DE2261555C2 - System zur Bestimmung von Hyperbelstandlinien - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betriTt ein System zur Bestimmung von Hyperbelstandlinien mittels Phasenmessung, bei dem wenigstens zwei Sendestationen vorgesehen sind, wobei jede Sendestation einen ersten Wellenzug mit einer für die Station spezifischen Frequenz und wenigstens einen zweiten sequentiellen Wellenzug aussendet, der für alle Sendestationen dieselbe Meßfrequenz aufweist, und wobei die Sendestationen die zweiten Wellenzüge zeitgestaffelt aussenden, und bei dem wenigstens ein Empfänger vorgesehen ist, der die Wellenzüge empfangt und die Phasen der zweiten sequentiellen Wellenzüge durch Nachregeln der Phasen von Lokaloszillatoren speichert.

Aus »Electronics World Vol. 82 (1969) Mo. 6, S. 47-49, 69« ist das Omega-Verfahren bekannt, welches eine Spielart des bekannten Hyperbelnavigationsverfahrens ist, bei welchem Bodenstationen zusammenarbeiten, aus deren Ausstrahlungen an Bord des bewegten Fahrzeuges die Differenz der Entfernungen zu beiden Stationen bestimmbar sind. Die Orte gleicher Entfemimgsdifferenzen bilden Rotationshyperpoloide. die die Erdoberfläche angenähert in Hyperbeln schneiden. Das Omega-Verfahren benutzt in seinem Endausbau 8 weltweit verteilte, phasensynchronisierte Sender, deren Signalfolgen nach einem festen Rhythmus ausgestrahlt werden. Jeder Sender ist anhand der zeitlichen Lage seiner Signale identifizierbar. Im einzelnen wird von jedem der mindestens drei Sender wiederholt und zeitgestaffelt Wellenzüge mit Frequenzen, die allen Sendern gemeinsam sind, ausgesendet, wobei zu jedem Zeitpunkt nur ein Sender einen Wellenzug mit einer bestimmten Frequenz aussendet. Daneben können die Sender noch eine Welle mit einer für jede Station spezifischen Frequenz aussenden. Die Meßfrequenz zu jeder Station wird von einem lokalen Oszillator abgeleitet Die Phasendifferenzen der nachgeregelten Lokaloszillatorsignale werden als Hyperbelstandlinien ausgewertet

Die bei einer Welle bekannter Frequenz auftretende

Phasenverschiebung ist eine Funktion der zurückgelegten Entfernung, der Frequenz und der Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle. Unter dem Empfindlichkeitsfaktor soll im folgenden der Proportionalitätsfaktor in Einheiten der Phasendrehung verstanden werden, der die Phasenverschiebung der ihr entsprechenden Entfernung bei bekannter Frequenz zuordnet. Dieser Empfindlichkeitsfaktor ist gleich dem Quotienten aus bekannter Frequenz der elektromagnetischen Welle und Ausbreitungsgeschwindigkeit.

Es ist weiterhin bekannt, daß die Phase eines elektrischen Signals bekannter Frequenz in ganzen Vielfachen von 2 π ausgedrückt wird, d. h. in Einheiten von Phasendrehungen, worauf die Erscheinung der Mehrdeutigkeit beruht. Man kann nämlich einem gemessenen Phasenwert nicht eindeutig eine Ortungslinie am Empfänger, sondern muß ihr mehrere zuordnen.

Um dieses Verfahren in die Praxis umzusetzen, müssen einige technische Schwierigkeiten überwunden werden.

Zuerst muß man über eine Referenzphase verfugen, um die Phasenverschiebung überhaupt messen zu können. Dies hängt aber stark von der Genauigkeit der zur Erzeugung der Ortungswelle verwendeten Oszillatoren ab. Dabei ist noch zu berücksichtigen, daß in den theoretischen Überlegungen davon ausgegangen wird, daß Frequenz und Phase der ausgesandten Wellen genau bekannt sind. In der Praxis ist es jedoch so, daß zwar die Frequenz bekannt ist, nicht jedoch der Absolutwert der Phase.

Bei den meisten der bisher bekanntgewordenen Lösungswegen ist man von der Tatsache ausgegangen, daß nur der Relativwert der Referenzphase für die verschiedenen ausgesandten Signale zur Verfugung steht. Bei den angewandten Ortungsverfahren wird daher nur der Unterschied zwischen den Phasenverschiebungen gemessen, die zwischen Empfangsort und zwei Sendern auftreten. Daraus erhält man eine Schar von Hyperbeln, deren gemeinsame Brennpunkte die beiden Sender sind.

In der französischen Patentschrift 7 90 386 und in der französischen Zusatzpatentschrift 45 780 wird eine erste technische Lösung zur Funkortung mittels Phasenmessung angegeben. Sie besteht darin, daß zwei Sender je eine Welle unterschiedlicher Frequenz aussenden. Die relativ, niedrige Differenzfrequenz wird von einem Empfänger empfangen, der Amplitude einer Trägerwelle aufmoduliert und wieder ausgesandt. Die beiden von den Sendern ausgesandten Wellen stehen dabei in keinem definierten zeitlichen Zusammenhang.

In der britischen Patentschrift 5 79 346 ist ein Ortungsverfahren beschrieben, bei dem mehrere Sender je eine Welle gleicher Frequenz aussenden. Einer der Sender sendet nun seine Welle zu einem genau definierten Zeitpunkt aus. Daher ist es nun notwendig, daß die Sender aufeinander abgestimmt werden, damit die Frequenzen und Phasen wenigstens in einem relativen Zusammenhang zueinander stehen. Diese Art der Funkortung wird im folgenden als sequentielle Ortung bezeichnet, da jede Meßfrequenz sequentiell von den verschiedenen Sendern ausgesandt wird.

Die mit der Mehrdeutigkeit zusammenhängenden Probleme wurden entsprechend dem in der französischen Patentschrift 10 10 811 angegebenen Weg gelöst Darin wurde vorgeschlagen, von jedem Sender wenigstens zwei Wellen benachbarter Frequenzen auszusenden. Der Unterschied in den Phasenverschiebungen der beiden benachbarten Frequenzen hat einen Empfindlichkeitsfaktor, der gleich dem Unterschied der beiden Empfindlichkeitsfaktoren der ausgesandten Frequenzen ist, und damit kleiner ist, als diese letzteren Faktoren. Dieser kleinere Empfindlichkeitsfaktor gestattet die Beseitigung der Mehrdeutigkeit, die immer dann vorhanden ist, wenn die Phasenmessung an einer und/oder der anderen Frequenz ausgeführt wird. Im ίο folgenden soll das Verfahren mit »Beseitigung der Mehrdeutigkeit durch differentielle Empfindlichkeit« bezeichnet werden.

Anlagen mit sequentieller Ortung weisen den Vorteil auf, daß die von allen Sendern ausgesandten Frequenzen gleich sind, so daß die Anzahl der zum Senden erforderlichen Frequenzen gering gehalten werden kann.

Derartige Anlagen weisen jedoch noch zwei widersprüchliche technische Nachteile auf.

Der erste besteht darin, daß der Sendevorgang eines jeden Senders nicht kontinuierlich ist, und man demzufolge das Einschalten der Filter abwarten muß, ehe die empfangenen Signale weiter verarbeitet werden können. Die Sendezeit eines jeden Sendevorganges muß daher erheblich größer als die Einschaltzeit sein. Der zweite Nachteil besteht darin, daß die Empfänger oftmals beweglich sein müssen. Da die mit den Wellen aufgenommenen Phaseninformationen nur zum Zeitpunkt des Empfangs auswertbar sind und alle Messungen der Phasenverschiebungen, für jede einzelne Frejo quenz, an Wellen vorgenommen werden müssen, die nicht zum gleichen Zeitpunkt ausgesandt werden, folgt, daß mit der Methode der sequentiellen Ortung nur dann brauchbare Resultate erzielt werden, wenn die Zeitspanne zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sendungen gleicher Frequenz des gleichen Senders genügend klein ist.

Nun ist aber die Sendefolge, d. h. die Zeitspanne zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sendungen gleicher Frequenz des gleichen Senders proportional der Sendedauer eines jeden Sendevorganges, wobei der Proportionalitätsfaktor von der größeren der beiden folgenden Zahlen abhängt: Zahl der verwendeten Frequenzen und Zahl der Sender.

Die Zahl der Sender beeinflußt die Anzahl der Aus-Wertemöglichkeiten, während die Zahl der Frequenzen im direkten Zusammenhang einer besseren Beseitigung der Mehrdeutigkeit steht.

Um nun die Auswirkungen des ersten Nachteils zu

verkleinern, müssen die Einschaltzeiten kurz gehalten

so werden, indem große Empfangsbandbreiten zugelassen werden. Das bedingt wiederum große Sendeleistungen und damit Störungen des Funkverkehrs.

Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß die Anzahl der Sender und der Frequenzen beschränkt werden muß. Das bedeutet aber gleichzeitig die praktische Unmöglichkeit der vollständigen Beseitigung der Mehrdeutigkeit, da außerdem noch die Frequenzen selbst ziemlich groß sein müssen.

Noch ein Nachteil liegt darin, daß Empfang und Senden genau synchronisiert werden müssen, um Zeitverluste aufgrund der Sendeverschiebungen zu verhindern. Zu diesem Zweck sind meistens eigene Synchronisationssignale vorgesehen. Obwohl das Prinzip einer solchen Synchronisation einfach ist, steht man doch bei b5 der praktischen Ausführung vor etlichen Problemen.

Die vorliegende Erfindung hat sich nun zur Aufgabe gestellt, ein System der eingangs genannten Art anzugeben mit dem die Mehrdeutigkeit praktisch beseitigt

wird, ohne daß große Sendeleistungen erforderlich sind und Empfangen und Senden synchronisiert werden müssen.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß das System nach dem Hauptanspruch vorgeschlagen.

Mit dem erfindungsgemäßen System wird erreicht, daß die Bandbreiten äußerst klein gehalten werden können. Außer einer besseren Abschirmung gegen benachbarte Sendungen und das Rauschen erzielt man damit eine erhebliche Verringerung der Sendeleistung.

Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß man aufgrund der kleinen Bandbreiten mehrere Anlagen betreiben kann, deren Frequenzen eng benachbart sein können, wobei mehrere Senderketten nacheinander empfangen werden können.

Außerdem ermöglicht das erflndungsgemäße Verfahren noch, daß eine große Anzahl von Sendern pro Anlage verwendet werden können. Damit erreicht man eine große geografische Flexibilität im Einsatz der Anlage.

Noch ein weiterer Vorteil liegt darin, daß eine derart große Anzahl von Meßfrequenzen zur Verfügung steht, daß die Mehrdeutigkeit völlig beseitigt wird. Die Genauigkeit der Messungen wird außerdem dadurch erhöht, daß die Empfindlichkeit der Anzahl der Meßfrequenzen steigt.

Die Synchronisation der Sende- und Empfangsprogramme erlaubt eine Toleranz von mehreren Sekunden mittels bekannter Zeitüberwacher und Zeitsignale.

Weitere Einzelheiten sind in den Unteransprüchen enthalten.

Der erflndungsgemäße Empfangsteil besitzt den Vorteil, daß er eine Vielzahl von Wellen sequentiell auswerten kann und daß die Ortssignale je nach Bedarf sequentiell erzeugt werden können. Außerdem wird die Mehrdeutigkeit jeder einzelnen empfangenen Welle beseitigt und zwar mit einer einzigen Anordnung.

Der hier verwendete Begriff des Ortssignals soll im folgenden kurz erläutert werden.

Im allgemeinen versteht man darunter ein an einer beliebigen Stelle erzeugtes elektrisches Signal mit vernachlässigbarem Rauschanteil, das von einer ungestörten Sinusschwingung abgeleitet ist und dessen definierte Frequenz, Phase und Frequenzstabilität gleich denen der Sinusschwingung sind. Dieses Signal kann ein Rechtecksignal sein oder eine Form aufweisen, die aus Impulsen zusammengesetzt ist, deren Anstiegsoder Abstiegsflanken einem bestimmten Zeitpunkt der Sinusschwingung entsprechen, wie z. B. dem Nulldurchgang in einer bestimmten Richtung.

Der hier verwendete Ausdruck »Ortssignal« oder »komplexes Ortssignal« wird in einem viel weiteren Sinn verstanden. Ein Ortssignal enthält demzufolge ein oder mehrere Signalanteile, die wie oben beschrieben erzeugt werden; jedem von ihnen ist ein Koeffizient zugeordnet, der eine ganze Zahl irgendeines bekannten Wertes ist. Jeder Signalanteil ist eine Komponente eines komplexen Ortssignals.

Das komplexe Ortssignal entspricht ebenfalls einer ungestörten Sinusschwingung mit derselben Frequenz und Phase.

Der Wert der Frequenz eines komplexen Ortssignals ergibt sich aus der algebraischen Summe des Produktes aus den Frequenzen jeder Sinusschwingung, von denen die Singalanteile abgeleitet werden und den zugeordneten Koeffizienten. Desgleichen erhalt man den Phasenwert aus der algebraischen Summe der Produkte aus den Phasen jeder Sinusschwingung und denselben zugeordneten Koeffizienten. Die Frequenz und die Phase eines komplexen Signals werden als komplexe Frequenz und komplexe Phase bezeichnet. Im folgenden werden unter komplexen Ortssignalen auch solche verstanden, die nicht wirklich komplex sind, d. h. also auch solche, die nur aus einem einzigen Signalanteil bestehen. Ein komplexes Ortssignal, das aus mehreren Signalanteilen besteht, wird wirklich komplexes Signal genannt.

ι ο Unter komplexer Komponente wird eine Gruppe von Signalkomponenten oder Komponenten eines komplexen Ortssignals verstanden und unter wirklich komplexer Komponente eine, die immer mehrere einfache Komponenten enthält.

Beispiele für komplexe Ortssignaie sind in den Fig. 9 und 10 und in der zugehörigen Beschreibung

gegeben, sowie in den Fig. 11 und 12, wobei die zugeordneten Koeffizienten ±1 sind.

