilfssignals, sowie die Art und die Stelle bzw. Stellen der Beeinflussung der Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion innerhalb der Schaltungsanordnung sind die unterschiedlichsten Verarbeitungs- bzw. Verstärkungscharakteristiken erzielbar, die über die Möglichkeiten bei direkter Signalverarbeitung in einem linearen oder nichtlinearen System weit hinaus reichen. Durch Interpretation der Korrelationsfunktion als Ubertragungs- bzw. Verstärkerkennlinie lassen sich auch Charakteristiken einstellen, die mit bisherigen Mitteln nur näherungsweise erreicht werden konnten, beispielsweise die ideale Knickkennlinie eines Gleichrichters, dessen Wirkungsgrad damit amplitudenunabhängig ist.

Vorzugsweise enthält wenigstens einer der Kanäle einen Analog-Digital-Wandler, insbesondere in Form eines ergodischen Konverters, bestehend aus einer schwellwertgesteuerten Vergleichsund Entscheidungseinheit mit einem zugeordneten Schwellwertgenerator. Dies bietet den Vorteil, daß für die weitere Verarbeitung ein digitales Signal zur Verfügung steht. Wenn in allen Kanälen Analog-Digital-Wandler vorgesehen werden, erhält das Verknüpfungsglied ausschließlich digitale Signale, wodurch sein Aufbau besonders einfach ist und eine große Sicherheit gegen Störungen besteht. Ist nur in einem Teil der Kanäle ein Analog-Digital-Wandler vorgesehen, wobei über die anderen Kanäle Analogsignale an das Verknüpfungsglied gelangen, muß letzteres ein Hybrid-Verknüpfungsglied sein, das als Multiplikator, beispielsweise als Modulator oder als mit dem Ausgangssignal des ergodischen Konverters gesteuerter Analogschalter wirkt.

Die Begriffe "Korrelationsfunktion" und "ergodischer Konverter" sollen nachfolgend kurz erläutert werden.

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Die Korrelationsfunktion beschreibt korrespondierende Eigenschaften von Funktionen und man erhält beispielsweise für zwei Funktionen der Zeit, e-^(t) und e2(t) , die Kreuzkorrelationsfunktion für die Zeit t-.

I ^el^{(t) e}2^(t + *1> ^dt· -T

Der Wert der Kreuzkorrelationsfunktion ^k 12'C* I^ i^{st Θ}^^{η Mi}*ß die strukturelle Verwandtschaft der beiden Funktionen oder Signale e^(t) und e2(t) und hängt im allgemeinen Fall von der zeitlichen Verschiebung t^ der beiden Signale gegeneinander ab. Die Bildung der Korrelationsfunktion kann auch auf nur ein Signal e(t) angewendet werden und liefert dann die sogenannte Autokorrelationsfunktion

k(t_x) = _T^ -ip J e(t) e(t + t-t) dt.

-T

Der Wert der Autokorrelationsfunktion k(t^) gibt Aufschluß über innerstrukturelle Zusammenhänge des Signales e(t), ist für tj=O ein Maximum und der Signalleistung proportional.

Die Definitionsgleichung kann auf beliebig viele, z.B. m, Signale

Formel

... e_m(t) erweitert werden und führt auf die allgemeine

J e₁

-T
welche Korrelationsfunktion (m-l)-ter Ordnung genannt wird.

Die Bezeichnung "ergodisch" soll darauf hinweisen, daß bei der Signalumsetzung die Äquivalenz von Schar- und Zeitmittelwerten ergodischer Prozesse ausgenutzt wird. Der ergodische Konverter ordnet einem Signal s(t) eine binäre Impulsfolge z(t) zu, in welcher die Wahrscheinlichkeit für ein Impulsereignis in einem bestimmten Zeitpunkt dem zu diesem Zeitpunkt anliegenden Signalmomentanwert entspricht. Diese Zuordnung wird duch einen Amplitudenvergleich des Signals s(t) mit einer von einem Schwellwert-

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_ 4 —

generator gelieferten, im allgemeinen Fall stochastischen Referenzspannung r(t) in einer schwellwertgesteuerten Entscheidungseinheit des ergodischen Konverters erreicht. Demgemäß hat die Impulsfolge z(t) generell zufälligen Charakter und tritt am Ausgang des ergodischen Konverters auf. Sie ist im meßtechnischen Sinn ein binäres elektrisches Signal mit allen Vorzügen binärer Signalformen, bei dem die Impulswahrscheinlichkeit gesteuert werden kann. Die Wahrscheinlichkeitssteuerung durch das Eingangssignal s(t) des ergodischen Konverters ist linear, wenn die Referenzspannung r(t) eine Gleichverteilung besitzt, d.h. jede Spannungsamplitude bei r(t) mit gleicher relativer Häufigkeit auftritt. Die mittels ergodischer Konverter binär umgeformten Signale können im allgemeinen leichter und sicherer weiterverarbeitet werden als Analogsignale.

Zur Beeinflussung der Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion durch das Nutzsignal bzw. die Nutzsignale kann beispielsweise das Hilfssignal durch ein oder mehrere Nutzsignale auf verschiedene Art und Weise und an verschiedenen Stellen der Schaltungsanordnung verändert werden. So kann gemäß einem Merkmal der Erfindung der Hilfssignal-Generator selbst vom Nutzsignal gesteuert werden. Von dem beispielsweise rechteckförmigen Hilfssignal können die Amplitude, die Frequenz oder die Impulsdauer bzw. das Tastverhältnis moduliert werden. Es kann aber auch dem Hilfssignal-Generator wenigstens ein vom Nutzsignal steuerbarer Modulator nachgeschaltet sein.

