DE2262793C3

DE2262793C3 - Taktgesteuerte Anordnung zur Umformung eines RZ-Binärsignals in einen glatten analogen Puls

Info

Publication number: DE2262793C3
Application number: DE19722262793
Authority: DE
Inventors: Franz Dipl.-Ing. 7254 Muenchingen Leitl
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: LEITL, FRANZ, DIPL.-ING., 7015 KORNTAL-MUENCHINGEN
Priority date: 1972-12-21
Filing date: 1972-12-21
Publication date: 1978-06-22
Also published as: DE2262793A1; DE2262793B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Umformung eines RZ-Binärsignals in einen glatten analogen Puls mit einstellbarem Spektrum unter Verwendung eines Transversalfilters, mit einem digitalen Schieberegister, dessen Eingang den Eingang der Anordnung bildet, mit Koeffizienten-Multiplikatoren, deren Eingänge mit den Parallelausgängen des Schieberegisters verbunden sind, mit einer Addierschaltung, deren Eingänge mit den Ausgängen der Koeffizienten-Multiplikatoren verbunden sind, und mit einer Taktversorgung, die das Schieberegister steuert.
Unter einem Transversalfilter wird ein Verzweigungsnetzwerk verstanden, das nur aus den drei Grundelementen Verzögerungseinheit, Koeffizientenmultiplikator und Addierschaltung aufgebaut ist. Das Ausganjssignal a (t) des Filters hat die Form einer Treppenfunktion, es ist also quantisiert.

Bekannt sind zwei Typen von Pulsformei η auf der Basis von Transversalfiltern.

Bei der ersten ist der Schiebetakt sehr viel größer als die Bitrate, d. h., der synthetisierte Puls weist eine sehr }o feine Treppenstruktur auf, so daß störende Spektralanteile sehr gering sind und weit über dem Nutzband liegen. Nachteilig bei diesem Typ ist, daß sehr lange Schieberegister erforderlich sind und er nur bei relativ kleinen Pulsraten anwendbar ist, also eine sehr hohe Schiebetaktfrequenz erfordert.

Bei der zweiten ist der Schiebetakt nicht viel größer als die Bitrate, und der synthetisierte Puls weist eine sehr grobe Treppenstruktur auf, die mit nachfolgenden Tiefpässen geglättet wird. Die Nachteile dieses Typs bestehen in dem großen Aufwand für den Tiefpaß wegen der Laufzeitentzerrung, in der schlechten Integrierbarkeit des Tiefpasses und darin, daß der Tiefpaß nur für eine bestimmte Pulsrate brauchbar ist.

Wird zur Glättung ein Tiefpaß nachgeschaltet, so hat dies den Verlust der freien Manipulierbarkeit des Filferfrequenzmaßstabes mittels Taktfrequenz zur Folge·

Ein derartiger Pulsformer ist in der DT-AS 21 01 076 beschrieben.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine diese Nachteile vermeidende Lösung anzugeben.

Ausgehend von einer Anordnung der einleitend geschilderten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Parabel-Interpolator vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang der Addierschaltung verbunden ist, dessen Ausgang den Ausgang der Anordnung bildet und der ebenfalls von der Taktversorgung gesteuert wird.

Ein ΛΖ-Signal (return to zero signal) ist ein Signal, dessen Impulse während jeden Bits auf Null zurückgehen. Ein analoger Puls ist ein wertkontinuierlicher Puls. Ein analoger Puls ist glatt, wenn sowohl die Funktion selbst als auch ihr Diffe^rentialquoticnt stetig ist.

Bei der Erfindung wird von zwei Erkenntnissen

(15 ausgegangen: Von der ersten, daß bei einem solchen digitalen Filter grundsätzlich immer der Takt bzw. die Taktfrequenz zur Verfugung steht und man somit etwas verschenkt, wenn min diese Taktinformation bei der

Giättung der Treppenfunktion nicht verwendet, und von der zweiten, daß eine optimale Stützstellenkongruenz zwischen geglättetem Ausgangssignal und quantisiertem Treppensignal dadurch zu erreichen ist, daß man entsprechend dem Takt zu diskreten Zeitpunkten fortlaufend das Ausgangssignal mit der Treppenfunktion vergleicht und eine etwa auftretende Differenz mit Hilfe eines Regelkreises zur Null macht.

Die Übertragungseigenschaften eines linearen Vierpols lassen sich entweder durch die Übertragungsfunktion C (JU)) im Spektralbereich oder durch die Gewichtsfunktion g (t) im Zeitbereich beschreiben. Dabei ist g (t) die Antwort, auf einen eingangsseitigen Diracimpuls, G (ja) ist das zugehörige Spektrum. Hier ist als Ausgangspunkt die Darstellung im Zeitbereich zweckmäßig. Voraussetzungsgemäß sollen keine Laufzeitverzerrungen auftreten, d. h., es handelt sich um ein Netzwerk linearer Phase.

katoren 2 mit den Koeffizienten k, bewertet und summiert werden.