In den Fig. 9 und 10 stehen die einfachen Kom-

ponenten eines komplexen Signals an den Ausgängen der Zähler-Teilerkreise 7231A bis 7231C und 7741 zur Verfugung. Unter den Bedingungen, daß das Signal R₅ Null ist, daß keinerlei Phasenverschiebung zwischen den Filtern auftritt, und daß das Signal O₅ eine unge störte Sinusschwingung ist, ist das komplexe Signal eine Funktion der Sinusschwingung O₅. Betrachtet man die Komponenten am Eingang der Zähler-Teilerkreise, so muß noch der Einfluß der Koeffizienten berücksichtigt werden, die in dem Fall gleich den reziproken Teiler faktoren sind.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung werden die N Sender E₁ (N> 2) vorzugsweise fest aufgestellt. Es ist bekannt, daß zur zweidimensionalen Hyperbelfunkortung zwei Sender genügen, um die Position eines

Empfangers auf einer Linie zu bestimmen.

Die von den N Sendern ausgesandten kontinuierlichen Wellen O_t der spezifischen Frequenzen Fi, ermöglichen den Empfang eines Dopplersignals aufgrund des Dopplereffektes zwischen jedem Sender und dem Empfänger. Die Anzahl π der zeitgestaffelten, von jedem Sender E₁ ausgesandten Wellen O_u der Meßfrequenzen Fj ermöglicht eine exakte Positionsbestimmung und die Beseitigung der Mehrdeutigkeit Eine einzige von allen Sendern ausgesandte Meßfrequenz genügt bereits zu einer Positionsbestimmung, die jedoch noch mehrdeutig ist.

Das Sendeprogramm für zeilgestaffelt ausgestrahlte Meßwellen O_v muß derart beschaffen sein, daß zu jedem Zeitpunkt immer nur ein Sender eine derartige Meß welle ausstrahlt Abgesehen von dieser Bedingung unterliegt die Art der Ausstrahlung dieser Meßweiien keinerlei Beschränkung.

Für den Empfang können eine unbegrenzte Anzahl von Empfängern eingesetzt werden, die beispielsweise an Bord eines Schiffes aufgestellt werden. Um wenigstens eine hyperbolische Linie am Ausgang des Empfängers zu erhalten, muß jeder Empfänger wenigstens zwei Sender empfangen können. Die mehrdeutigen Ausgangssignale können nach allen bekannten Arten weiterverarbeitet werden, sei es manuell oder automatisch, um eindeutige Positionsangaben zu erhalten.

Das Aussenden von kontinuierlichen Wellen mit einer spezifischen Frequenz für jeden Sender bietet den großen Vorteil, daß die Messung des Dopplereffektes kontinuierlich und zu jedem Zeitpunkt erfolgen kann. Dies ist beim nur zeitgestaffelten, sequentiellen Aussenden von Meßsignalen aufgrund der Einschalt-

zeiten der Elektronik nicht möglich. Die durch den Dopplereffekt bedingte Frequenzänderung steht zur Phasenänderung in gleicher Beziehung wie die Geschwindigkeit zur Position.

Eine Integration über die Frequenzänderungen ermöglicht, ausgehend von einer bestimmten Position zu einem bestimmten Zeitpunkt, die Positionsfeststellung zu jedem beliebigen Zeitpunkt Die zeitgertaffelt ausgesandten Wellen mit den verschiedenen Meßfrequenzen liefern zusätzliche Phasenwerte, mit denen die von den kontinuierlichen Wellen erhaltenen Phasenwerte von Zeit zu Zeit korrigiert werden.

Im folgenden soll die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert werden. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Skizze einer Sende- und Empfangsanordnung,

Fig. 2 eine grafische Darstellung verschiedener spezifischer Frequenzen,

Fig.3 eine tabellarische Darstellung des Sendeprogramms fur zehn verschiedene Sender,

Fig. 4 die Prinzipschaltung eines erfindungsgemäßen Senders,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel des Schaltkreises 521 der Fig. 4,

F i g. 6 ein anderes Ausführungsbeispiel des Schaltkreises 521 der Fig. 5,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Empfangers,

Fig. 8 eine Prinzipschaltung eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers,

die Fig. 9 und 10, die der besseren Übersichtlichkeit halber nebeneinander gezeichnet wurden, die Schaltungen eines Empfangskanals mit Frequenzänderung 7271 und die Schaltung der Synchrondetektion 7780 der Fig. 8,

die Fig. 11 und 12 eine Schaltung des Empfangskanals mit Frequenzänderung 7274 und eine Schaltung einer Synchrondetektion mit Phasensteuerung 7781 nach Fig. 8,

Fig. 13 ein anderes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers, in dem die zweiten Frequenzerzeuger 7710, 7810, 7910 der Fig. 8 vom ersten Frequenzerzeuger 7220 der Fig. 8 mittels Frequenzänderungskreise (+/- -Glieder) gespeist werden,

Fig. 14 ein Blockschaltbild des Schaltkreises 68 für das erste Ausfuhrungsbeispiel des Empfängers, um den Phasenunterschied zu messen und die Positionsbestimmung vorzunehmen, sowie die Schaltung des Schaltkreises 69 mit der Anzeige der Positionsinformationen,

Fig. 15 teilweise ein zweites Ausführungsbeispiel des Empfängers, aus dem die Funktion des Regelkreises 77* im Vergleich zu den Fig. 9 bis 12 besonders deutlich hervorgeht,

Fig. 16 die Schaltschemen der Blöcke 7720* und 7745* des Regelkreises 77* der Fig. 15,

Fig. 17 das Schaltschema des Frequenzformers AfSl der Fig. 15, dem das Residuum der Frequenz R'₅ des Detektors 7745* zugeführt wird,

Fig. 18 die Schaltschemen der Blöcke 7721*, 7751* und 7771* des Regelkreises 77* der Fig. 15,

Fig. 19 das allgemeine Schaltschema des zweiten Ausfuhrungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers,

Fig. 20 ein teilweises Schaltschema einer Variante nach Fig. 19, bei der die vom Frequenzerzeuger 7220* stammende Frequenz verändert wird, bevor sie der zentralen Frequenzanlage 7230* zugeführt wird,

Fig. 21 eine Anordnung zur Umformung der Residuen der spezifischen Frequenz, um ein Ausgangssignal über Ectfernungsdifferenzen des Empfangers zu den beiden Sendern zu erhalten,
F i g. 22 ein Schaltschema einer Variante des zweiten Ausfuhrungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers, bei dem die Frequenz des einzelnen Frequenzerzeugers in Abhängigkeit von einem der beiden komplexen Ortssignale geregelt wird,
Fig. 23 ein Schaltschema einer anderen Variante

to des zweiten Ausführungsbeispiels des Empfängers, bei der die Regelungen von Frequenz und Phase sich auf die komplexen Komponenten der ersten und zweiten komplexen Ortssignale auswirken und
die Fig. 24 bis 31 Einzelheiten einer bevorzugten Variante des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers, wobei die Fig. 24 ein Schaltschema der Frequenzgeneratoren zeigt, Fig. 25 ein Schaltschema der Frequenzänderungen, Fig. 26 ein Schaltschema der Synchrondetektoren und des Frequenzregelkreises, Fig. 27 ein Schaltschsma zur Verarbeitung der einzelnen Komponenten der zweiten Ortssignale und der Regelung der Phase, Fig. 28 ein Schalischema zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit, Fig. 29 ein Schaltschema des Ausgangskreises; die Fig. 30 und 31 Sind grafische Darstellungen der Programmsignale für die Fig. 24 bis 27 und für die Fig. 28.

Bei der in der F i g. 1 dargestellten Skizze sind mit A, B und C drei Sendestationen bezeichnet. Da bereits zwei Sender genügen, um bei der Hyperbelfunkortung eine Positionslinie zu bestimmen, erhält man bei der Verwendung von drei Sendern einen Positionspunkt. Will man eine räumliche, dreidimensionale Positionsbestimmung durchführen, so werden mindestens vier Sender zur Positionsbestimmung benötigt. In der folgenden Beschreibung wird davon ausgegangen, daß drei Sender zur Positionsbestimmung genügen.

In der F i g. 1 ist mit R eine Hochstation oder Überwachungsstation bezeichnet und mit reine unbeschränkte Anzahl beweglicher Empfänger. Die Überwachungsstation R ist auf bekannte Art und Weise mit den Sendern A und C verbunden, um so für bekannte Phasenbeziehungen zwischen den einzelnen von diesen Sendern ausgesandten Wellen zu sorgen, wie es durch die Linien 53 und 55 dargestellt ist.

Im folgenden wird davon ausgegangen, daß die Sender fest aufgestellt sind, obwohl sie ganz oder teilweise für bestimmte Anwendungszwecke beweglich sein können. Für das im folgenden beschriebene Funkortungsso verfahren genügt es, daß ihre Position mit genügender Genauigkeit bekannt ist. Der Ort der Sender muß also wenigstens im Verhältnis zur Landschaft, in der sich die Empfänger bewegen, genau definierbar sein.
Die Sendeanlagen umfassen eine Kette von mindestens zwei Sendern mit verschiedenen spezifischen Frequenzen, um eine Funkortungskette zu bilden. Pro Senderkette sollte mindestens eine Überwachungsstation vorgesehen werden.
Sind mehrere Überwachungsstationen pro Senderkette vorhanden, so müssen sie so angeordnet sein, daß jeder Sender einer Kette von wenigstens einer Überwachungsstation empfangen werden kann. Jede Überwachungsstation empfängt dann die zeitgestaffelten Wellen von bestimmten Sendern. Ist die Überwachungsstation im Verhältnis zu den Sendern fest angeordnet, so tritt kein Dopplereffekt beim Empfang der von den Sendern ausgesandten Wellen auf. In diesem Fall genügt es, die Überwachungsstation mit

einem relativ einfachen Empfänger genügender Genauigkeit auszustatten.

Bei einer ersten Art derartiger Einrichtungen können die Überwachungsstationen die Referenzinformationen für alle Funkortungsempfänger wieder aussenden und zwar in einem Bereich, in dem die Reichweite genau gleich derjenigen der Sender ist, für die die Wiederausstrahlung der Referenzinformationen bestimmt ist.

Bei einer zweiten Art derartiger Einrichtungen wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, sind die Überwachungsstationen an die Sender direkt angeschlossen, um ihnen Steuerinformationen zu übermitteln und damit die zeitgestaffelt ausgesandten Wellen der einzelnen Sender für alle Meßfrequenzen in bekannten, vorzugsweise festen Phasenbeziehungen zu halten.

Im folgenden werden zwei Beispiele von erfindungsgemäßen Funkortungsketten im einzelnen beschrieben. In beiden Fällen sind die Nennwerte der ausgesandten Frequenzen genau definiert, im ersten Beispiel I, in dem das erste Ausführungsbeispiel des später beschriebenen Empfängers verwendet wird, weisen die Frequenzen eine Vielzahl von von Null verschiedenen beliebigen Werten auf. Im zweiten Beispiel II, in dem das zweite Ausführungsbeispiel des später beschriebenen Empfängers verwendet wird, sind die Nennwerte der Frequenzen denen des ersten Beispiels zwar benachbart, aber in jedem Fall runde Werte.

Von den einzelnen Sendern werden sechs Meßfrequenzen Fj sequentiell nacheinander ausgesandt und zwar zum selben Zeitpunkt immer nur eine. Ihre Werte sind in der folgenden Tabelle angegeben:

405,932 673
405,947 276
405,961 966
405,976 744
405,991 610

405,859 375
405,875 000
405,890 625
405,906 250
405,921 875

I - Fj (kHz)

H - F (kHz)

332,015 703
406,006 566
392,086 897
403,130 494
405,250 357
405,846 835

An dieser Stelle sei bemerkt, daß diese Frequenzen die Bezeichnung Meßfrequenzen deshalb erhalten haben, weil ihre Werte die Bestimmung der Sensibilitätsfaktoren der gemessenen Phasen ermöglichen. Die Phasenmessungen mit derartigen Empfindlichkeiten werden jedoch meistens an Signalen vorgenommen, deren Frequenzen kleiner als die Meßfrequenzen sind.

In Fig. 2 sind schematisch auf einer Frequenzachse die von jedem Sender kontinuierlich ausgesandten spezifischen Frequenzen angeordnet. Als Beispiel sind in der Figur zehn spezifische Frequenzen Fs, eingezeichnet, die im Frequenzband zwischen den Meßfrequenzen F₆ und F₁ liegen. Selbstverständlich besteht dabei keinerlei Notwendigkeit einer Zuordnung einer spezifischer. Frequenz einer bestimmten geografischen Position des zugehörigen Senders. Die Werte der Frequenzen Fs₁ sind in der folgenden Tabelle dargestellt.

1 - Fsi (kHz)

405,860 934
405,875 114
405,889 377
405,903 724
405.918 156

Für eine Funkortungskette mit zehn Sendern £, vud im folgenden ein Beispiel der zeitgestaffelten Aussendung der Meßfrequenzen gegeben. Jeder Sender E-, sendet wiederholt eine Wellenfolge O₆ aus, wobei der Index

is / derselbe wie der des zugehörigen Senders ist Jede Welle O_v hat einen Index./, der einen der oben erwähnten Meßfrequenzen F₁ (j = 1 bis 6) zugeordnet ist Das Aussenden wird entsprechend dem in F i g. 3 dargestellten Sendeprogramm gesteuert Auf der Abszisse ist dabei die Zeit in Einheiten von einer halben Minute eingezeichnet und auf der Ordinate die einzelnen Sender. Nach dem in dieser Figur gezeigten Programm sendet jede Station nacheinander während der Zeiteinheit von 30 Sekunden die Meßfrequenzen F₁ bis F₆ aus. Das Aussenden wird jeweils um eine Zeiteinheit von 30 Sekunden verschoben, wenn man von einem Sender zum nächstfolgenden Sender umschaltet.