Für bestimmte Zwecke kann gemäß der Erfindung in zwei Kanälen .je ein gesonderter Modulator vorgesehen sein. Es besteht dann die Möglichkeit, die beiden Modulatoren mit einem Nutzsignal im Gegentakt zu steuern, wodurch bei der Verarbeitung von Analogsignalen verschiedene Störeinflüsse ausgeschaltet werden. Anderseits kann eine derart ausgebildete Schaltungsanordnung

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als Differenzverstärker verwendet werden, indem das erste Nutzsignal dem einen Modulator und das zweite Nutzsignal dem anderen Modulator zugeführt wird.

Wenn nur ein Hilfssignal-Generator vorhanden ist und der Modulator unmittelbar anschließend an den Hilfssignal-Generator vor der Signalaufspaltung auf die Kanäle vorgesehen ist, kommen bei Verwendung zweier Kanäle Veränderungen des Hilfssignals, beispielsweise eine Amplitudenmodulation desselben, in der Korrelationsfunktion quadratisch zur Wirkung. Eine lineare Näherung ist nur bei sehr kleinen Veränderungen unter Vernachlässigung des quadratischen Gliedes möglich. Dies gilt selbstverständlich auch für den Fall, wenn der Hilfssignal-Generator selbst vom Nutzsignal amplitudenmoduliert wird. Eine lineare Steuerung ist dagegen erzielbar, wenn der Hilfssignal-Generator vom Nutzsignal frequenzmoduliert wird oder wenn gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung nur in einem der Kanäle ein Modulator vorgesehen ist. Wenn schließlich in jedem Kanal ein Modulator vorgesehen ist, erfolgt im allgemeinen Fall eine Produktbildung der Nutzsignale bzw. im Falle eines einzigen Nutzsignals eine entsprechende Potenzierung, also bei zwei Kanälen eine Quadrierung.

Wenn die Verzögerungseinrichtung in einem ein digitales Signal führenden Kanal, beispielsweise anschließend an einen ergodischen Konverter, angeordnet ist, kana sie durch ein Schieberegister gebildet werden. Auch in der Verzögerungseinrichtung besteht die Möglichkeit zur Beeinflussung der Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion durch Steuerung der Verzögerungszeit. Für die Anwendung eines Kompensationsverfahrens„ wobei an den Ausgang des Verknüpfungsgliedes ein Nullindikator angeschlossen ist, kann die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung einstellbar gemacht werden. Es kann dann beispielsweise die Verzögerungszeit der Verzögerungseiarichtuag ia eiaem von zwei Kanälen vom Nutzsignal gesteuert uad die Verzögeruagszeit der Verzögerungseinrichtung im anderea Kanal über eine geeichte

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- ti -

Einstelleinrichtung eingestellt werden, bis am Ausgang der Schaltungsanordnung entweder ein Minimum oder ein Maximum angezeigt wird. Es muß aber bei einer Kompensationsmethode nicht unbedingt mit Verzögerungseinrichtungen in beiden Kanälen gearbeitet werden, sondern es kann beispielsweise in dem einen getakteten ergodischen Konverter und eine einstellbare Verzögerungseinrichtung enthaltenden Kanal der Schaltungsanordnung die Taktfrequenz des dem ergodischem Konverter zugeordn eten Taktgenerators vom Nutzsignal gesteuert sein, wobei ebenfalls mit der einstellbaren Verzögerungseinrichtung ein Minimum- oder Maximumabgleich durchführbar ist.

Mit einem in binärer Form vorliegenden Nutzsignal kann beispielsweise direkt der Schiebetakt des Schieberegisters gesteuert werden.

Die unter Verwendung eines periodischen Hilfssignals gebildete Korrelationsfunktion ist ebenfalls periodisch und diese Eigenschaft ist vorteilhaft ausnutzbar, wenn die Aufgabe besteht, kleine Schwankungen eines Nutzsignals von großem Absolutbetrag genau zu erfassen. Die Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion lassen sich so wählen, daß der dem mittleren Betrag des Nutzsignals entsprechende Wert der Korrelationsfunktion gerade in der Mitte zwischen einem Maximum und einem Minimum derselben zu liegen kommt. Das Intervall der Korrelationsfunktion zwischen diesem Maximum und Minimum steht dann für die beispielsweise lineare Messung kleiner Schwankungen des Nutzsignals zur Verfügung.

Die Ausgabe der Meßdaten bzw. deren Auswertung kann auf verschiedene Weise erfolgen. Praktisch wird meistens ein Aufbau der Schaltungsanordnung bevorzugt werden, bei welchem das Verknüpfungsglied ein binäres Signal abgibt. Ein derartiges Ausgangssignal kann direkt digital weiterverarbeitet werden. Bei getakteteiE Betrieb kann die digitale Messung der mittleren Impulswahrschein-

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lichkeit zur Zählung der Impulsereignisse, bezogen auf den jeweiligen Takt, mit Hilfe eines elektronischen Zählers erfolgen, dessen Meßfrequenzeingang das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes und dessen Normalfrequenzeingang die Taktfrequenz zugeführt wird. Der digitale Zähler zeigt dann das Verhältnis von Meßfrequenz zu Normalfrequenz an.