Der Schiebetakt /V ist ein ganzzahliges Vielfaches des ίο Bitfolgetaktes und mit diesem phasenstarr gekoppelt. Das Summensignal a ft) stellt eine Treppenfunktion dar, deren Abtastwerte, wie für alle folgenden Zeitfunktionen, als rechtsseitige Grenzwerte definiert werden.

v^<

ü, = lim a(h + *).

Unter Ausklammerung des konstanten Laufzeitterms ergibt sich die zugehörige Gewichtsfunktion

1 Γ
g(() = — I -40-0 cos οί dci.

Dem Pulsformer-Netzwerk wird das Binärsignal χ (ι) zugeführt. Das Ausgangssignal f (ι) erhält man durch Faltung mit der Gewichtsfunktion.

/(I) = f X(t - r)g(T)dr.

Nach dem Abtast-Theorem wird das Signal χ (t) vollständig durch Abtastwerte zu diskreten Zeitpunkten rv repräsentiert, sofern die Abtastfrequenz f,= \/r> Bitrate ist. Mit der entsprechend modifizierten Gewichtsfunktion g (t) kann das Faltungsintegral in Form einer Summe dargestellt werden:

a(ir) =

F i g. 1 zeigt ein Ausführjngsbeispiel der Erfindung, mittels der diese Gleichung technisch realisierbar ist.

Die Anordnung nach F i g. 1 mit dem Eingang E und dem Ausgang A enthält ein Schieberegister 1, Koeffizienten-Multiplikatoren 2, eine Addierschaltung 3, einen Parabel-Interpolator 4 und eine Taktverscrgung5.

Wieviele Stufen das Schieberegister besitzen soll, ergibt sich aus Toleranzforderungen, die je nach Anwendungsfall entweder im Zeit- oder Spektralbereich gegeben sind (Quantisierungsfehler).

Die Anordnung nach Fig. 1 ermöglicht eine Umformung eines Binärsignals in einen glatten analogen Puls •f. Das Binärsignal χ (t) ist ein RZ-Signal, dessen Bitfolgetakt einen ganzzahligen Teil des Schiebetakts

tr= — entspricht und ansonsten keinen weiteren

Einschränkungen unterworfen ist.

Das Binärsignal x(t)\m(l durch das Schieberegister 1, dessen Parallelausgänge in den Koeffizienten-MultipliDie Treppenkurve a (t) ist für die meisten Anwendungsfälle unbrauchbar, da die unerwünschten Spektralanteile zu groß sind. Eine nachfolgende Glättung durch einen Tiefpaß höherer Ordnung würde sämtliche Vorteile des Verfahrens — keine Laufzeitverzerrungen, nur Widerstände als spektrumsbestimmende Elemente — zunichte machen. Dies wird jedoch vermieden, wenn die Glättung der Treppenfunktion a (t) mit einem erfindungsgemäßen Parabel-Interpolator 2 erfolgt.

Dieser Parabel-Interpolator ist, wie Fig. 2 zeigt, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Subtrahierschaltung 6 vorgesehen ist, deren Pulseingang mit dem Eingang des Parabel-Interpolators 4 und deren Ausgang mit dem Eingang eines ersten Abtast-Haltegliedes 7 verbunden ist, daß eine zweite Subtrahierschaltung 8 vorgesehen ist, deren Puls-Eingang mit dem Ausgang des ersten Abtast-Haltgliedes 7 und deren Ausgang mit dem Eingang eines zweiten Abtasthaltegliedes 9 verbunden ist, daß ein erster Integrator 10 vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Abtast-Haitegliedes 9 und dessen Ausgang zum einen mit dem Eingang eines zweiten Integrators 11 und zum andern mit dem Eingang eines dritten Abtast-Haltgliedes 12 verbunden ist, daß der Ausgang des zweiten Integrators 11 mit dem Ausgang des Parabel-Integrators 4 und einem Eingang einer zweiten Addierschaltung 13 verbunden ist, daß der Ausgang des dritten Abtast-Haltgliedes 12 zum einen mit dem Minuseingang der zweiten Subtrahierschaltung 8 und zum anderen über ein Bewertungsglied 14 mit dem zweiten Eingang der zweiten Addierschaltung 13 verbunden ist, daß ein viertes Abtast-Halteglied 15 vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang der zweiten Addierschaltung 13 und dessen Ausgang mit dem Minuseingang der ersten Subtrahierschaltung 6 verbunden ist, daß der erste 7 und der zweite 9 Abtasthaltekreis mit einem ersten und daß der dritte 12 und der vierte 15 Abtast-Haltekreis mit einem zweiten und zum ersten inversen Ausgang der Taktversorgung 5 verbunden sind. Der Parabel-Interpolator 4 besteht somit aus zwei miteinander vermaschten Abtast-Regelkreisen.