Damit jede Frequenz zur gleichen Zeit nur einmal von einer Station ausgesandt wird, ist es notwendig, daß die Sendedauer oder der Sendezyklus mindestens 10 ■ 30 Sekunden, d. h. fünf Minuten beträgt, wie es bei dem in der Fig. 3 dargestellten Programm der Fall ist. Für das erfindungsgemäße System ist es nicht notwendig, sich auf das in Fig. 3 gezeigte Ausführungsbeispiel eines Programms zu beschränken. Im Gegenteil, jedes andere Programm, das denselben Zweck erfüllt, ist für den Zweck der Erfindung geeignet. Ist die Anzahl der Meßfrequenzen sehr viel geringer als diejenige der Sender, so ist es günstig, die Meßfrequenzen in etwas größerem Abstand von jedem Sender ausstrahlen zu lassen.

In Fig. 4 ist eine Prinzipdarstellung eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Senders gegeben. Der in Fig. 4 dargestellte Generator enthält einen freien Oszillator 51, dessen Ausgang mit einem Frequenzformer 54 verbunden ist, der in vorgegebenen Grenzen die Ausgangsfrequenz des Oszillators 51 verändern kann. Das Ausgangssignal des Frequenzformers 54 wird der zentralen Frequenzanlage 52 zugeführt, die

so wiederum über den Schaltkreis 520 ein erstes Ortssignal Si mit der spezifischen Frequenz Fs₁ über die Leitung 411 abgibt und über die Schaltkreise 521 bis 526 zweite Ortssignale S₁, mit den Meßfrequenzen Fj (J = 1 bis 6). In den Ausgängen der die Meßfrequenzen F₁ liefernden zentralen Frequenzanlage 52 sind Phasenschieber 531 bis 536 angeordnet, um die Phase der zweiten Ortssignale S_n bis S_/6 zu regeln.

Der Frequenzformen 54 ist an eine Steuerleitung 55 angeschlossen. Die Leitung 55 steuert den Frequenzfor-

60 mel für sämtliche Frequenzen, d. h. sowohl für die spezifische Frequenz Fs₁ als auch für die Meßfrequenzen Fj 0' = 1 bis 6). Die Phasenschieber 531 bis 536 ermöglichen es, die Phasen der zweiten Ortssignale Sj, und 405,781 250 damit jeder der zeitgestaffelten Wellen Oj, derart einzu-405,796 875 65 stellen, daß für jede Meßfrequenz zwischen allen Sen-405,812 500 dem feste, bekannte Phasenbeziehungen bestehen.
405,828 125 Die zweiten Ortssignale S„ (J = 1 bis 6) werden von 405,843 750 den Ausgängen der Phasenschieber 531 bis 536 getrennt

332

406

392

403

405,250

405,750

II - Fs₁ (kHz)

einem elektronischen Umschalter 43 zugeführt, d^r gestrichelt in Fig. 4 eingezeichnet ist Wird der Umschalter 43 an Masse geschaltet, so wird keinerlei Welle ausgesandt Er ist so aufgebaut, daß sein Ausgang 431 zu jedem Zeitpunkt nur mit einem seiner Eingänge verbunden ist Das Umschalten selbst wird durch eine Programmschaltung 44 gesteuert und ist im Inneren des Umschalters durch eine gestrichelte Linie angedeutet Die Programmschaltung 44 ist so ausgelegt, daß sie den Umschalter 43 zeitabhängig, beispielsweise nach dem in der Fig. 3 dargestellten Programm, steuert Die Zeitsignale stammen beispielsweise von der zentralen Frequenzanlage 52, wie es in F i g. 4 dargestellt ist. Dadurch kann man ein sehr stabiles, chronometrisches Eichsignal erhalten, das auf bekannte Art und Weise unterteilt werden kann.

Das Einschalten der Programmschaltung 44 kann ein für alle mal erfolgen und außerdem korrigiert werden durch den Eingang 441, entweder durch manuelle Einwirkung oder durch Anzeigeinstrumente oder eine Überwachungsanlage, die nicht dargestellt ist oder durch Zeitsignale.

Der Ausgang 411 der zentralen Frequenzanlage 52 und der Ausgang 431 des elektronischen Umschalters 43 sind mit getrennten Eingängen eines Sendekreises 45 verbunden, der zwei Verstärker 451 und 452 für das erste kontinuierliche vom Schaltkreis 520 stammende Ortssignal S, bzw. für die zweiten Ortssignale Sy aufweist, wobei letztere durch den Umschalter 43 zeitlich gestaffelt werden. Der Sendekreis 45 weist außerdem einen Mischkreis 454 auf, der gleichzeitig der Antennenanpassung dient, und eine Antenne 455 der die Ausgangssignale der Verstärker 451 und 452 zugeführt werden und die somit sowohl eine kontinuierliche Welle 0, mit der spezifischen Frequenz Fs, als auch wiederholt die zeitgestaffelten Wellen O₀(J=I bis 6) mit den Meßfrequenzen entsprechend vom Schaltkreis 44 gesteuerten Programm aussendet

Bei dem Ausführungsbeispiel nach der Fig. 6 weist der Schaltkreis 454 noch einen weiteren Ausgang auf, dessen Ausgangssignale den abgestrahlten Wellen O₁, Oy proportional sind, beispielsweise mittels eines Kondensators geringer Kapazität.

Der in der F i g. 4 dargestellte Umschaltung 43 und der Sendeteil 45 sind so ausgeführt, daß höchstens eine einzige Meßfrequenz zu jedem Augenblick von einem Sender ausgestrahlt werden kann. Es ist jedoch nach der Erfindung ebenfalls möglich, von den einzelnen Sendern mehrere Meßfrequenzen zugleich aussenden zu lassen. Des weiteren ist es auch möglich, das Sendeprogramm so auszugestalten, daß in den Sendepausen der zeitgestaffelten Welle einer Frequenz und einer Station bestimmte andere Meßfrequenzen zeitgestaffelt ausgesendet werden können.

Wichtig ist einzig und allein für eine Sendekette, daß niemals zwei Sender zur gleichen Zeit eine zeitgestaffelte Welle derselben Meßfrequenz aussenden.

Obwohl in der Fig. 4 der Sendekreis 45 nur eine einzige Antenne aufweist, ist es genauso gut möglich, zwei getrennte Antennen zum Abstrahlen der kontinuierlichen und der zeitgestaffelten Wellen zu verwenden oder auch so viel Antennen als verschiedene Frequenzen gleichzeitig abgestrahlt werden sollen.

Ein Ausführungsbeispiel des Frequenzformers 54 ist in der Fig. 24 dargestellt und wird später beschrieben. Hier sei nur bemerkt, daß er eine sehr stabile Frequenz von 9,6 Mhz fur die Frequenzwerte der Gruppe II und von 5 Mhz für die Werte der Frequenzgruppe I abgibt.

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel einer zentralen Frequenzanlage 521 dargestellt

Um von einer derartigen Anlage eins bestimmte Frequenz mit großer Stabilität zu erhalten, ist es bekannt, einen auf diese Frequenz abgestimmten Oszillator zu verwenden, der von einem sehr stabilen Frequenzgenerator gesteuert wird.

Die vom Oszillator stammende Frequenz muß also mit der vom Frequenzerzeuger stammenden Frequenz

ίο verglichen werden. Am geeignetsten dazu sind Synthesierer, obwohl ihr Ausgangsrauschen im Verhältnis zur Eingangsfrequenz ihren Einsatz in der Funkortung mit einem Bereich von 332 bis 406 kHz praktisch unmöglich macht.

In der französischen Patentschrift 72 27 060 wird eine Anordnung vorgeschlagen zur Änderung von sehr hohen Frequenzen in einem vorgegebenen Bereich sowie von Überlageiungsfrequenzen, die von einem einzelnen sehr stabilen Frequenzerzeuger stammen.

Insbesondere ist dort eine Frequenzänderungsstufe beschrieben, um die Frequenz eines stabilen Frequenzerzeugers derart zu teilen, daß man eine Überlagerungsfrequenz erhält, die ein Mehrfaches der Frequenz/ist Des weiteren ist ein Mischkreis vorgesehen, der das

Eingangssignal mit der Überlagerungsfrequenz mischt. Die Überlagerungsfrequenz wird aus dem zur Verfügung stehenden Frequenzvielfachen derart ausgewählt, daß das Ausgangssignal des Mischkreises eine Frequenz aufweist, die zwischen//2 und/liegt. Die aufeinanderfolgsnden Frequenzvielfachen werden vorzugsweise aus denjenigen ausgesucht, die von 2 bis 6 gehen; sie bilden damit eine Unterfolge der Vielfachfolge 2/, 3/, 4/, 5/, 6/ Dieses soll auch für den folgenden Teil der Beschreibung gelten.

Ein Äquivalent für die Frequenzerzeuger nach der französischen Patentschrift 72 27 060 ist der Frequenzerzeuger 51 und der Frequenzformer 54 nach der Fig. 4. Die Oszillatoren, die die Sendefrequenzen Fs, und Fj erzeugen, müssen dagegen als Äquivalente für die Eingangssignale der Frequenzänderungsstufe der oben erwähnten französischen Patentschrift angesehen werden.

Das von jedem Oszillator gelieferte Ausgangssignal dient gleichzeitig zur Regelung dieses Oszillators.

Dabei ist es günstig, wenn jedes Oszillatorausgangssignale einen eigenen Frequenzänderungskanal durchläuft, um das Mischen zweier Korrekturgrößen zu vermeiden.
Der stabile Frequenzerzeuger F₀ der Kreise 51 und 54

so ist jedoch derselbe für alle Oszillatorausgangssignale. Jede Überlagerungsfrequenz für die Sendefrequenzen zwischen Fs₁ und Fj wird durch Teilung der Frequenz F erhalten. Die Meßfrequenz F₁ wird durch den Schaltkreis 521 (Fig. 4 und 5) erzeugt. Jeder Sender enthält sechs solche Schaltkreise für die Meßfrequenzen F] bis F₆, sowie einen weiteren für die spezielle Frequenz Fs,. Der Wert der ausgestrahlten Frequenzen ist also verschieden für jeden dieser Schaltkreise. Betrachtet man die Gesamtheit der Schaltkreise, so wird die Anwen-

eo dung der in der vorerwähnten französischen Patentschrift beschriebenen Schaltung besonders deutlich. Um jedoch die Beschreibung zu vereinfachen, wird im folgenden nur der Schaltkreis näher beschrieben, der die Meßfrequenz Fi erzeugt.

ei Der vorgegebene Frequenzbereich für das erfindungsgemäße Funkortungssystem reicht von 332 bis 406 kHz. Die obere Frequenzgrenze ist dabei höchstens gleich 6/i und der Wert der Frequenz/, ist der ersten

Frequenzänderungsstufe zugeordnet Das bedeutet, daß die Frequenz /i mindestens gleich 406 : 6 = 67,6 kHz ist. Für das folgende wird ein Frequenzwert/] von 80 kHz angenommen.

Um eine erste Frequenzänderung an jeder beliebigen im vorgegebenen Frequenzbereich von 332 bis 406 kHz liegenden Frequenz vorzunehmen, genügen die Vielfachen 4,5,6 der Frequenz/i, d. h. die Überiagerungsfrequenzen 320,400 und 480 kHz. Am Ausgang der ersten Frequenzänderungsstufe erhält man eine Frequenz, die zwischen 40 und 80 kHz liegt, wenn die Überlagerungsfrequenz aus dem Vielfachen VOnZ₁ ausgewählt wird.

Diese Auswahl ist ebenfalls in der vorerwähnten französischen Patentschrift 72 27 060 beschrieben. Die Überlagerungsfrequenz wird derart ausgewählt, daß sie gleich einem Vielfachen der Frequenz/i ist, die wiederum die obere oder untere Grenze des Frequenzintervalls ist, in dem sich die ausgewählte Frequenz des Eingangssignals befindet, dessen Frequenz im vorgegebenen Bereich geändert werden soll, wobei diese Frequenz des, Eingangssignals In der oberen oder in der unteren Hälfte des Frequenzintervalls sein kann.

Bei der in der Fig. 5 dargestellten Frequenzänderungsstufe 5218 erhält diese ein Eingangssignal von einem regelbaren Oszillator 5215; dieses Eingangssignal hat eine Frequenz, die gleich der Meßfrequenz F₁ ist. Die Überlagerungsfrequenzen werden von der vom Frequenzformer 54 abgegebenen Frequenz F₀ abgeleitet. Diese Frequenz F₀ hat den Wert 9600 kHz. Sie wird dem Zähler-Teiler 52181 der Frequenzänderungsstufe 5218 zugeführt. Am Ausgang des Zähler-Teilers 52 181 erscheint ein Überlagerungssignal H\, welches einer Mischstufe 52 182 zugeführt wird. Bei dem Ausführungsbeispiel II hat die der Mischstufe 52182 zugeführte Frequenz F₁ den Wert 332 kHz. Diese Frequenz liegt in der ersten Hälfte des Intervalls 4/1, 5/1, d. h. 320 kHz, 400 kHz. Der Teilfaktor Ar₁ des Zähler-Teilers 52182 muß also so gewählt werden, daß die Ausgangsfrequenz H_x gleich der unteren Grenze des Intervalls 4/,, 5/, ist, d. h. gleich 40OkHz. Man sieht sofort, daß für andere Sendefrequenzen, d. h. für die anderen Kreise 520, 522 usw. die Überlagerungsfrequenzen gleich einem anderen Vielfachen der Frequenz /i sein können. Die Teilerfaktoren At₁ der ersten Frequenzänderungsstufen können unterschiedlich sein, aber die ihnen zugeordnete Frequenz Z₁ bleibt immer dieselbe. Hat die Frequenz/! also den Wert 80 kHz, so muß man am Ausgang des Schaltkreises 54 über eine Frequenz F₀ verfugen, aus der durch Frequenzteilung die Vielfachen der Ordnung 4, 5, und 6 der Frequenz/ erhalten werden können. Die Frequenz F₀ muß also gleich oder ein Vielfaches des Produktes aus 80 kHz und den kleinsten gemeinsamen mathematischen Vielfachen der Zahlen 4, 5, und 6 sein. Dieses kleinste gemeinsame Vielfache ist im gewählten Beispiel gleich 65. Daraus folgt, daß die Frequenz F₀ gleich oder ein Vielfaches von 4,8 MHz sein muß. Dieses ist genau für den weiter oben angegebenen Wert von F₀, nämlich 9,6 MHz der Fall.