Die analoge Messung der Impulswahrscheinlichkeit erfolgt am einfachsten durch Bildung des zeitlichen Mittelwertes der getakte-

oder ungetakteten

tenVIrapulsf olge unter Zwischenschaltung eines integrierenden RC-Gliedes, beispielsweise mit einem Drehspulmeßinstrument. Bei Anwendung einer Kampensationsmethode sind für die Maximum- oder Minimumanzeige alle Möglichkeiten brauchbar, doch ist hierfür im allgemeinen ein Zeigerinstrument vorzuziehen.

Die vorliegende Erfindung soll nun anhand der beigegebenen Zeichnung näher erläutert werden:

Figur 1 zeigt den zeitlichen Verlauf eines in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zu verwendenden Hilfssignals s(t) mit Rechteckform, welches eine Amplitude A hai und wobei sowohl die Impulsdauer als auch die Pausendauer jeweils T^ betragen. Wenn ein derartiges Hilfssignal über zwei Kanäle mit unterschiedlicher Signallaufzeit an die Eingänge eines Verknüpfungsgliedes geführt wird, dessen Ausgangssignäl ein Maß für die Autokorrelationsfunktion seiner Eingangssignale ist, dann hat der Betrag dieses Ausgangssignals k(tj) eine Abhängigkeit vom Laufzeitunterschied tj, wie sie in Figur 2 dargestellt ist. Die Autokorrelationsfunktion hat für t^ = O den Wert A² und nimmt bis tj = Tj linear auf den Wert Null ab. Für größere Werte von tj setzt sich die Autokorrelationsfunktion periodisch fort. In Figur 2 ist weiterhin angedeutet, wie durch Steuerung der Verzögerungszeit t« durch ein Nutzsignal u ein Parameter der Autokorrelationsfunktion und somit deren Betrag verändert werden kann. Auf dem Wege über die Bildung der Autokorrelationsfunktion ist somit die Verstärkung eines Nutzsignals möglich. Dabei erhält

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man eine lineare Verstärkung, wenn, wie im vorliegenden Fall, die Autokorrelationsfunktion aufgrund des gewählten Hilfssignals von der Verzögerungszeit t^ linear abhängig ist und diese Verzögerungszeit durch das Nutzsignal proportional verändert wird. Ferner muß der gesamte Aussteuerbereich im Bereich des linearen Verlaufes der Autokorrelationsfunktion liegen. Zu diesem Zweck wurde der Arbeitspunkt an die Stelle t^ = T-j/2 gelegt.

Bei einem entsprechend größeren Unterschied der Verzögerungszeit des Hilfssignals, wie tj = 1,5 T₁, ist wieder eine lineare Steuerung möglich. Im Gegensatz zum vorher erfolgten nicht invertierenden Betrieb ergibt sich jedoch dann ein invertierender Betrieb. Diese Verhältnisse sind in Figur 3 dargestellt. Bei der Berechnung der Verstärkung erhält man einmal ΖΛ k' = ZXt₁'A²ZT₁ und das andere Mal /_\ k" = /Atj"A²/T-, bzw. auf das Nutzsignal bezogen Δ k/ Δ" = ( At₁/ A") (AVt₁).

Die Ausnutzung der Eigenschaften der Autokorrelationsfunktion bietet aber außer einer linearen Verstärkung noch viele andere Möglichkeiten. Eine davon ist in Figur 4 dargestellt. In diesem Fall liegt der Arbeitspunkt an der Stelle t- = T₁, so daß bei jeder Veränderung der Verzögerungszeit die Autokorrelationsfunktion dem Betrag nach zunimmt. Man erhält auf diese Weise eine lineare Zweiweggleichrichtung, wodurch der Gleichrichtwert oder arithmetische Mittelwert der kommutierten Halbwellen eines Nutzsignals gemessen werden kann.

Durch Modifizierung des Hilfssignals s(t) in der in Figur 5 gezeigten Weise, wobei die Impulsdauer Ti kleiner gehalten wird als die halbe Periodendauer T₁, ist die Autokorrelationsfunktion kCt-j^) jeweils in einem die Werte t-^ = (2n-l) T₁ umgebenden Intervall identisch Null und steigt außerhalb des Intervalls linear an. Legt man den Arbeitspunkt an eine derartige Intervallgrenze, erhält man eine ideale Knickkennlinie zur Einweggleichrichtung, wie dies in Figur 6 angedeutet ist.

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Bei Anwendung eines Hilfssignals mit sinus- oder cosinusförmigem Verlauf hat die Autokorrelationsfunktion kCt^) in Abhängigkeit von der Verzögerungszeit t-[ den in Figur 7 dargestellten cosinusförmigen Verlauf. Dies bietet die Möglichkeit, für kleine Signale den Verstärkungsfaktor durch Verschieben des Arbeitspunktes zwischen Null und einem Maximalwert zu verändern. Es kann somit beispielsweise eine Dynamikkompression bzw. -expansion vorgenommen werden.

Andere gewünschte Kennlinien sind durch entsprechende Wahl des zeitlichen Verlaufes des Hilfssignals s(t) unter Berücksichtigung des Bildungsgesetzes der Autokorrelationsfunktion k(t-) erzielbar. Das in Figur 8 dargestellte dreieckförmige Hilfssignal als Autokorrelationsfunktion abschnittweise quadratische Parabeln gemäß Figur 9 und eine derartige Kennlinie kann beispielsweise zur Effektivwertmessung von Wechselgrößen unabhängig von deren Kurvenforin verwendet werden.