In d'esem Parabel-Interpolator 4 wird die Treppenkurve im Sinne der Fourier-Transformation (Funktions-

ds wert an Sprungstellen = arithmetisches Mittel aus links- und rechtsseitigem Grenzwert) durch Parabelsegmente nachgebildet. Da selbst der Differentialqiiotient d(t)der geglätteten Funktion f (1) stetig ist, werden die

störenden Spektralanteile weitgehend unterdrückt.

Die glatte Ausgangsfunktion /ft) entsteht prinzipiell durch zweimalige Integration des zweiten Differenzquotienten cftlder Eingangfunktion a ft).

Fig. 3 verdeutlicht die Funktionsweise der Parabel-Interpolators 4 anhand von Spannungsverläufen, die bei einem einfachen Eingangssignal a ft) an den einzelnen Punkten der Regelkreise auftreten. Das Interpolationssignal f ft) erscheint genau um einen Abtastschritt T verzögert am Ausgang. Die Summe aus /ft) und dem halben, linear interpolierten Differenzenquotienten d(t) wird mit dem Schaltetakt s 2 abgetastet und gehalten, so daß die Funktion h (t) entsteht. Ein weiteres, vom Schaltetakt sl=s~2 geschaltetes Abtast-Halteglied bildet die Differenz a ft)— Λ ft), woraus der Differenzenquotient b (!) als Treppenkurve hervorgeht. Die Differenz b(i)— eft)ergibt die Treppenfunktion cft)des zweiten Differenzquotienten, die nach Integration und Abtastung wiederum auf e ft) führt. Die Funktion d ft) entspricht der linearen Interpolation von b ft). Eine nochmalige Integration liefert f ft) als parabolische Interpolation von a ft), womit der gesamte Regelkreis geschlossen ist.

Den exakten Funktionsnachweis erbringt eine einfache mathematische Betrachtung. Anhand der F i g. 2 und 3 lassen sich sofort folgende Beziehungen angeben:

bi = a, = hi,

e, = bi-1,

d = bi- e„

di = e_h

hi = fi + 1/2 · d.

Ein Linearsegment der Funktion d ft) ergibt sich mit der Substitution t'=t—(i— 1)r:

Die Zeitkonstante der beiden Integratoren ist τ= Τ. Wird integriert, so erhält man ein Parabelsegment der Funktion f(i).

Abtastwerte f, im Sinne der Fourier-Transformation als arithmetisches Mittel aus links- und rechtsseitigem Grenzwert gegeben sind.

Das Transversalfilter I₁ 2 und 3 ist ein Netzwerk linearer Phase, das frei von Laufzeitverzerrungen ist, wenn entweder

./•('Ι

Hierzu und aus den vorstehend genannten Beziehungen für bi, e_h c„ d, und Λ, folgen die beiden Rekursionsformeln

Nach kurzer Rechnung gelangt man zum Ergebnis

b, = Si — a,-1,
f, = 1/2 · (a,-\ + a,_₂),

d. h, die Abtastwerte £>, stellen den Differenzenquotienten der Eingangsfunktion a (t) dar, während die oder

gilt.

Λ/ — Λ/, -

A / — Kf) _ 1

Eine derartige Pulsformung ist überall dort erforderlich, wo digitale Information in einer begrenzten > Bandbreite übertragen werden soll. Beispielsweise für schnelle Datenübertragung auf Telefonleitungen oder für digitale Nachrichtenübertragung im Mobilfunk.

Überall dort, wo der Frequenzgang des Übertragungskanals in gewissen Grenzen variabel ist, wie bei Telefonleitungen oder infolge Reflexionen bei Mobilfunk, muß das Pulspektrum den geänderten Verhältnissen angepaßt werden, um immer optimale Empfangsbedingungen zu gewährleisten. Dazu dienen adative Entzerrer, deren Koeffizienten ^veränderbar sind.
F i g. 4 zeigt das Prinzipschaltbild eines Abtast-Haltegliedes mit einem Halteglied 16, einem Schalter 17 und einem Kondensator 18.

Mittels des Schalters 17 wird das Signal abgetastet und der Kondensator 18 aufgeladen. Das Haltglied 16 hält die Abtastprobe über die erforderliche Zeit fest.

Die F i g. 5 zeigt ein Abtast- und Halteglied, bei dem das Halteglied als Operationsverstärker 22 und der Schalter als Feldeffekttransistor 23 ausgebildet ist.