Es ist sofort ersichtlich, daß für irgendeine der zu erzeugenden Frequenzen aus der Gruppe der spezifischen Frequenzen Fs₁ mit bestimmtem / und der Meßfrequenzen Fy (J = 1 bis 6) und für eine Frequenzänderungsstufe 5218 mit einer Überlagerungsfrequenz, die aus den Vielfachen/, = 320,400 und 480 kHz ein Ausgangssignal erhalten wird, dessen Frequenz zwischen 40 und 80 kHz liegt. Auf die Fig. 5 bezogen bedeutet dies, daß die Frequenz des Ausgangssignals der im Schaltkreis 521 enthaltenen Frequenzänderungsstufe 5218 zwischen 40 und 80 kHz liegt Dasselbe gilt natürlich für die Ausgänge der anderen Frequenzänderungsstufen mit denen die anderen Sendefrequenzen erzeugt weiden. Da nun Frequenzen zwischen 40 und 80 kHz von Synthesierero nur mit erheblichem Rauschanteil erzeugt werden können, enthält der Schaltkreis 521 der Fig. 5 eine zweite Frequenzänderungsstufe 5219, die

ίο ebenfalls wie die erste einen Zähler-Teiler 52 ItI, eine Mischstufe 52192 sowie noch ein Filter 52 193 enthält Dieses Filter sorgt dafür, daß nur das Nutzsignal der zweiten Frequenzänderungsstufe zugeführt wird. Bei der Anordnung nach der Fig. 5 tritt eine Spiegelfrequenz nicht auf, da das Eingangssignal aus einer reinen Sinusschwingung besteht Aufgrund des Frequenzbereiches von 40 bis 80 kHz und der Möglichkeiten der Synthesiere sind die zweiten Frequenzänderungsstufen, wie 5219, auf einen Frequenzwert/₂ = 16 kHzabgestimmt, d. h. auf ein Fünftel der oberen Grenzfrequenz von 80 kHz. Andere Werte für die Frequenz/₂ für die zweiten Stufen sind in der französischen Patentschrift 72 27 060 beschrieben, wobei die numerischen Werte der Frequenzbereiche dieselben sind, wie diejenigen in der vorliegenden Erfindung.

Der Teilerfaktor Ar₂ des Zähler-Teilers 52 191 wird so gewählt, daß man die Vielfachen der Ordnung 4 und 5 der Frequenz/ = 16 kHz erhält, d. h. 64 und 80 kHz. Da die Frequenz F₁ = 332 kHz ist und die Überlagerungsfrequenz der ersten Stufe 5218 der Fig. 4 gleich 400-kHz ist, hat das Ausgangssignal der ersten Stufe 5218 eine Frequenz Fi = 68 kHz.

Der Wert der Frequenz /₂, auf die die zweite Frequenzänderungsstufe abgestimmt ist, beträgt 16 kHz, das Vielfache 4/₂ beträgt 64 kHz und das Vielfache 5/₂ beträgt 80 kHz. Die Eingangsfrequenz der zweiten Stufe 5219, die 68 kHz beträgt, liegt also in der unteren Hälfte des Frequenzbereiches 4/, Sf₂. Die Überlagerungsfrequenz der zweiten Stufe 5219 ist damit gleich der oberen Grenzfrequenz 5/₂ dieses Bereiches, d. h. 80 kHz. Der Teilerfaktor Ar₂ der Stufe 52 191 beträgt demnach 120 und die ihm zuzuführende Frequenz F beträgt 9,6 MHz. Das am Ausgang der Stufe 5219 und damit am Ausgang des Filters 52 165 zur Verfügung stehende Signal hat demzufolge eine Frequenz F₁" = 12 kHz. Die Ausgangsfrequenz^n der anderen analogen Stufen liegen zwischen 8 und 16 kHz.

Die Frequenz F" = 12 kHz wird an einen Eingang eines Detektors 5213 angelegt, der beispielsweise ein Phasendetektor ist, zur Detektion der Frequenzdifferenz. An den anderen Eingang des Detektors 5213 wird ein aus der Frequenz F₀ = 9,6 MHz nach Durchlaufen des Synthesierers 5211 und des Zähler-Teilers 5212 gewonnenes Signal angelegt. Ein Synthesierer liefert ein Ausgangssignal, das ein Vielfaches der Ordnung ρ eines Unter-Vielfachen der Ordnung ^seiner Eingangsfrequenz F₀ ist, wobei ρ höchstens gleich K-1 ist und K ein dem Synthesierer eigener Faktor ist. Ein solcher Synthesierer kann auf zweifache Art und Weise arbeiten: entweder mit einem festen ρ oder mit einem numerisch steuerbaren p.

Der Maximalwert der dem Detektor 5213 zugeführten Frequenz F" ist 16 kHz. Der Teilerfaktor N₁ des Zähler-Teilers 5212 wird daher vorzugsweise gleich 600 gewählt, so daß man durch geeignete Einstellung des Synthesierers 5211 aus der Frequenz F₀ = 9,6 MHz eine Frequenz von 16 kHz erhält. Die Frequenz Fi' ist gleich 12 000 Hz. Aus diesem Wert erhält man den einstellba-

ren Wert ρ, des Synthesierers 5211, damit am Ausgang des Zähler-Teilers 5212 eine Frequenz von 12 000 Hz zur Verfugung steht. Der Eigenfaktor K₁ eines Synthesierers 5211 hängt von den Sendefrequenzen Fr, und F_; ab. Im Beispiel II sind die Meßfrequenzen alles Vielfache von 250 Hz, während die spezifischen Frequenzen Fi, alles Vielfache von-^ Hz sind. Daraus ergibt

sich für die Meßfrequenzen ein Faktor K] von ¹⁶^° = 64, während er für die spezifischen Frequenzen gleich 64 · 16 = 1024 ist. Für die Frequenzen des Beispiels I ist der Faktor K₁ sehr viel höher, da die Frequenzen in diesem Fall Vielfache von 0,001 Hz sind.

Das Ausgangssigna! des Detektors 5213 wird über eine Zeitschaltung 5217 dem Oszillator 5213 zugeführt, um dergestalt die Meßfrequenz F₁ an die stabile Frequenz F zu koppeln. Aus dem Ausgangssignal des Oszillators 5215 wird die Meßfrequenz F_{ gewonnen. Jede Meßfrequenz Fi wird vor dem Aussenden durch einen Schaltkreis 531 in ihrer Phase verschoben. Dieser Phasenschieber 531 besteht einfach aus einem +/--Glied, das sich zwischen dem Synthesierer 5211 und dem Zähler-Teiler 5121 befindet und dessen Wirkungsweise vom Teilerfaktor Λ', abhängt. Das Ausgangssignal des Ozillators 5215 wird direkt dem Umschalter 43 als zweites komplexes Signal S₁₁ zugeführt. Dem Eingang des +/- -Gliedes werden die Phasensteuersignale über die Leitung 53 zugeführt. Durch das +/--Glied werden den von einem Frequenzerzeuger stammenden Impulsen entweder Impulse addiert oder subtrahiert, wie es in den F i g. 7 und 9 der französischen Zusatzpatentschrift 20 50 932 zum Hauptpatent 15 86 676 näher beschrieben ist. Der Synthesiererausgang der F i g. 5 entspricht den Linien 36 der F i g. 7 und 9 der vorerwähnten französischen Zusatzpatentschrift.

In der folgenden Tabelle sind die einzelnen Frequenzwerte für das eben beschriebene Beispiel II angegeben. Die Werte der Frequenzen für das Beispiel I unterscheiden sich nur durch andere Werte für/? und K.

kHz	1. Stufe 2. Stufe /ι = 80 kHz /ι = 16 kHz	3. Stufe Synthesierer	AT, Pi	= 600
	4/i 5/, 6/i 4/2 5/> 320 400 480 64 80 kHz kHz kHz kHz kHz		K1 Pi	- 1024 = 653
F0 = 9600	:30 :24 : 20 : 150: 120 N1	K1 Pi	= 64 = 48
405.796 875	* *	K1 Pi	= 64 = 40
F, 332	* *	K1 Pi	= 64 = 32
F1 406	* *	Ki	= 64 = 52
F3 392	* *	K1 P\	= 64 = 43
F4 403	* *		= 64 = 41
F5 405,250	* *
Fb 405,750	* *

In der ersten Spalte dieser Tabelle sind die verschiedenen Sendefrequenzen angegeben, wobei nur eine einzige spezifische Frequenz Fr, von 405,796 875 kHz (ι = 2) aufgeführt ist. Die Werte für die anderen Sender sind daraus leicht abzuleiten, wobei nur der Wert für ρ sich ändert. In der zweiten Spalte ist die Überlagerungsfrequenz angegeben, die ein Vielfaches von/, = 80 kHz ist und aus den drei Möglichkeiten Af₁, Sf₁, 6/,, für die ersten, den verschiedenen Sendefrequenzen zugeordneten Frequenzänderungsstufen ausgewählt wurde. In

ίο der dritten Spalte ist die Überlagerungsfrequenz angegeben, die ein Vielfaches von/₂ = 16 kHz ist und die aus den beiden Möglichkeiten 4/₂,5/₂, für die den Sendefrequenzen zugeordneten zweiten Frequenzänderungsstufen ausgewählt wurde.

In der vierten Spalte sind die Werte für/» der Synthesierer angegeben, deren Ausgänge mit den Detektoren, wie 5213, entsprechend den verschiedenen Sendefrequenzen verbunden sind. Jede vom Synthesierer mit nachgeschaltetem Teiler abgegebene Frequenz kann als Überlagerungsfrequenz einer letzten Frequenzänderungsstufe betrachtet werden, wie sie in der französischen Patentschrift 72 27 060 dargestellt ist.

Die Anordnung nach der Fig. 5 gestattet es, ausgehend von einem einzigen, eine Frequenz F₀ liefernden, Frequenzerzeuger sämtliche Frequenzänderungen für die Steuerung und Regelung der die Sendefrequenzen liefernden Oszillatoren vorzunehmen. Da nun aber auch in dem Schaltkreis 54 außer der Frequenzkorrektur noch eine Phasenkorrektur vorgenommen werden kann, ist es auch möglich, daß sie nur eine der Sendefrequenzen erzeugt, vorzugsweise die spezifische Frequenz Fs,. Für diesen Fall ist in F i g. 4 kein Phasenschieber in der Leitung 411 eingezeichnet. Bei Ausführung des Schaltkreises 520 nach Fig. 5 fallt in diesen Fällen der Phasenschieber 531 weg.

Aus der Tabelle geht deutlich hervor, daß zur Erzeugung von sieben verschiedenen Sendefrequenzen pro Sender außer fünf Frequenzteilern, die die Überlagerungsfrequenzen für sämtliche ersten und zweiten Frequenzänderungsstufen liefern, nur noch sieben Synthesierer und Frequenzteiler erforderlich sind.

Mit den in den Fi g. 4 und 5 dargestellten Schaltungen erhält man Rechtecksignale oder Impulse, deren Anstiegsflanke beispielsweise einem bestimmten Augenblick einer Sinuslinie entspricht. Die Impulsformung und die Filterung dieser Signale, um Sinuswellen von der Antenne abstrahlen zu können, sind ausreichend bekannt und sollen vom Schaltkreis 45 mit ausgeführt werden.

so In F i g. 6 ist eine vorteilhafte Variante des Senders der Fig. 5 dargestellt, wobei gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Der Ausgang des +/--Gliedes 531 ist hier mit dem Zähler-Teiler 5212 über ein zweites +/- -Glied 468 verbunden. Ein zweiter Zähler-Teiler 5212Λ mit dem gleichen Teilerfaktor N₁ ist direkt mit dem Ausgang des +/- -Gliedes 531 verbunden. Die Zähler-Teiler52 181 und 52 191 von Fig. 5 sind links in der Fig. 6 eingezeichnet, während die Mischstufen 52 182 und 52 192, die Filter 52 193 und 52 165 und der Phasendetektor 5213 in einem gestrichelten Kasten rechts in der Fig. 6 eingezeichnet sind. In einem zweiten gestrichelten Kasten in der Mitte der Fig. 6 sind die zum rechten Kasten identischen Teile eingezeichnet, d. h. die Mischstufen 462 und 464, die Filter 463 und 465 und der Phasendetektor 466.

Die Ausgangssignale des Schaltkreises 454 der Fig. 4, die den Wellen O₁ und O_u proportional sind, werden einem Filter 461 zugeführt, welches das Signal O_n mit

der Meßfrequenz F_x herausfiltert. Das von der Antenne kommende Signa! O₁, wird in dem gestrichelt gezeichneten Kasten 46 genauso wie das vom Oszillator 5125 stammende Signal in dem rechts gestrichelt gezeichneten Kasten verarbeitet. Der Phasendetektor 466 weist jedoch noch einen Eingang P auf, der mit der Programmschaltung 44 verbunden ist, und sein Ausgang ist mit einer Schaltung 467 verbunden, welche das +/- -Glied 468 derart steuert, daß der festgestellte Phasenunterschied annuliert wird. Für das vom Schaltkreis 520 stammende Signal O, gibt es keinen eventuell gesperrten Phasendetektor. Es ist sogar möglich, die Frequenzänderung für die von dem Frequenzerzeuger 5205 stammenden Signale gänzlich zu unterlassen.