Da dieAutokorrelationsfunktion durch verschiedene Parameter beeinflußbar ist, lassen sich nach der Art und Weise, welche Größen vom Nutzsignal gesteuert werden, die ausführbaren Schaltrngsanordnungen auf verschiedene Grundtypen zurückführen:

A) Steuerung (des Unterschiedes) der Verzögerungszeit tj des über die verschiedenen Kanäle dem Verknüpfungsglied zugeführten

-Hilfssignals»

B) Steuerung der Amplitude A des Hilfssignals%

C) Steuerung der Periodendauer 2 Tj des Hilfssignals.

Nach Art der Bildung der Autokorrelationsfunktion im Verknüpfungsglied sind zu unterscheiden:

- 10 -

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-lb-

a) volldigitale Schaltung, wobei dem Verknüpfungsglied von allen Kanälen, beispielsweise durch Anwendung von ergodischen Konvertern, binäre Signale zugeführt werden;

b) hybride Schaltung, wobei dem Verknüpfungsglied über einen Teil der Kanäle binäre Signale und über den anderen Teil der Kanäle analoge Signale zugeführt werden;

c) vollanaloge Schaltung.

Die Typen A, B und C können jeweils in Variante a, b oder c ausgeführt sein.

Eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist in Figur 10 dargestellt. Sie enthält einen Hilfssignal-Generator 1, dem ein gesonderter Modulator 2 nachgeschaltet sein kann. Anschließend erfolgt eine Aufspaltung des Hilfssignals s(t) auf zwei Kanäle, deren jeder eimn ergodischen Konverter 3a bzw. 3b enthält. Beim gezeigten Beispiel ist dem ergodischen Konverter 3b ein Taktgenerator 4 zugeordnet, so daß im einen Kanal das Hilfssignal durch den ergodischen Konverter 3a zu einem Binärsignal z-j_(t) mit pulslängenmoduliertem Charakter umgesetzt wird, wogegen im anderen Kanal das Binärsignal Zp(t_k) nur zu bestimmten Taktzeitpunkten t^ = kT auftritt. Im letzteren Kanal liegt als Verzögerungseinrichtung ein Schieberegister 5, in welchem die Information ebenfalls mit dem Takt des Taktgenerators 4 weitergeschoben werden kann und am Ausgang um eine Zeit ti verzögert als Signal ZpCt^-t^) erscheint. Im Verknüpfungsglied 6 wird durch UND-Verknüpfung die Korrelationsfunktion der Signale Zi (t) und z^Ctj-t-j) gebildet. Zur Auswertung der Korrelationsfunktion k(t-|_) ist dem Verknüpfungsglied 6 eine Einrichtung 7 nachgeschaltet, die zur digitalen Messung durch Zählung der Impulsereignisse, bezogen auf den Takt des Taktgenerators 4, als elektronischer Zähler ausgeführt sein kann. Zur analogen Anzeige des Ergebnisses, beispielsweise durch ein Drehspulmeßinstrument, kann

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dia Einrichtung 7 im einfachsten Fall durch ein integrierendes RC-Glied gebildet sein. Das Nutzsignal kann, wie vorher erwähnt, das Hilfssignal entweder direkt im Generator 1 oder über den Modulator 2 steuern, es kann der Takt des Taktgenerators 4 beeinflußt werden oder es kann die Signalverzögerungszeit im Schieberegister 5 gesteuert werden. Nach der vorher angegebenen Einteilung gehört die Schaltungsanordnung gemäß Figur 10 zum Typ a.

Eine Schaltungsanordnung vom Typ b ist in Figur 1] gezeigt. Dabei enthält nur einer der beiden Kanäle einen ergodischen Konverter zur Umsetzung des Hilfssignals in ein binäres Signal z(t]j), wogegen das Hilfssignal s(t) im anderen Kanal direkt an das Verknüpfungsglied 6' geführt wird, das in diesem Fall als Multiplikator, beispielsweise als Modulator, ausgeführt ist. Das Verknüpfungsglied könnte auch ein mit dem Takt des dem ergodischen Konverters 3 zugeordneten Taktgenerators 4 gesteuerter Analogschalter sein. Die Verzögerungseinrichtung 5 ist zweckmäßigerweise in dem das Binärsignal führenden Kanal angeordnet, weil sie dann als Schieberegister ausgeführt werden kann. Für die Steuerung des Hilfssignals stehen auch hier wieder alle drei Möglichkeiten A, B oder C offen. Die Steuerung des Taktes des Taktgenerators 4 durch ein Nutzsignal u (Typ A) bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Art der Figur 11 ist in Figur 12 dargestellt. Dabei bewirkt jede Veränderung /\ u eine entsprechende Änderung der Taktperiode /\ T ^und diese wiederum hat eine Änderung der Verzögerungszeit /\t·^ entsprechend η /\T am Ausgang des Schieberegisters zur Folge, wobei η die Stufenzahl des Schieberegisters ist.

Die Steuerung der Verzögerungszeit kann bei Vorhandensein eines in Figur 13 dargestellten steuerbaren bzw. programmierbaren Schieberegisters 5 auch durch direkte Zuführung des Nutzsignals u an dieses erfolgen. Bei einem Eingangssignal zCt^) tritt am Ausgang eines derartigen Schieberegisters ein Signal zCtjj-t^) auf, wobei die Verzögerungszeit t^ eine Funktion des Nutzsignals u ist.