F i g. 6 zeigt einen an sich bekannten Integrator mit Operationsverstärker 19, Ladekondensator 20 und Lade widerstand 21.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel des Parabel-In-

terpolators 4 nach F i g. 2 mit Feldeffekt-Transistoren und Operationsverstärkern zeigt Fig. 7. Für die Wahl der vier Komponenten r, R, Cl, CI sind nur zwei Randbedingungen zu beachten: Die Zeitkonstante R ■ CX der Abtast-Halteglieder muß wesentlich kleiner sein als die Schiebetaktperiode τ (Faktor > 3). Die Zeitkonstante r ■ C2 der beiden Integratoren muß

4s gleich der Schiebetaktperiode sein.

Der zweifache vermaschte Regelkreis hat den Vorteil daß an die einzelnen Schaltungselemente bezüglich Genauigkeit und Stabilität große Anforderungen zu stellen sind.

Gegenüber bisher gebräuchlichen Tiefpaß-(Interpolations-)Filtern weist der erfindungsgemäße Parabel-In· terpolator folgende Vorteile auf:
Keine Laufzeitverzerrungen.
Weitgehende Unabhängikeit von Bauelementetoleranzen durch zweifach vermaschten Regelkreis.

Bei Änderung der Taktfrequenz müssen lediglich zwei Widerstände proportional zur Taktperiode verändert werden.
Volle IntegrierbarkeiL

Die Vorteile des beschriebenen Interpolationsverfah rens kommen selbstverständlich überall zur Geltung, wc Treppenfunktionen geglättet werden müssen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Umformung eines RZ- Binärsignals in einen giatten analogen Puls mit einstellbarem Spektrum unter Verwendung eines Transversalfilters mit einem digitalen Schieberegister, dessen Eingang den Eingang der Anordnung bildet, mit Koeffizienten-Multiplikatoren, deren Eingänge mit den Parallelausgängen des Schieberegisters verbunden sind, mit einer Addierschaltung, deren Eingänge mit dem Ausgängen der Koeffizienten-Multiplikatoren verbunden sind, und mit einer Taktversorgung, die das Schieberegister steuert, dadurch gekennzeichnet, daß ein Parabel-Interpolator (4) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang der Addierschaltung (3) verbunden ist, dessen Ausgang den Ausgang (A) der Anordnung bildet und der ebenfalls von der Taktversorgung (5) gesteuert wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Schieberegister (1) aus bistabilen Kippstufen aufgebaut ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Parabel-Interpolator (4) vorgesehen ist, mit einer ersten Subtrahierschaltung (6), deren Puls-Eingang mit dem Eingang des Parabel-Interpolators (4) und deren Ausgang mit dem Eingang eines ersten Abtast-Haltegliedes (7) verbunden ist, mit einer zweiten Subtrahierschaltung (8), deren Plus-Eingang mit dem Ausgang des ersten Abtast-Haltegliedes (7) und deren Ausgang mit dem Eingang eines zweiten Abtast-Haltegliedes (9) verbunden ist, mit einem ersten Integrator (10), dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Abtast-Haltegliedes (9) und dessen Ausgang zum einen mit dem Eingang eines zweiten Integrators

(11) und zum anderen mit dem Eingang eines dritten Abtast-Haltegliedes (12) verbunden ist, mit einer Verbindung zwischen dem Ausgang des zweiten Integrators (11) und dem Ausgang des Parabel-Interpolators (4) und einem Eingang einer zweiten Addierschaltung (13), mit einer Verbindung zwischen dem Ausgang des dritten Abtast-Haltegliedes

(12) und dem Minus-Eingang der zweiten Subtrahierschaltung (8) und über ein Bewertungsglied (14) dem zweiten Eingang der zweiten Addierschaltung (13), mit einem vierten Abtast-Halteglied (15), dessen Eingang mit dem Ausgang der zweiten Addierschaltung (13) und dessen Ausgang mit dem Minus-Eingang der ersten Subtrahierschaltung (6) verbunden ist, und mit Verbindungen zwischen dem ersten (7) und dem zweiten (9) Abtast-Haltekreis und einem ersten und zwischen dem dritten (12) und dem vierten (15) Abtast-Haltekreis und einem zweiten zum ersten inversen Ausgang der Taktversorgung (5).

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Operationsverstärker (19) mit Ladekondensator (20) und Ladewiderstand (21) vorgesehen ist.

5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Abtast-Halteglied ein Vierpol (7, 9, 12, 15) vorgesehen ist, dessen Längszweig ein Halteglied (16) und einen taktsteuerbaren Schalter (17) und dessen am Abgriff zwischen Halteglied (16) und Schalter (17) gelegener Qiierzweig einen Kondensator (18) enthält.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Halteglied (16) ein Operationsverstärker (22) und als Schalter (17) ein Feldeffekttransistor (23) vorgesehen sind.