Wird keine Welle O_n ausgestrahlt, so sperrt die Programmschaltung 44 den Phasendetektor 466 und das +/- -Glied 468 läßt ein unverändertes Signal hindurch, so daß der Schaltkreis nach Fig. 6 genau wie der nach der Fig. 5 arbeitet. Wird jedoch eine Welle 0,, zeitgestaffelt ausgestrahlt, so wirken die im gestrichelten Kasten 46 eingezeichneten Kreise über das +/--Glied 468 auf den Oszillator 5215 derart ein, daß die Welle O_n von der vom Schaltkreis 54 stammenden Frequenz F direkt geregelt wird. Einzige Bedingung dabei ist ein am Phasendetektor 466 konstant anliegender Phasenunterschied.

Die Anordnung nach der Fig. 6 gestattet es, die Restinstabilitäten der Sendefrequenzen im Verhältnis zu der am Ausgang des Frequenzformers 54 erscheinenden Frequenz F, und die insbesonders von den Umschaltvorgängen herrühren, fast ganz zu beseitigen. Die den We'len 0, und O_u zugeordneten Signale können natürlich auch auf andere Art und Weise hergestellt werden, beispielsweise mittels einer Hilfsantenne, die in der Nähe der Hauptantenne des Schaltkreises 454 angeordnet ist.

Der in den Fig. 4 und 5 dargestellte Sender enthält einen Frequenzformer 54 sowie Phasenschieber, wie z. B 531 und 532. Die Erfindung erstreckt sich jedoch auch auf Sender, die nur einen einzigen freien Oszillator 51 aufweisen, ohne Frequenzformer oder Phasenschieber. Des weiteren ist es erfindungsgemäß auch möglich, einen Sender herzustellen, der zwar einen Frequenzformer 54 aufweist, aber keinerlei Phasenschieber. Von der gewählten Variante hängen die Anforderungen an die Stabilität des freien Oszillators 51 sowie auch die Arbeitsweise der Überwachungsstationen R (F i g. 1) ab. Im Falle eines (nicht dargestellten) Senders, der weder Frequenzformer noch Phasenschieber aufweist, werden die Meßfrequenzen direkt von der zentralen Frequenzartlage zur Verfügung gestellt. Jede Überwachungsstation empfängt dann mindestens die zeitgestaffelten Wellen von mehreren Sendern und gibt durch Wiederausstrahlung die Informationen über die relativen Phasen dieser zeitgestaffelt empfangenen Wellen Ο_ύ für jede Meßfrequenz wieder ab. Sind die Überwachungsstationen in Bezug auf die Sender fest angeordnet, so tritt zwischen den einzelnen Phasen kein Dopplereffekt auf und die Phasenmessungen dienen zur Kontrolle der Stabilität der Oszillatoren der Sender und eventuell der Ermittlung von Störungen in der Wellenausbreitung. Die Referenzinformationen über die Phasenbeziehung können auf jede geeignete Art ermittelt werden, wobei die geografische Reichweite gleich derjenigen der betroffenen Sender ist

Unter diesen Bedingungen hängen die Anforderungen an die Stabilität des freien Oszillators jedes Senders hauptsächlich von der Periode des Sendeprogramms der zeitgestaffelten Wellen unter Berücksichtigung der zur Ortsbestimmung erforderlichen Präzision ab.

In dem (ebenfalls nicht dargestellten) Fall, wo nur ein Frequenzformer 54 anwesend ist, sind die Anforderungen an die Stabilität des Frequenzerzeugers 51 im Hinblick auf die Frequenzkorrektur geringer. Hat der Schaltkreis 54 einmal die Frequenzformung durchgeführt, so können die spezifischen Frequenzen und die Meßfrequenzen genau wie im vorhergehenden Fall

ίο betrachtet werden. Das Behandeln der Informationen über die Phasenbeziehungen durch die Überwachungsstationen erfolgt wie im oben beschriebenen Fall.

In dem Fall jedoch, in dem die Sender sowohl Frequenzformer 54 als auch Phasenschieber 531 und 536 aufweisen, führen die Überwachungsstationen R Frequenzvergleichsmessungen an den kontinuierlichen Wellen O, mit den spezifischen Frequenzen aus, sowie Messungen über die Phasenunterschiede zwischen den zeitgestaffelt ausgesandten Wellen O₀ mit den Meßfrequenzen Fj, die von den verschiedenen Sendern E₁ (A, B, Cin Fig. 1) stammen. Zu diesem Zweck sind die Überwachungsstationen mit erfindungsgemäßen Empfängern versehen, die im nachstehenden beschrieben werden.

Die Steuerung des Frequenzformers 54 erfolgt über die Leitungen 55 der Fig. 1. Die Korrekturgröße wird aus dem Vergleich der spezifischen Frequenzen oder der Meßfrequenzen der Sender untereinander ermittelt oder mit Hilfe eines Frequenznormals, das neben jeder

Überwachungsstation angeordnet ist oder aus dem Verhältnis des Mittelwertes mehrerer abgestrahlter reeller Frequenzen oder aber aus einem geeigneten Vergleich verschiedener Informationen. Die Steuerung des Frequenzformers muß dabei derart erfolgen, daß das Verhältnis zwischen den Ist-Werten und den Nenn-Werten für jede spezifische Frequenz dasselbe für alle Sendestationen der Kette ist. Ausgehend von den Messungen der Phasendifferenzen erfolgt die Steuerung der Phasenschieber 531 bis 536 jedes Senders zur Erzeugung fester Phasenbeziehungen über die Leitungen 53 der Fig. 1 entweder derart, daß einer der Sender als Eichsender betrachtet wird, oder derart, daß den Überwachungsstationen eine Referenzschaltung zugeordnet ist oder auf andere bekannte Art und Weise. Der Vorteil dieses Meßverfahrens ist, daß die Informationen über die Referenzphasen nicht weiter übermittelt werden müssen, ohne daß deshalb die Stabilitätsanforderungen erhöht werden müssen.
Es wurde gefunden, daß für diesen Fall ein freier

Oszillator 51 mit einer Stabilität von 10"⁸ befriedigende Resultate liefert. Betrachtet man erneut die in der letzten Tabelle für das Beispiel II angegebenen Meßfrequenzen, so sieht man, daß vier reine Frequenzen und ein Frequenzband von 250 Hz, das zwischen 405,750 und 406 kHz liegt, angegeben sind. Wie später gezeigt werden wird, ermöglicht der Empfang der Dauerwellen eine Verringerung der empfangsseitigen Bandbreiten für die zeitgestaffelten Wellen. Bei Frequenzen von der Größenordnung von 400 kHz beträgt die erforderliche Bandbreite weniger als 0,1 Hz.

Diese geringen Bandbreiten bewirken wiederum, daß man mit Sendeleistungen von weniger als 1 Watt auskommt, um auf See Reichweiten von 400 km bei Nacht und 800 km bei Tag zu ermöglichen. Die Sender werden dabei vorzugsweise entlang der Küste aufgestellt, wobei die Entfernung zwischen benachbarten Sendern zwischen 100 und 300 km beträgt
Die aus der Frequenzdifferenz F₂ und F₆ resultierende

MindestempFindlichkeit entspricht einer Frequenz von 250 Hz nach Beispiel II und damit einer Wellenlänge von 1200 km. Um die Mehrdeutigkeit zu beseitigen, muß die der Mindestempfindlichkeit entsprechende Wellenlänge wenigstens gleich der doppelten Entfernung zwischen beiden empfangenen Sendern sein, also mindestens 600 km betragen. Die weiter oben angegebenen Werte für die Meßfrequenzen sind also ausreichend, um die Mehrdeutigkeit völlig zu beseitigen. Wie oben ausgeführt, beträgt das Frequenzband für zwei benachbarte spezifische Frequenzen 14 Hz und das empfangsseitige Frequenzband weniger als 0,1 Hz. Die oben beschriebene Anordnung zur Funkortung kann auch dahingehend verändert werden, daß durch proportioneile Änderungen sämtlicher ausgestrahlter Frequenzen man auf Abstände von ungefähr 3 Hz kommt. Dazu genügt es, im Empfänger den Schaltkreis 54, von dem alle Frequenzen ausgehen, zu ändern.

Im folgenden wird der in Fig. 7 schematisch dargestellte Empfänger näher beschrieben. Dieser Empfänger weist zum Empfang der kontinuierlich ausgesandten Wellen folgende Bauteile auf: einen ersten Generatorkreis 61 zur kontinuierlichen Erzeugung von /V erste komplexen Ortssignale S'_k mit komplexen Frequenzen Fs& deren Nennwerte gleich denen der spezifischen Frequenzen Fs_k sind und der Mittel zur Veränderung der reellen Frequenz Fs_k eines jeden ersten komplexen Ortssignals enthält; einen ersten Synchron-Empfangskreis 62, der die kontinuierlichen Wellen O_k mit den spezifischen Frequenzen Fs_k mittels der entsprechenden ersten Ortssignale empfängt und ein Ausgangssignal R'_k als Funktion des Residuums der spezifischen Frequenz abgibt; einen ersten, Frequenzregelkreis 63 dem die Ausgangssignale des ersten Synchron-Empfangskreises zugeführt werden und der mit den Mitteln zur Frequenzänderung eines jeden ersten komplexen Ortssignals S'_k verbunden ist, um so die reellen Frequenzen F's_k dieser ersten komplexen Ortssignale derart abzustimmen, daß sie gleich den reellen Frequenzen Fs_k der entsprechenden kontinuierlichen Wellen O_k zum Zeitpunkt des Empfangs sind.

Diese Schaltkreise empfangen also die Dauerwellen O_k mit den spezifischen Frequenzen Fs_k- Es wird dabei vorausgesetzt, daß jeder Empfänger in der Lage ist, eine Anzahl N spezifischer Frequenzen Fs_k aus den zur Verfügung stehenden N spezifischen Frequenzen zu verarbeiten, wobei es gleichgültig ist, welche der spezifischen Frequenzen ausgewählt werden. Der im folgenden beschriebene Empfänger ist in der Lage, N¹ bestimmte spezifische Frequenzen zu verarbeiten.

Für den Empfang der zeitgestaffelten Wellen weist der Empfänger folgende Bauteile auf:
einen zweiten Generatorkreis 64, der mit dem ersten Generatorkreis verbunden und in Abhängigkeit eines jeden ersten komplexen Ortssignals S'_k eine Anzahl ti, die zwischen 1 und «liegt, zweite komplexe Ortssignale S¹Ia_n kontinuierlich erzeugt, mit den komplexen Frequenzen F_11n, deren Nennwerte gleich denen der ή Meßfrequenzen F_m sind, wobei jede Frequenz F^ so geregelt wird, daß sie proportional zur Frequenz F's_k ist, die wiederum von den ersten komplexen Ortssignalen S'_k abhängt und wobei der Proportionalitätsfaktor gleich dem Verhältnis zwischen den Nennwerten der Meßfrequenz F_m und der spezifischen Frequenz Fs_k ist und der noch Mittel enthält, um die Phasen eines jeden zweiten komplexen Ortssignals S'^ zu ändern;
eine Programmschaltung 65, die Steuersignale P₁^_n in Abhängigkeit der empfangenen zeitgestaffelten Wellen 0^_n abgibt, wobei jedes Steuersignal während des Aussendens der jeweiligen zeitgestaffelten Wellen abgegeben wird;
einen zweiten Synchron-Empfangskreis 66, der mit der Programmschaltung 65 verbunden ist, und der so ausgestaltet ist, daß er die beiden zeitgestaffelten Wellen Oton mittels der entsprechenden zweiten Ortssignale S¹^₁ unter Ansteuerung durch das Steuersignal P^ synchron empfängt und ein Ausgangssignal als Funktion des

ίο Residuums der Phase abgibt;

einen zweiten, Phasenregelkreis 67 dem die Ausgangssignale Ä'_to, des zweiten Synchron-Empfangskreises zugeführt werden und der mit den Mitteln zur Veränderung der Phase derart verbunden ist, daß die Phasen der

ι' zweiten komplexen Ortssignale S^_n so geregelt werden können, daß sie bis auf eine Konstante gleich den Phasen der entsprechenden zeitgestaffelten Wellen O^,, zum Zeitpunkt des Empfanges sind.
Die zeitgestaffelten Wellen O_to, gehören jede zu einem Sender mit einer spezifischen Frequenz Fs_k. Die Programmschaltung ist erforderlich, um diese Zuordnung bei der Weiterverarbeitung der empfangenen Wellen im Empfänger zu gewährleisten. Vorzugsweise enthält der Empfänger einen Schaltkreis 68, mit dem die Phasen der zweiten komplexen Ortssignale S^₁ gemessen werden können. In den Phasenwerten dieser zweiten Ortssignale sind mehrdeutige Informationen über die hyperbolischen Positionslinien des Empfängers im Verhältnis zu den Sendern enthalten.

so Die Informationen über die relativen Entfernungsänderungen werden aus den ersten Ortssignalen S'_k im Schaltkreis 69 der Fig. 7 gewonnen.

Anordnungen zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit, die außerdem Informationen über die errechnete Position liefern, werden später beschrieben.

Der Schaltkreis 69 liefert kontinuierlich Informationen über die Positionslinien aufgrund einer Integration über die ersten Ortssignale S'_k. Diese Informationswerte werden periodisch z. B. im Schaltkreis 68 mit den Werten verglichen, die von den gemessenen Phasen errechnet werden. Die Ausgangssignale des Schaltkreises 69 werden dahingehend korrigiert, daß ihre Abweichung von den errechneten Werten verschwindet, und zwar mit einer entsprechenden Zeitkonstante. Es sei hier noch angemerkt, daß in allen noch zu beschreibenden Ausführungsbeispielen zum Synchronempfang Frequenzänderungen vorgenommen werden. Im nun folgenden Beispiel sind die Frequenzen Fi₁-und /Jaus dem Beispiel I ausgewählt.

Jedes der ersten und zweiten komplexen Ortssignale S', deren Frequenzen durch die Veränderliche F bezeichnet wird, enthält eine komplexe Komponente G der Nennfrequenz (l-x)fund eine einfache Komponente g' der Nennfrequenz xF, wobei der Koeffizient χ der gleiche für sämtliche Signale ist. Wird nur eine einzige Frequenzänderung ausgeführt, so enthält die komplexe Komponente G nur einen einzigen Signalanteil. Der Wert des Koeffizienten χ ist sehr viel kleiner als 1 und beträgt z. B. 10"⁵.