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Wie vorstehend gezeigt wurde, läßt sich die durch eine bestimmte Nutzsignaländerung hervorgerufene Änderung des Taktes entsprechend der Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung bzw. entsprechend der Stufenzahl des Schieberegisters vergrößern und somit verstärken. Dieser Umstand läßt sich besonders bei kleinen Schwankungen eines absolut großen Kennwertes des Nutzsignals vorteilhaft ausnutzen. Wenn der zu ermittelnde Kennwert des Nutzsignals seine Frequenz ist, können kleine Änderungen durch Anwendung des tJberlagerungsprinzips noch besser hervorgehoben werden. Die hierfür notwendige Erweiterung der Schaltungsanordnung ist in Figur 14 gezeigt. Dabei wird der Takt T für den ergodischen Konverter 3 in einer Mischstufe 8 durch Differenzbildung zwischen einer festen Frequenz f2 und der mit kleinen Schwankungen ^\ f₂ behafteten Frequenz f₂ gewonnen. Wenn nicht die Frequenz, sondern ein anderer Kennwert des Nutzsignals u, beispielsweise seine Amplitude, erfaßt werden soll, kann das Nutzsignal u an einen Amplituden-Frequenzwandler gelegt werden, welcher dann der Mischstufe 8 die Frequenz fo liefert.

Als Beispiel für den Typ B ist in Figur 15 nur der Eingangsteil einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Dabei ist dem Hilfssignal-Generator 1 ein vom Nutzsignal u gesteuerter Amplitudenmodulator 2 nachgeschaltet, wobei anschließend an dessen Ausgang die Aufspaltung des bereits amplitudenmodulierten HilfssignaIs s(t) auf zwei Kanäle erfolgt. Die weitere Signalverarbeitung in den beiden Kanälen kann sowohl nach Variante a als auch nach Variante b erfolgen. Zur Erläuterung der Wirkungsweise dient Figur 16, worin der Schwankungsbereich der Autokorrelationsfunktion k(t-.) für eine Modulation der Amplitude A strichliert eingetragen ist. Da die Modulation für beide Kanäle wirksam ist, ergibt sich eine quadratische Abhängigkeit /\ A² = = (A JT/^A)² - A². Die Schwankung der Korrelationsfunktion für t₂ ergibt sich zu </\ k = tj^A²/^. Ausgeführt ist /^A² = = (/\ A)² +2A /\A. Es ist also ein Quadriereffekt vorhanden und

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nur bei sehr kleiner Aussteuerung kann das Glied ( /\ A)^ gegenüber dem linearen Glied vernachlässigt werden.

In Figur 17 ist eine Variante zu der Ausführung gemäß Figur 15 dargestellt, wobei ein Amplitudenmodulator 2> nur in einem der beiden Kanäle vorgesehen ist. In diesem Fall ist im gesamten Aussteuerbereich eine lineare Steuerung erzielbar: /\k = = t^A^A/T^. Diese Schaltungsanordnung ist als Typ b ausgeführt, sie kann aber selbstverständlich durch Vorsehen eines ergodischen Konverters in dem den Amplitudenmodulator 2' enthaltenden Kanal auch als volldigitale Schaltung vom Typ a ausgebildet werden.

Zur Realisierung des Typs C wird gemäß Figur 18 der Hilfssignal-Generator 1' vom Nutzsignal u frequenzmoduliert„ Das zugehörige Diagramm in Figur 19 zeigt die Wirkungsweise. Die Schwankung der Autokorreiationsfunktion ergibt sich zu /\ k = t-jA^ = t-jA /\ f j. Obwohl das frequenzmodulierte Hilfssignal beiden Kanälen zugeführt wird, erhält man in diesem Fall eine lineare Steuerung. Voraussetzung für einen linearen Zusammenhang über alles ist dabei die frequenzproportionale Umsetzung des Nutzsignals u im Hilfssignal-Generator 1'.

Ein Differenzverstärker ist gemäß Figur-20 realisierbar. Bei dieser Schaltung sind beide Kanäle völlig gleichartig ausgebildet und jeder Kanal wird von einem der beiden Nutzsignale u., bzw. U2 beaufschlagt. Im vorliegenden Fall wird ale Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 5a vom Nutzsignal uj und die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 5b vom Nutzsignal u« beeinflußt. Wenn die beiden ergodischen Konverter 3a und 3b getaktet sind, können die Verzögerungseinrichtungen 5a und 5b als Schieberegister ausgebildet werden.

= 14

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Anstatt der Steuerung der Schieberegister 5a und 5b CTyp A) können durch die Nutzsignale Uj und U2 auch die beiden Amplitudenmodulatoren 2a und 2b gesteuert werden (Typ B). Wenn man dabei annimmt, daß in einem Kanal die Amplitude A] in A + /\ A., und im anderen Kanal dieAmplitude A₂ in A-^A₂ geändert wird, so ergibt sich das Produkt AjA₉ in der Korrelationsfunktion zu A²+A( /\Aj-/^A₂) - -/ΧΑ-, /\_ A₂. Die interessierende Änderung /\ (AjA₉) ergibt sich bei Vernachlässigung von kleinen Größen zweiter Ordnung zu α (Δ A₁ -Aa₂).