Die einfachen Komponenten g' (oder xF) der ersten und zweiten komplexen Ortssignale weisen daher die gleichen Beziehungen zueinander auf wie die komplexen Frequenzen selbst. Bei dem in Fig; 8 dargestellten Prinzipschema eines erfindungsgemäßen Empfängers ist mit 7220 ein erster Frequenzerzeuger bezeichnet, sowie mit 7710, 7810 und 7910 drei weitere Frequenzerzeuger, deren jeder beispielsweise aus einem Quarzoszillator besteht. Die Antenne 71 des Empfängers ist

mit dem Frequenzänderungskreis 72 verbunden, derauf die Frequenzen aller empfangenen Wellen einwirkt, d. h. sowohl auf die kontinuierlichen Wellen O_k mit den ausgewählten spezifischen Frequenzen Fs_k und die wiederholt ausgesandten zeitgestaffelten Wellen Q₁^_n mit den ausgewählten Meßfrequenzen F_n. Die komplexen Komponenten G_k und G^_n werden aus der Frequenz des Frequenzerzeugers 7220 mittels des Frequenzänderungskreises 72 erzeugt. Für die Dauerwellen O_tmit den spezifischen Frequenzen Fs_k sind in der Fi g. 8 drei Frequenzänderungskanäle 7271 und 7273 vorgesehen, wobei für kdie Werte 5,6 und 9 angenommen wurden. Den Frequenzänderungskanälen werden also die Wellen O₅, O₆ und O₉ zugeführt, sowie das Ausgangssignal des Frequenzerzeugers 7220, um die Überlagerungsfrequenzen G'_k zu erzeugen. Die Auswahl der Wellen O₅, O₆, O) erfolgt in der Praxis durch Filterung innerhalb der Frequenzänderungskanäle. Die Ausgangssignale /₅, /₆ und/₉ werden über die Leitungen 721 bis 723 abgegeben.

Die von der Antenne 71 empfangenen zeitgestaffelten Wellen O_10n mit den Meßfrequenzen F_m werden nicht nach ihrer spezifischen Frequenz Fs_k unterschieden und im folgenden mit den Bezeichnungen O_k\ bis O_kb versehen. Für diese letzteren Wellen enthält der Schaltkreis 72 Frequenzänderungskanäle 7274 bis 7279, wobei die Trennung nach dem Index m innerhalb der Kanäle ausgeführt wird. Jedem dieser Kanäle wird das Ausgangssignal des Frequenzerzeugers 7220 zugeführt, um so Uberlagerungsfrequenzen G¹^_n zu erzeugen. An den Ausgängen 724 bis 729 stehen die Ausgangssignale fk\ bis A₆ zur Verfugung. Die Programmschaltung 73 weist einen Eingang für hochfrequente Zeitsignale auf, die beispielsweise vom Frequenzerzeuger 7226 stammen, sowie einen extra Eingang //für die Zeitsynchronisation des Programms und einen Eingang E für die ausgewählten Sender und damit für die spezifischen Frequenzen. Die Programmschaltung 73 besitzt mehrere Ausgangsleitungen P, die sowohl den spezifischen Frequenzen als auch den Meßfrequenzen zugeordnet sind und die mit den einzelnen Phasendetektoren verbunden sind, um ihnen die Steuersignale P_10n zuzuführen. Die vom Schaltkreis 72 stammenden Ausgangssignale fs, ft,, /9 werden den Regelkreisen 77, 78 und 79 zugeführt, wobei jeder Regelkreis auch die Signale/_to des Schaltkreises 72 empfangt. Diese Signale stehen auf ver-. schiedenen Leitungen entsprechend dem Index m zur .Verfügung, sind jedoch nichtnach dem Index ^.unterschieden. Jeder Regelkreis, der einer spezifischen Frequenz zugeordnet ist, führt die erste, Frequenzregelung und die zweite. Phasenregelung entsprechend aus. Aus diesem Grunde, sind auch die Leitungen 724 bis 729 zu jedem der Regelkreise 77 bis 79 geführt, während von den Leitungen 721 bis 723 nur jeweils eine zu einem Regelkreis geführt ist.

Die Regelkreise 77 bis 79 haben folgende Aufgaben: eine erste Frequenzregelung mittels der einfachen Komponente G_k von einem der ersten Ortssignale S'_k für eine Synchrondetektion des Signals f_k:
eine weitere Phasenregelung mittels der einfachen Komponente g'^ (k fest, m veränderlich) der zweiten Ortssignale S¹^₁ des gleichen Index k zur Synchrondetektion der entsprechenden Signale J_10n mit Hilfe der Programmsignale P^.

Die Programmschaltung 73 ist derart ausgelegt, daß sie für jede zu einer spezifischen Frequenz gehörenden zeitgestaffelten Welle O_10n ein Steuersignal P_13n liefert und zwar genau zu der Zeit, während der die zeitgestaffeite Welle O_0n ausgesandt wird. Jedes Steuersignal ist gegenüber dem Sendebeginn der Welle O^ zeitlich verzögert, um den Einschaltzeiten der Empfangselektronik Rechnung zu tragen, sowie möglichen Programmver-Schiebungen. Die Programmschaltung weist drei Gruppen von Ausgängen auf:

eine Gruppe 74 mit den Ausgängen 744 bis 749, die mit dem Regelkreis 77 verbunden sind, eine Gruppe 75 mit den Ausgängen 754 bis 759, die mit dem Regelkreis 78

ίο verbunden sind und eine Gruppe 76 mit den Ausgängen 764 bis 769, die mit dem Regelkreis 79 verbunden sind.

Die Regelkreise 77,78 und 79 der F i g. 8 weisen jeder

einen zweiten Frequenzerzeuger auf, 7710, 7810 und 7910, deren jeder auf eine bestimmte spezifische Frequenzfifr abgestimmt ist und die die einfachen Komponenten g'_k eines ersten komplexen Ortssignals S'_k sowie die einfachen Komponenten g'^ der zweiten komplexen Ortssignale S^_n, die zur selben spezifischen Frequenz Fs_k gehören, erzeugen. Da die drei Schaltungen 77, 78, 79 identisch sind, wird im folgenden nur die Schaltung 77 näher beschrieben.

Der im Regelkreis 77 enthaltene Frequenzerzeuger 7710 gibt über die Leitung 770 sein Signal in den Synchrondetektor 7780. In diesem Detektorkanal wird die einfache Komponente g'_s des ersten Ortssignals S₅, das zur spezifischen Frequenz Fs₅ gehört, gebildet. Außerdem wird dem Detektorkanal über die Leitung 721 das Signal/s zugeführt, das nach Frequenzänderung aus der Dauerwelle O₅ mit der spezifischen Frequenz Fs₅

jo stammt.

Das Ausgangssignal R₅ des Kanals 7780 wirkt auf den

4..* zweiten Frequenzerzeuger 7710 kontinuierlich derart ein, daß die Komponente g'_s genau dieselbe Frequenz wie das Signal/₅ hat. Die Frequenzformung des ersten komplexen Signals S₅, das die im Frequenzänderungskanal 7271 gebildete komplexe Komponente G₅ enthält, sowie die im Detektionskanal 7780 gebildete einfache Komponente g₅ enthält, erfolgt also im Empfangskanal als Funktion der kontinuierlichen Welle O₅.

Auch die Meßfrequenzen F₁ bis F₆ der empfangenen Wellen O* ι bis O_ko werden mittels der vom ersten Frequenzerzeuger 7220 abgeleiteten Überlagerungsfrequenzen verändert. Die Frequenzen der komplexen Komponenten G^ (m = 1 bis 6) der entsprechenden zweiten komplexen Ortssignale stehen also in einem durch eine rationale Zahl definierten Verhältnis zu den J.Frequenzen der komplexen Komponenten Gi- Wird die

^jdürch den Koeffizienten χ ausgedrückte Proportionalität in allen Regelkreisen 77 bis 79 eingehalten, und zwar

so sowohl für die Komponenten gi als auch für die Komponenten g'kn der zweiten komplexen Ortssignale S'^ in Abhängigkeit der zeitgestaffeiten Wellen Ok_n, sobald die Frequenzformung des Ausgangssignals des der entsprechenden spezifischen Frequenz Fs_k zugeordneten zweiten Frequenzerzeugers in Abhängigkeit der kontinuierlichen Wellen O_k erfolgt.

Im Zusammenhang mit der Fig. 8, die den Empfang der zeitgestaffelten Wellen O_5m mit den Meßfrequenzen F_m (m = 1 bis 6) darstellt, wird nun das Verarbeiten der Welle O_Sj näher beschrieben. Der zweite Frequenzerzeuger 7710 ist über die Leitung 77Θ sowohl mit dem Synchrondetektor verbunden als auch mit dem Phasenregelkreis 7781, dem die Meßfrequenz F, und die zeitgestaffelte Welle Osi zugeordnet sind und in dem die Komponente g'_$i gebildet wird. Die zeitliche Steuerung erfolgt dabei mittels der von der Programmschaltung 73 stammenden und über die Leitung 744 übermittelten Signale Ρ_5Λ derart, daß bei Eintreffen beispielsweise des

Signals Ai am Phasenregelkrei¹; über die Leitung 724 gleichzeitig das Signal /₅₁ der Welle O₅J eintrifft Die daraufhin am Ausgang 771 des Phasenregelkreises 7781 erscheinende Komponente g!_3i ist also in ihrer Phase auf das Signal f_Sj abgestimmt. Die Signaldauer des Signals P₅₁ ist vorteiihafterweise kleiner als die Signaldauer des Signals f₅j, um Einflüsse der Einschaltzeit zu vermeiden und die Zeitsynchronisation zu verbessern.

Solange dem Phasenregelkreis kein neues Steuersignal über die Leitung 744 zugeführt wird, erfolgt die Phasenregelung nach dem letzten Wert und das über die Leitung 771 abgegebene Ausgangssignal wird nur noch durch den zweiten Frequenzerzeuger 771 gesteuert und zwar in Abhängigkeit von den Frequenzänderungen der kontinuierlichen Welle O₅, die vom selben Sender E₅ wie die zeitgestaffelte Welle O₅, stammt. Das bedeutet, daß man auf der Leitung 771 ein kontinuierliches Signal erhält mit denselben Ortungsinformationen, wie sie die Welle O_5-I enthalten würde, wenn sie kontinuierlich ausgestrahlt würde.

Die Frequenzformung des zweiten komplexen Signals S'_SJ erfolgt kontinuierlich durch den zweiten Frequenzerzeuger 7710. Eine periodische Kontrolle und eventuell notwendige Phasenregelung in Abhängigkeit von der Welle O_5-1 erfolgt mittels des Empfangskanals, der aus dem Frequenzänderungskanal 7274 und dem Detektionskanal 7781 besteht.

Die Wirkungsweise der Schaltkreise 7782 bis 7786 ist genau dieselbe wie die für den Kreis 7781 beschriebene und zwar für die Wellen O_5-2 bis O₅₆ und die Steuersignale F₅ 2 bis P_{5 6}, die ihnen über die Leitungen 745 bis 749 zugeführt werden. Ihre Ausgangsleitungen sind mit 772 bis 776 bezeichnet. Auch die Wirkungsweise der Regelkreise 78 und 79 ist genau dieselbe wie die für den Regelkreis 77 beschriebene, jedoch sind ihnen zwei andere spezifische Frequenzen zugeordnet, die in der Fig. 8 mit dem Index A = 6 und k=9 bezeichnet sind.

Bei der Anordnung nach der Fig. 8 werden die komplexen Komponenten G'_k\ der komplexen Ortssignale S'_k] unabhängig vom Index k erzeugt. Die Unterscheidung der zeitgestaffelten Welle 0_k\ nach den Index k erfolgt erst im Detektionskanal und im Phasenregelkreis. Da die Frequenzwandlungen allen zur selben Meßfrequenz F_m gehörenden zeitgestaffelten Wellen O_10n gemeinsam sind, so ist der direkte Phasenvergleich der Komponenten g'^, an den Ausgängen des Synchrondetektors und des Phasenreglers identisch mit einer Messung des Phasenunterschiedes zwischen den Wellen Ot_3n zum Zeitpunkt des Eintreffens am Empfangsort, wenn sie kontinuierlich ausgestrahlt würden, und we.in es möglich wäre, sie nach dem Index m zu trennen.

Die ersten und zweiten Generatorkreise weisen gemeinsame Bauteile auf, insbesondere den ersten Frequenzerzeuger 7220 und die zweiten Frequenzerzeuger, z. B. 7710. Jedes erste Ortssignal S'_k weist eine vom ersten Erzeuger 7220 stammende hochfrequente Komponente G'_k auf, sowie eine von einem der zweiten Erzeuger, z. B. 7710, stammende niederfrequente Komponente g',,. Jedes zweite Ortssignal S'^ enthält eine hochfrequente Komponente C^_n, die vom Frequenzerzeuger 7210 stammt und unabhängig von der spezifischen Frequenz Fs_k und damit vom Index k ist, sowie eine niederfrequente Komponente g'_h die von einem der zweiten Frequenzerzeuger, wie z. B. 7710, stammt und in Abhängigkeit von einer der spezifischen Frequenzen Fs_k gebildet wird.

In den Fig. 9 und 10 sind der Frequenzänderungskanal 7271 und der ihm zugeordnete Detektionskanal 7780 näher erläutert.

Der Schaltkreis 72 enthält den Frequenzerzeuger 7220, der vorteilhafterweise aus einem Quarzoszillator besteht und entweder Rechtecksignale abgibt oder Impulse, deren Abstiegsflanke beispielsweise einem bestimmten Zeitpunkt einer Sinusschwingung entspricht Mit dem in Fig. 9 dargestellten Auisführungsbeispiel werden mehrere Frequenzwandlungen ausgeführt Das Ausgangssignal des Frequenzerzeugers

Ό 7220 wird in den drei Zähler-Teilerkreisen 7231Λ, 72315 und 7231 Cdrei Frequenzteilungen unterworfen. Das Ausgangssignal eines jeden Zähler-Teilerkreises ist eine einfache Komponente der hochfrequenten komplexen Komponente G₅ des ersten komplexen Signals S₅. Die Welle O₅ wird im Schaltkreis 7241 gefiltert, dann im Schaltkreis 7251 A mit der vom Zähler-Teilerkreis 7231Λ stammenden, hochfrequenten einfachen Komponente gemischt, im Schaltkreis 7241 ein zweites Mal gefiltert, mit der vom Zähler-Teiierkreis 7231B stammenden, einfachen Komponente ein zweites Mal im Mischkreis 7251B gemischt, im Schaltkreis 72415 noch einmal gefiltert, mit der vom Zähler-Teilerkreis 7231 C stammenden Komponente ein drittes Mal im Schaltkreis 7251 B gem-seht und liefert nach einer letzten FiI-terung im Schaltkreis 7216 das Ausgangssignal/₅ auf der Ausgangsleitung 721. Vorzugsweise ist der Schaltkreis 7261 gleichzeitig als Abschneidestufe ausgebildet, so daß das Signal/₅ ein Rechtecksignal ist.

Aus Fig. 9 ist deutlich sichtbar, daß die komplexe Komponente G₅ aus drei einfachen Komponenten zusammengesetzt ist, die von den Schaltungen 7231Λ bis 7231C stammen. Frequenz und Phase der komplexen Komponente G₅ sind beide gleich den algebraischen Summen der Frequenzen und der Phasen der einfachen Komponenten, wobei das Vorzeichen von der Art der Frequenzänderung abhängt. Die Signalformungen der von den Zähler-Teilcrkreisen abgegebenen Signale wird als bekannt angesehen und braucht hier nicht näher erläutert zu werden.

to Einer der Zähler-Teilerkreise, beispielsweise 7231C in F i g. 9, besitzt einen von den ausgewählten Sendern E gesteuerten Zählmodul, dessen Ansteuerung ebenfalls als bekannt vorausgesetzt wird.

Das Signal /₅ wird über die Leitung 721 dem Synchrondetektor 7780 zugeführt, der mit dem zweiten Frequenzerzeuger 7710 des Regelkreises 77 verbunden ist. Auch der zweite Frequenzerzeuger 7710 kann beispielsweise einen Quarzoszillator aufweisen und liefert dieselben Ausgangssignale wie der erste Frequenzerzeuger 7220.

Das Ausgangssignal des zweiten Frequenzerzeugers 7710 in Fig. 10 wird durch einen Zähler-Teilerkreis 7741 derart geteilt, daß man die Komponente g₅ des ersten Ortssignals S₅ erhält. Die Komponente g₅ und das Signal f₅ werden dem Synchrondetektor 7745 zugeführt, der ein kontinuierliches Ausgangssignal als Funktion des Residuums der spezifischen Frequenz R₅ liefert, mit dem die Frequenz des Frequenzerzeugers 7710 derart geregelt wird, daß die Frequenz der Komponente g'₅ gleich derjenigen des Signals/₅ ist. Dann ist aber das Ausgangssignal des Frequenzerzeugers 7710 eine Funktion der Komponente g'_s und des Teilungsfaktors des Zähler-Teilers 7741. Dieses Signal steht auf der Leitung 770 zur Verfugung und dient einerseits zum ErzeugenderKomponenteng₅,„(m = 1 bis6)derzurgleichen spezifischen Frequenz gehörenden zweiten Ortssignale, andererseits wird es dem Schaltkreis 69 zugeführt.
Im folgenden werden einige Zahlenwerle für das Bei-

spiel I gegeben. Der Wert der spezifischen Frequenz Fs₅ beträgt 405,918 156 kHz. Der Frequenzerzeuger 722« liefert eine Frequenz von 5 MHz bei einer Stabilität von mindestens 10~⁹. Die Teilerfaktoren der Zähler-Teiler 7231Λ bis 7231C betragen 14,114 bzw. 1018. Die damit von ihnen erhaltenen Frequenzen betragen demnach 357,142 857 kHz, 43,859 649 kHz und 4,911 591 kHz. Die Summe der drei Frequenzen beträgt 405,914 097 kHz und ist gleich der Frequenz der komplexen Komponenten G₅. Damit ergibt sich die Frequenz des Signals /₅ zu 405 918,156-405 914,097 = 4,059 Hz. Der zweite Frequenzerzeuger 7710, dessen Frequenz analog im Schaltkreis 7741 geteilt wird, liefert eine Komponente g'₅ mit der Frequenz 4,059 Hz. Der Wert des Koeffizienten λ- beträgt 10~⁵. Der Synchrondetektor 7745 steuert den Frequenzerzeuger 7710 derart, daß das Signal/5^unc* die Komponente g'_s genau die gleichen Frequenzen aufweisen.

Der Synchrondetektor 7745 ist vorzugsweise ein Phasendetektor. Trotzdem wird die Frequenz des zweiten Frequenzerzeugers 7710 mittels des Residuums R'_s derart gesteuert, daß das aus der komplexen Komponenten G₅ und aus der Komponenten g₅ bestehende erste Ortssignal S₅ gleiche Frequenz und Phase aufweist wie die kontinuierliche Welle E₅ im Augenblick des Empfangs. Aus diesem Grunde wird auch das Residuum R's Residuum der spezifischen Frequenz genannt. Der Teilerfaktor des Zähler-Teilerkreises 7231C ist veränderlich und zwar zwischen den Werten 1000 und 1033 und zwar in Abhängigkeit von den ausgewählten Sendern E und damit von den ausgewählten spezifischen Frequenzen.

Jeder zweite Frequenzerzeuger, z. B. 7710, muß zu relativen Änderungen von 10~³ um seinen Nennwert fähig sein, wenn man eine Geschwindigkeit des Empfängers von 3 m/sec in Richtung des Senders in Rechnung stellen will. Bei einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen von 3 · lü^s m/sec beträgt der Dopplereffekt für die Ortssignale 10"⁸ und damit 10~³ für die Komponenten bei einem Koeffizienten χ von 10"⁵. Der Teilerfaktor des Zähler-Teilerkreises 7741 soll proportional zur Wellenlänge Li₅ der entsprechenden spezifischen Frequenz Fs₅ gewählt werden, vorzugsweise als Zehnerpotenz der Meßeinheit der Wellenlänge.

Der Teilerfaktor braucht nur bis auf einen Wert von 10~³ angenähert zu werden, da bei einer Sendefolge von fünf Minuten und einer Geschwindigkeit von 3 m/sec der entsprechende Fehler bei einer zurückgelegten Strecke von 1000 m nur in der Größenordnung von einem Meter liegt. Aus diesem Grunde ist es auch möglich, für alle Zähler-Teilerkreise, z. B. 7741, denselben Teilerfaktor zu verwenden, da die spezifischen Frequenzen innerhalb einer Grenze von 3 · 10~⁴ denselben Wert haben.

In Fig. 11 ist der Frequenzänderungskanal 7274 dargestellt, der drei Frequenzteiler für das Ausgangssignal des ersten Frequenzerzeugers 7220 aufweist. Der Kanal ist ähnlich wie der in Fig. 10 beschriebene Kanal aufgebaut, mit Ausnahme des Zähler-Teilerkreises 7734 C, der keinen Steuerausgang für die Sender aufweist, da die Frequenzen der zeitgestaffelten Wellen für alle Sender gleich sind. Die den zeitgestaffelten Wellen O_k\ gemeinsame Meßfrequenz F₁ hat den genauen Wert 332,015 703 kHz. Die Teiler 7234 Λ bis 7234Chaben die Teilerfaktoren 17, 152 und 1000, so daß ihre Ausgangsfrequenzen, die aus der vom Frequenzerzeuger 7220 stammenden Frequenz von 5 MHz gebildet werden, die folgenden Werte aufweisen: 294,117 647 kHz, 32,894 736 kHz und 5,000 000 kHz.

Die komplexe Komponente G₅₁ des zweiten Ortssignals S₅I hat daher eine Frequenz von 332,012 383 kHz und die Frequenz der Signale ^₁ beträgt 3,320 Hz bei einem Koeffizienten χ von 10" .

Wie Fig. 12 zeigt, wird das Ausgangssignal des zweiten Frequenzerzeugers 7710 dem Schaltkreis 7751 zugeführt, der die Komponente g'_5l mit bestimmter Phasenverschiebung bildet Zu diesem Zweck weist der Schaltkreis 7751 einen Phasenschieber 776 auf, sowie einen Zähler-Teilerkreis 7791. Auch hier wird vorteilhafterweise der Teilerfaktor des Zähler-Teilerkreises 7791 proportional zu der zur Meßfrequenz F₁ gehörenden Wellenlänge Lm ] gewählt. Die Komponente g'_5] wird einem Synchrondetektor 7771 zugeführt, der ein Phasendetektor ist und dem ebenfalls die Signale /_t] über die Leitung 724 und die Programmsignale P_5-, über die Leitung 744 zugeführt werden.

Solange kein Programmsignal über die Leitung 744 eintrifft, hat das vom Synchrondetektor 7771 abgegebene Residuum den Wert Null. Der Phasenschieber 7761 beeinflußt also nicht das Signal des zweiten Frequenzerzeugers 7710, so daß die Phase der Komponenten g'sj nur vom zweiten Frequenzerzeuger 7710 in Abhängigkeit von der kontinuierlichen Welle O₅ gesteuert wird.

Trifft über die Leitung 744 ein Programmsignal ein, so bedeutet dies, daß das Signal/u auf der Leitung 724 das Signal/₅j ist, so daß die Syncnrondetektion ausgeführt wird. Das gebildete Phasenresiduum A₅₁ wird dem Phasenschieber 77il zugeführt, der dem vom Frequenzerzeuger 7710 stammenden Signal entweder Impulse hinzufugt oder Impulse abzieht, so daß die Phase der Komponenten g'_5] derart geregelt wird, daß auch die Phase mit der des Signals/₅j übereinstimmt, nachdem die Frequenzsynchronisation bereits erfolgt ist. Die Phasenänderung der Komponenten ist gleich der Phasenänderung des vom Frequenzerzeuger 7710 stammenden Signals, geteilt durch den Modul des Zählers 7791. Hinzufügen oder Abziehen eines Impulses ändert die Phase des den Phasenschieber durchlaufenden Signals um eine Drehung. Das zweite komplexe Ortssignal S₅₁, das die komplexe Komponente G'_ki und die einfache Komponente g'_s , enthält, wird kontinuierlich von dem zweiten Frequenzerzeuger 7710 in Abhängigkeit der Dauerwelle O₅ geregelt und periodisch in seiner Phase korrigiert, so daß es mit der zeitgestaffelten Welle O₅] in Frequenz und Phase genau übereinstimmt.

Die Regelung des zweiten komplexen Signals S₅1 entspricht einer Integration über die Phasenänderungen der kontinuierlichen Welle O₅, wobei die Integration vom letzten Phasenwert ausgeht, der für das zweite Ortssignal S₅, in Abhängigkeit von der zeitgestaffelten Welle Ο51 erhalten wurde. Bei dieser Art der Regelung üerlagert man dem zweiten Ortssignal S'_Sj Phasen- und Frequenzänderungen, die denjenigen der kontinuierlichen Welle O₅ entsprechen, wobei die Proportionalität derjenigen der Nennfrequenzen entspricht. Wird die zeitgestaffelte Welle O₅, erneut empfangen, so werden die bei der Integration eventuell aufgetretenen Fehler derart korrigiert, daß das zweite Ortssignal S₅J synchron zur zeitgestaffelten Welle O₅₁ zum Zeitpunkt ihres Empfanges ist.

Die hierbei auftretenden Fehler sind im allgemeinen vernachlässigbar klein und beruhen auf außerhalb der Ausbreitung der Wellen liegenden Faktoren, beispielsweise Instabilitäten der Frequenzerzeuger und llnge-

nauigkeiten der Teilerfaktoren.

Ein Hauptvorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß die Phasenregelung eines jeden zweiten komplexen Signals, beispielsweise S'_Sj, mittels der entsprechenden zeitgestaßelten Welle, beispielsweise O_s,i, periodisch durchgeführt wird, während bei langen Integrationszeiten doch erhebliche Fehler auftreten können. Jedes Ortssignal, wie z. B. S_5-1, ist damit ein Dauersignal mit den gleichen Ortungsinformationen wie sie eine entsprechende Welle O_111n hätte, wenn sie kontinuierlich ausgestrahlt werden könnte, was jedoch unmöglich ist, da zwei kontinuierlich ausgestrahlte Wellen O_10n empfangsseitig nicht unterschieden werden können.

Die Frequenzregelung der ersten komplexen Ortssignale S'_k in Abhängigkeit von den spezifischen Frequenzen Fs_k den Wellen O_k erstreckt sich nur auf ihre Komponenten g'_k. Die Komponenten gL der zweiten komplexen OrtssignaJe und die Komponente g'_k des ersten komplexen Ortssignals, die alle derselben spezifischen Frequenz Fs_k entsprechen, werden vom selben Frequenzerzeuger abgeleitet und stehen in einem bestimmten Proportionalitätsverhältnis F_m/Fs_k zueinander. Für die ersten komplexen Ortssignale gilt daher die folgende Beziehung:

und für die Frequenzen dieser Signale

Fs_k = (l-x)Fs_k + xF's_k

und für die zweiten Ortssignale gilt:

SL - GL + gL

F_1n,= (1-X)FL + xFk»,

Die Nennfrequenzen der komplexen Komponenten G'_k und GL sind (l-x)Fs_k und (l-x)F„„ da die Nennwerte der Frequenzen Fs_k bzw. F_m sind. Für einen fest vorgegebenen Wert des Index Arwerden die Komponenten vom selben Frequenzerzeuger abgeleitet. Bezeichnet man mit G die Nennfrequenz des Frequenzerzeugers und mit dGden Momentanabstand der reellen Frequenz vom Nennwert, so folgt daraus, daß die Nennfrequenzen der Komponenten G'_k und G'_km mit dem Wert (1 + aG/G) multipliziert werden müssen, um die reellen Frequenzen zu erhalten. Die Komponenten g'_k und g'_km haben für festes k und veränderliches m die Nennfrequenzen xFs_k und xF_m. Sie sind von demselben Frequenzerzeuger der Nennfrequenz g_k abgeleitet, dessen Momentanabstand für ein bestimmtes k und unter Berücksichtigung der Frequenzregelung dg_k ist. Um die reellen Frequenzen zu erhalten, müssen also die Nennfrequenzen der Komponenten g'_k und gL mit dem Wert (1 + dg_A./g_A) multipliziert werden.