Für verschiedene Zwecke kann die Anwendung einer Kompensationsmethode nützlich sein. Ein Beispiel für eine hierfür geeignete Schaltungsanordnung ist in Figur 21 dargestellt und die Art des vorzunehmenden Abgleiche ist in Figur 22 gezeigt. Bei dieser Schaltungsanordnung ist ein Kanal als Analogkanal ausgebildet und der andere Kanal enthält einen ergodischen Konverter 3 mit einem zugeordneten Taktgenerator 4, dessen Frequenz vom Nutzsignal u gesteuert ist, sowie eine Verzögerungseinrichtung 5' mit manuell einstellbarer Verzögerungszeit.'Da ein getakteter ergodischer Konverter vorhanden ist, kann als Verzögerungseinrichtung ein stufenweise einstellbares Schieberegister verwendet werden. Im Verknüpfungsglied 6' wird die Autokorrelationsfunktion gebildet und nach Verarbeitung in der Mittelungseinrichtung 7 einem Nullindikator 10 zugeführt. Die Messung erfolgt in der Weise, daß nach Anlegen des Nutzsignals u die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 5' unter Beobachtung des Nullindikators 10 verändert wird, bis der Ausschlag des letzteren auf Null zurückgegangen ist. Dies wird erreicht für T₁ = nT, wobei Τ-, die halbe Periodendauer des vom Generator 1 gelieferten Hilfssignals und T die faktperiode des Taktgenerators 4 ist; η ist die Bitanzahl der als Schieberegister ausgebildeten Verzögerungseinrichtung 5¹ .

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Eine andere Möglichkeit zur Anwendung einer Kompensationsmethode zeigt Figur 23, wobei zur Erläuterung der Wirkungsweise das Diagramm von Figur 24 dient. Es ist wieder ein Kanal als Analogkanal ausgebildet und der andere Kanal enthält einen ergodischen Konverter 3 und eine als Schieberegister ausgebildete Verzögerungseinrichtung 5, wobei der ergodische Konverter und das Schieberegister von einem Taktgenerator 4 getaktet sind, der vom Nutzsignal u frequenzmoduliert wird. Verknüpfung und Anzeige erfolgen in gleicher Weise wie beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 21, Dagegen erfolgt der manuelle Nullabgleich hier durch Veränderung der Frequenz des Hilfssi gnal-Gener a tors 1". Die halbe Periodendauer Tj des Hilfssignal-Generators wird auf einen Wert T₁' verändert, um bei veränderter Taktfrequenz des Taktgenerators 4 wieder an eine Nullstelle der Autokorrelationsfunktion zu kommen.

Die Eigenschaft der Periodizität der Autokorrelationsfunktion eines periodischen Hilfssignals bietet die Möglichkeit, Bereiche kleiner Schwankungen einer Kenngröße des Nutzsignals herauszuheben, indem der Arbeitspunkt in die Mitte des linearen Abschnittes einer Halbperiode der Korrelationsfunktion gelegt wird, wie dies in Figur 25 dargestellt ist. Dabei bestimmt der absolute Betrag der Kenngröße, beispielsweise der Amplitude, des Nutzsignals nur die Periode der Korrelationsfunktion, innerhalb welcher gemessen wird. Für die Messung der Schwankung steht dann der gesamte Bereich zwischen Minimum und Maximum der Korrelationsfunktion zur Verfügung. Gemäß Figur 25 hat beispiels weise die Spannung des Nutzsignals eine Zeitverzögerung tj_m zur Folge, während die Spannungsschwankungen Schwankungen der Verzögerungszeit um den Wert /\.t^ verursachen. Trotz theoretisch beliebiger Gi-öße der Zeitverzögerung t- haben die Schwankungen ZS t_lm der Zeitverzögerung im Bereich einer vollen Halbperiode der Korrelationsfunktion ohne Beeinträchtigung der Verstärkung und ohne Begrenzungserscheinungen eine Schwankung der Autokorrelationsfunktion k(t-j) um den Betrag /\k zur Folge, wogegen der

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- IG -

Absolutwert der Spannung des Nutzsignals im F.Teßergebnis nicht zum Ausdruck kommt. In vielen Fällen ist aber nicht der Absolutbetrag einer Meßgröße, sondern nur deren Schwankung von Interesse und hierfür bietet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung Vorteile, wie sie mit bekannten Anordnungen und Verfahren nicht erzielt werden konnten.

Ein ähnliches Problem liegt bei einer M?ßaufgabe auf dem Gebiet der Reaktortechnik vor, wobei das Nutzsignal durch die Änderung einer Impulsrate gebildet ist. Dabei ist die bloße Erfassung der Impulszahl bzw. Impulsrate durch einen Zähler nicht genügend anschaulieh bzw. bei im Verhältnis zur Impulsrate sehr kleinen Schwankungen derselben nicht hinreichend genau erfaßbar. Dieses Meßproblem läßt sich durch eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß Figur 26 bewältigen, wobei der Schiebetakt der als Schieberegister ausgebildeten Verzögerungseinrichtung 5 vom Nutzsignal u, das selbst bereits in binärer Form vorliegt, gebildet wird. Auch in diesem Fall können die kleinen Schwankungen der Kenngröße des Nutzsignals innerhalb einer vom Ursprung weiter entfernt liegenden ilalbperiode der Autokorrelationsfunktion den gesamten Bereich zwischen Minimum und Maximum der Autokorrelationsfunktion aussteuern. Die mittlere Tmpulsrate, die nicht von Tnteresse ist, ist bei dieser Messung nicht erfaßbar und legt nur den Arbeitspunkt innerhalb einer Tlalbperiode der Autokorrelationsfunktion fest.

Verwendet man nichtperiodische Hilfssignale, so ist auch deren Korrelationsfunktion und damit die Kennlinie der korrelativen Verarbeitungsschaltung nichtperiodisch. Die folgenden Ausführungen sollen für ein nichtperiodisches (stochastisches) binäres Hilfssignal die Verhältnisse klarlegen und zeigen, daß auf diese Weise erzielbare Kennlinien zur Umschaltung des Verstärkungsgrades herangezogen werden können.

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Als Modell der Hilfssignale kann eine mit der Frequenz frp = 1/T-. getaktete, binäre Zufallsimpulsfolge dienen, deren statistische Struktur durch eine binäre Markoffkette beschrieben wird. Eine mögliche Realisation eines derartigen Stufenprozesses mit den Amplituden V^ und V₀ zeigt Figur 27 (rechter Teil).

Die Taktfrequenz fTi ist ein Maß für die Ablaufgeschwindigkeit des Prozesses und kann in weiten Grenzen ohne Einfluß auf die statistische Prozeßstruktur verändert werden. Das zeitliche Verhalten der Hilfssignale läßt sich mit dem sogenannten Markoff-Diagramm nach Figur 27 (linker Teil) kennzeichnen. In diesem bedeuten dio Größen Z^ und Z2 die Zustände der Markoff-Kette, die gerichteten Bogen die möglichen Übergänge zwischen den beiden Zuständen und die Größen p^_· (i,j = 1, 2) die Übergangswahrscheinlichkeiten (Ü=Wahrscheinlichkeiten). Der Zusammenhang zwischen dem linken und rechten Teil der Figur 27 ist durch die eindeutige Korrespondenz der Zustände Z^, Zr> und der Amplituden V₁, V₉ gegeben. Die aus den Ü-Wahrscheinlichkeiten Pjj gebildete Ü-Matrix P

p - ^xx ^XM (D

ist zeilensuramenkonstant mit der Zeilensumme Eins, so daß von den vier Ü-Wahrscheinlichkeiten nur zwei wesentlich sind. Die Hilfssignale sind daher durch ihre beiden Amplitudenwerte V-^ und V₂S zwei wesentliche Ü-Wahrscheinlichkeiten und die Taktfrequenz ^₁ vollständig bestimmt. Neben dieser Form der Konnzeichnung ist noch eine andere äquivalente Form vorteilhaft, da die signaltheoretischen Eigenschaften der Hilfssignale teils in der einen, teils in der anderen Beschreibungsform besser interpretiert werden können. Auf diese zweite Beschrei= bungsweise führt die aus der Mathematik bekannte Hauptachsen·= transformation, rait der man die Ü=Matrix P in der Diagonalform

30988 1/0355 = is

P = X.A.X"¹ . (2)

darstellen kann. Diese Form enthält die Modalmatrix X beziehungsweise deren inverse Form X~^ und die Eigenwertmatrix Λ, die eine Diagonalmatrix ist. Ohne Beweis seien einige im folgenden benötigte Zusammenhänge der Matrix P und A angegeben. Im gegenständlichen ^aIl enthält die Diagonalmatrix A zwei Eigenwerte λ-ι und A₉ von denen der eine A₁ = I ist. Die Matrix A ist daher durch einen Eigenwert Λ 2 ⁼ A vollständig bestimmt. Aus der Matrizentheorie folgt für die Ü-Wahrscheinlichkeiten pij und den Eigenwert X die Beziehung

Die Totalwahrscheinlichkeiten p- und p_o für das Auftreten der Zustände Z₁ und Z₀ können nach

-L j

Ppi

'' ^P12 ⁺ P₂I

berechnet werden. Aus den Gleichungen (3), (4) und (5) folgt, daß die Vorgabe des Eigenwertes λ und einer Totalwahrscheinlichkeit für die Kennzeichnung der statistischen Struktur der Hilfssignale genauso ausreicht, wie die Vorgabe ihrer Ü-Wahrscheinlichkeiten p... Die Äquivalenz der beiden Beschreibungsweisen in Form des Gleichungssystemes (6)

P₁₁ = λ + P₁ Cl - λ)

P₁₂ = Cl - P₁) Cl - K) (6)

P21 ⁼ Pi Ci - X)

P₂₂ = 1 - P₁ C 1 - λ)

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- 19 -

-1ft-

zeigt die Zusammenhänge der statistischen Parameter.

Aus der Theorie Markhoffscher Impulsprozesse ergibt sich für die Darstellung der Korrelationsfunktion IcCt₁) die Form

^k(tl^{) =} N^ Tj " Y^ CdOyCt₁-TiT₁) (7)

η= -N
wobei die Funktion y(t-j) aus der Impulsfunktion h(t) gemäß

oo

YCt₁) - / h(t)h(t - t-,) dt (8)

-oo

in Form eines Faltungsintegrals und die sogenannte Korrelationsfolge c(n) mit

c(n) = c Coo) (1 - X ^/n/) + cCo) λ ^/n/ (9)

berechnet werden kann. Für einen binären Markoffsehen Stufenprozeß im Sinne der Figur 27 ist die Impulsfunktion hCt) ein Rechteckimpuls der Länge T₁ mit der normierten Höhe Eins gemäß Figur 28. "

Daraus ergibt sich schon rein überlegungsmäßig yCt..) als Dreiecksfunktion, wie sie in Figur 29 dargestellt ist. Nennt man die auf die Höhe Eins normierte Dreiecksfunktion D(t), so ist für yet..) die Gleichung

YCt₁) = T₁ · DCt₁) (ίο)

Die Elemente der Gleichung (9) werden durch die statistischen bzw. Amplitudenparameter des Markoffschen Stufenprozesses bestimmt und ergeben sich zu

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c (oo) = (V₁P₁ + V₂P₂)² = V² (11)

bzw.

c (ο) = V₁ ²P₁ + V₂ ²P₂ = V² (12)

Aus diesen Formeln kann man unter Beachtung der Eigenwertbedingung /X/^ 1 erkennen, daß c(n) betragsmäßig mit steigendem η im allgemeinen abnimmt. Bildet man aus c(n) und y(t-j) die Korrelationsfunktion k(t-,) entsprechend der Summenvorschrift

oo

k(t₁) = \ c(n) DCt₁ - 11T₁), (13)

n= -oo

bedingt die Dreiecksform von 3Kt₁), daß immer nur die benachbarten c(n) und c(n-i-l) im Intervall (nT-, {, n+1 J T) einen Beitrag zu k(t₁) liefern. Dadurch ergibt sich k(tj) als Polygonzug, der durch die geradlinige Verbindung der Stützwerte c(n) entsteht. Wählt man beispielsweise λ= 1/2, stellt Figur 30 den Verlauf der Korrelationsfunktion k(tj) dar.

Durch schrittweise Umschaltung der Verzögervmgszeit in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, deren Hilfssignalgenerator ein stochastisches Ililfssignal liefert, wobei die Verzögerungszeit in solchen Schritten umgeschaltet wird, daß der Arbeitspunkt auf der polygonförmigen Kennlinie gemäß Figur 30 jeweils in der Mitte eines Intervalles [_ nT·^» (n+1)Tj J liegt, ist eine stufenweise Änderung der Verstärkung erzielbar, wobei aber im Gegensatz zu den bekannten regelbaren Verstärkern mit Exponentialkennlinie immer ein linearer Kennlinienabschnitt zur Verfügung steht, so daß bei der als regelbarer Verstärker arbeitenden erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nichtlineare Verzerrungen (Klirrfaktor) bzw. Kreuzmodulation vermieden sind.

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Bei Anwendung stochastischer Hilfssignale sind auch noch andere nichtperiodische Korrelationsfunktionen erzielbar, beispielsweise solche mit abwechselnd negativer und positiver Steigung bei mit zunehmender Zeitverzögerung abnehmender Amplitude.

Bei den beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen wurde zur Analog-Digital-Umsetzung stets
ein ergodischer Konverter in wenigstens einem Kanal verwendet, es kann aber je nach den Gegebenheiten auch jede andere geeignete Art von Analog-Digital-Wandler zur Anwendung gelangen.

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Claims

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zur Verarbeitung bzw. Verstärkung elektrischer Nutzsignale unter Verwendung von Hilfssignalen, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Generator zum Erzeugen eines Hilfssignals vorhanden ist, an welchen bzw. welche über wenigstens zwei Kanäle die Eingänge eines Verknüpfungsgliedes angeschlossen sind, dessen Ausgangssignal ein Maß für die Korrelationsfunktion seiner Eingangssignale ist, wobei dem Verknüpfungsglied gegebenenfalls eine Einrichtung zur Weiterverarbeitung des Ausgangssignals, beispielsweise eine Mittelungseinrichtung oder ein Zähler, nachgeschaltet ist, daß wenigstens einer der Kanäle eine Verzögerungseinrichtung enthält und daß wenigstens eine Einrichtung zur Beeinflussung wenigstens eines der Parameter des Bildungsgesetzes der Korrelationsfunktion, wie FIiIfssignalform bzw. -art, -amplitude, Taktfrequenz und bzw. oder Verzögerungszeit, durch das Nutzsignal bzw. die Nutzsignale vorgesehen ist, wobei im Falle der Verwendung mehrerer Hilfssignal-Generatoren deren Signale miteinander korreliert sind.

Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfssignal-Generator zum Erzeugen eines periodischen Hilfssignals eingerichtet ist.

Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfssignal-Generator zum Erzeugen eines stochastischen Hilfssignals eingerichtet ist.

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4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der Kanäle einen Analog-Digital-Wandler enthält.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler ein ergodlscher Konverter, bestehend aus einer schwellwertgesteuerten Vergleichsund Entscheidungseinheit mit einem zugeordneten Sclnvellwert-Generator, ist„

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der ergodische Konverter ein getakteter ergodischer Konverter ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dad\irch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Hilfssignal-Generator vom Nutzsignal steuerbar, insbesondere amplituden=, frequenz- oder pulslängenmodulierbar oder die Kurvenform seines Hilfssignals veränderbar ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einem Hilf ssignal-Generator wenigstens ein von einem Nutzsignal steuerbarer Modulator, insbesondere ein Amplituden- oder Phasenmodulator oder ein kurvenformverändernder Modulator, nachgeschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß nur ein Hilfssignal-Generator vorgesehen ist und daß <Xer Modulator unmittelbar anschließend an den Hilf ssignal-Generator vor der Signalaufspaltung auf die Kanäle vorgesehen ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß nur in einem der Kanäle ein Modulator vorgesehen ist.

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11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Kanal ein Modulator vorgesehen ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Differenzbildung zweier Nutzsignale jeder Modulator von einem dieser beiden Signale gesteuert ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet,, daß die Verzögerungseinrichtung durch ein Schieberegister gebildet ist,

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung einstellbar ist.

15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung vom Nutzsignal steuerbar ist.

16. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 14 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung in einem von zwei Kanälen vom Nutzsignal steuerbar ist und die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung im anderen Kanal über eine geeichte Einstelleinrichtung einstellbar ist, wobei am Ausgang des Verknüpfungsgliedes ein Nullindikator angeschlossen ist.

17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Schiebetakt des Schieberegisters vom Nutzsignal gesteuert ist.

18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Kanal eine Abtasteinrichtung zur Taktung des Hilfssignals enthält.

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19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator einen Modulator, vorzugsweise zur Differenzbildung zwischen einer festen Frequenz und einer vom Nutzsignal abhängigen Frequenz, insbesondere einer von einem Signal-Frequenz-Wandler gelieferten Frequenz, enthält,

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