Die Frequenzen der empfangenen Wellen sind jedoch noch aufgrund des Dopplereffektes gegenüber den Frequenzen der ausgesandten Wellen verändert. Es sei v_k die Geschwindigkeit des Empfängers in Richtung eines Senders E_k bei festem A, dei kontinuierlich die spezifische Frequenz Fs_k aussendet und zeitgestaffelt die Meßfrequenzen F_n, (zu den Wellen O_10n gehörend), und c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Wellen, so erhält man die reellen Frequenzen aus:
F_kO +v_k/c) und

F_n (1 + v_k/c).

Hierbei ist angenommen, daß die ausgesandten Frequenzen ihren Nennwerten gleich sind. Diese Annahme ist deswegen zulässig, weil in eventuell auftretenden Abweichungen das Verhältnis der Nennwerte eingebt und durch diese Abweichungen auftretende Fehler in die Geschwindigkeiten v_k eingehen, jedoch deswegen verschwinden, weil nur die Geschwindigkeitsunterschiede verwendet werden, um die Positionslinien festzulegea

Aufgrund der kontinuierlichen Frequenzregelung des ersten komplexen Ortssignals S'_kist folgende Gleichung erfüllt.

Fs_k(l + v_k/c) = (l-x) FSk(I + dG/G)+xFs_k(l + dg_k/g_k)

wobei das erste Glied die reelle Frequenz der Welle O_k darstellt und das zweite Glied die reelle Frequenz des is ersten Ortssignals S'_h Eine Vereinfachung liefert:

v_t/c = (l-x) dG/G + xA_gk/_gk.

Diese Bedingung ist ständig erfüllt durch die kontinuierliche Frequenzregelung der Komponenten g'_k des ersten Ortssignals S'_k, Für festes Arund veränderliches m gilt für die reellen Frequenzen der zweiten Ortssignale SL

« F_47n = (l-x) F_n, (1 + dG/G) + xF_m (1 + dg_k/g_k)

Damit die ι wellen Frequenzen F^ gleich den Frequenzen F_m (1 + v_k/c) der Wellen O_u sind, muß folgende Bedingung erfüllt sein:

F_m(l+v_k/c)=(\-x)F„(\+dG/G)+xF_m( 1 +dg_A/g_A) und daraus erhält man:
v_A/c = (1 -x) dG/G + xdg_k/g_k.

Da diese Bedingung durch die kontinuierliche Frequenzregelung des ersten Ortssignals S'_k erfüllt ist, sind die zweiten Ortssignale SL bereits sofort nach ihrer Erzeugung in der Lage, die Wellen O_0n zu empfangen. Die durch d G ausgedrückte Instabilität des Frequenzerzeugers der Frequenz G wird durch die Frequenzregelung dg_A.des Frequenzerzeugers g_k kompensiert. Anders geschrieben lautet obige Bedingung wie folgt:

dg_k/g_k = — v_klc -

l-x

dG/G.

Bei gemeinsamem Frequenzerzeuger G für beispielsweise die beiden Werte Ar gleich 5 und 6 gilt:

dg₅/g₅ - dg₆/g₆ = — (V₅- v₆).

Bis jetzt wurden g₅ und g_h als Nennwerte irgendwelcher Frequenzen der Frequenzgeneratoren g betrachtet. Die Nennwerte der Komponenten g₅ und g'_b betragen:

χ Fs₅ = xc/Ls₅ und χ Fi₆ = xc/Ls_b,

wobei mit Li₅ und Ls₆ die entsprechenden Wellenlängen der Frequenzen Fs₅ und Fs_h bezeichnet sind.

Es ist besonders günstig, wenn die Nennfrequenzen wie f>₅ und g₆ untereinander gleich sind. Die Frequenz b5 g₅ ist also in einem bestimmten Verhältnis ζ proportional zu Lj₅ χ Fs₅ und die Frequenz g₆ ist entsprechend einem Verhältnis ζ proportional zu Ls_h χ Ls₁,. Der Ausdruck d_c?₅/g₅ - dg₆/g₆ läßt sich dann schreiben:

22j61

woraus folgt:

:

dgj-dg₆ = Z(Vj-V₆).

Die zeitliche Integration über diese Differenz liefert also eine Information über die Enifernungsdifferenz des. Empfängers von den Sendestationen E$ und £₆. Da die Frequenz der Komponenten g's\ entsprechend dem Koeffizienten χ zur Meßfrequenz"f, der zeitgestaffelten Welle O₅₁ proportional ist und diese wiederum gleich der des zweiten Ortssignals S'_s,i ist, folgt, daß die Komponente gsi allein die Phaseninformation der Ortung enthält. Wie weiter oben ausgeführt wurde, ist die Frequenzformung der Komponenten g'$j in Abhängigkeit des zeitgestaffelten Signals/₅,i bereits dun.li die kontinuierliche Kopplung der kontinuierlichen Welle O₅ mit dem zweiten Frequenzerzeuger 7710 erfolgt. Aus die^· sem Grunde wird das Residuum Ä'_5I auch Residuum der Phase genannt. ^:

In der vorliegenden Erfindung wird das Wort Residuum in einem wenig gebräuchlichen Sinn verwendet. Es handelt sich dabei um ein Restsignal, das aus dem. a synchronen Empfang einer Welle stammt und dazu verwendet wird, um die Frequenz und/oder die Phase eines Ortssignals streng mit der empfangenen Welle zu synchronisieren. Mit anderen Worten ist das Residuum also ein aus dem Synchronempfang gebildetes Fehlers;-gnal. Art und Form des Fehlersignals hängen von der Ausbildung des Synchrondetektors ab, sowie der zur Regelung des Ortssignals verwendeten Schaltkreise. Die Frequenzregelungen mit Hilfe der Residuen der spezifischen Frequenz als Fehlersignal sind Regelurj- J> gen der zweiten Ordnung. Außerdem sind sämtliche Regelungen mit Zeitkonstanten von einigen Sekunden behaftet, die vorteilhafterweise durch die Zähler-Teilerkreise eingeführt werden, wenn die Residuen Impulszüge sind. *<>

Die Phasenregelungen sind vorzugsweise Regelungen der ersten Ordnung. Unter der Voraussetzung nämlich, daß sich der Empfänger mit konstanter Geschwindigkeit bewegt und ohne Berücksichtigung der Ordnung der Frequenzregelungen werden die Phasenregelungen, gleich Welche Zeitkonstante verwendet wird, in keiner Weise verzögert. '

In Fig. 13 ist ein Ausführungsbeispiel der zweiten Frequenzgeneratoren 7710, 7810 und 7910 dargestellt. Die Ausgangssignale des ersten Frequenzerzeugefs

7220 haben beispielsweise eine Frequenz von 5 MHz. Sie werden eventuell über ein +/--Glied 7221 den zweiten Frequenzerzeugern 7710,7810 und 7910 zugeführt. Jeder zweite Frequenzerzeuger enthält selbst ein +/- -Glied, das vom zugeordneten Frequenzregelkreis 7780,7880 und 7980 gesteuert wird. Wird das +/- -Glied

7221 weggelassen; so müssen die Frequenzschwankungen des ersten Frequenzerzeugers 7220 völlig durch die Frequenzregelungen der zweiten Frequenzerzeuger 7710,7810 und 7010 mit dem Multiplikationsfaktor Hx ω der Größenordnung 10⁵ kompensiert werden, d. h., daß der Frequenzerzeuger 7220 über eine ausgezeichnete Stabilität verfugen muß.

Aus diesem Grunde ist in Fig. 13 ein Schaltkreis 7221 vorgesehen, der die von den Schaltkreisen 7780, 7880 und 7980 stammenden Informationen über die erfolgten Frequenzänderungen auswertet und dem +/--Glied 7221 ein Steuersignal zuführt. Auf diese Weise wird der Frequenzerzeuger 722Λ in Abhängigkeit des Mittelwertes der Frequenzen der empfangenen kontinuierlichen Wellen gesteuert, wodurch die Anforderungen an seine Stabilität sinken und der Einfluß des Rauschens im Empfängerteil verringert wird.

Eine Variante der in der Fi g. 13 dargestellten Anordnung besteht darin, daß nur ein einziges Ausgangssignal der Schaltkreise 7780,7880 und 7980 auf das +/- -Glied 7221 in geeigneter Weise und mit einer passenden Zeitkonstante einwirkt. Handelt es sich beispielsweise um das Signal des Kreises 7780, so ist das +/--Glied des zugehörigen Frequenzerzeugers 7710 überflüssig, da die Frequenzformung des Ausgangssignals des ersten Frequenzerzeugers 7220 direkt erfolgt. Die anderen Frequenzregelungen werden wie vorher beschrieben durchgeführt. Die Ausführungsbeispiele nach der Fig. 13 weisen außerdem den Vorteil auf, daß alle zum Empfang verwendeten Ortssignale vom selben Frequenzerzeuger 7220 abgeleitet werden. Wie bereits erwähnt, sind die erforderlichen Bandbreiten äußerst klein, so daß man mehrere verschiedene Ortungsketten verwenden kann, indem alle ausgesandten Frequenzwerte im selben Verhältnis verändert werden. Auf der Empfangsseite genügt es dann, entsprechend Fig. 13, die entsprechende Frequenz des ersten Frequenzerzeugers 7220 ebenfalls entsprechend zu verändern, um wahlweise eine der Ortungsketten zu empfangen. Man erhält dabei ohne großen Aufwand zweite Frequenzerzeuger mit derselben Nennfrequenz.

Ausführliche Beispiele für die +/—-Glieder sind in den Fig. 7 und 9 der bereits erwähnten französischen Zusatzpatentschrift 69 21986 beschrieben. Die in den Fig. 3A, 4A und 5 A derselben Zusatzpatentschrift dargestellten Phasendetektoren können ebenfalls für die vorliegende Erfindung verwendet werden. In Fi g. 6 der französischen Patentschrift 15 86 676 ist ein anderes Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors beschrieben. Die Erzeugung der Residuen in Form von Impulszügen für die verschiedenen Regelungen sowie die Schaltkreise und Zeitdiagramme sind in den F i g. 4 und 4a der französischen Patentschrift 15 86 676 dargestellt sowie in der Fig. 6 der französischen Zusatzpatentschrift 69 21986, auf die im folgenden Bezug genommen werden.

Im folgenden wird die Verarbeitung der auf den Leitungen 770 bis 776, 780 bis 786 und 790 bis 796 der Fig. 8 zur Verfügung stehenden Signale beschrieben. Es handelt sich dabei um logische Signale in der Form von Rechtecksignalen oder Impulsen, deren Abstiegsflanke beispielsweise durch einen bestimmten Zeitpunkt einer Sinusschwingung definiert ist. Um Informationen über die Positionslinie zu erhalten, können Messungen der Phasendifferenzen an den Signalen derjenigen Leitungen vorgenommen werden, deren letzte Zahl 1 bis 6 ist, wie es in der oben erwähnten französischen Patentschrift 69 08 755 beschrieben ist. Wie bereits erwähnt, sind die Werte der verschiedenen Meßfrequenzen derart ausgewählt, daß man differentielle Empfindlichkeiten erhält, wobei der Empfindlichkeitswert der Summe aller Meßfrequenzen erheblich über der Empfindlichkeit jeder einzelnen von ihnen liegt.

Die in numerischer Form vorliegenden Informationen über die Phasenunterschiede werden in einer Datenverarbeitungsanlage weiter verarbeitet. Eine derartige Datenverarbeitungsanlage ist im Prinzip in der oben erwähnten französischen Patentschrift 15 86 676 und in ihrer ersten Zusatzpatentschrift 69 21986 beschrieben. Im folgenden soll eine kurze Zusammenfas-

sung dieser Beschreibung gegeben werden.

Bei den meisten Verfahren zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit werden Signale verwendet, deren Frequenz- und Phasenbeziehungen untereinander genau bekannt sind. Die daraus abgeleiteten differentiellen Empfindlichkeiten bewirken den Übergang von Ortungsinformationen hoher Präzision zu Ortungsinformationen, die weniger genau und mehrdeutig sind, wobei letztere von den ersteren abhängen, da die Empfindlichkeit der ungenaueren Messungen Unter-Vielfache der Empfindlichkeiten der genaueren Messungen sind. Entsprechend der technischen Lehre der oben erwähnten Patentschriften wird ein anderes Verfahren vorgeschlagen, das, ebenfalls von difTerentiellen Empfindlichkeiten ausgehend, nach einem Verfahren der zunehmenden Verfeinerung durch aufeinanderfolgende Annäherungen den Übergang von ungenaueren Messungen zu genaueren Messungen ermöglicht. Der Hauptvorteil dieses Verfahrens liegt darin, daß er die Mehrdeutigkeit einer Ortungsmessung mit Hilfe einer Messung mit geringerer Empfindlichkeit teilweise beseitigt, wobei die beiden Messungen bei bekannten Empfindlichkeiten in einem bestimmten mathematischen Zusammenhang stehen. Die in den beiden oben erwähnten französischen Patentschriften beschriebenen Beispiele entsprechen in der vorliegenden Erfindung einmal dem Fall, in dem die Überwachungsstationen die Phasenreferenzinformationen für alle Empfanger wieder aussenden und zum anderen dem Fall, in dem die Überwachungsstationen auf die Sender derart einwirken, daß eine feste Phasenbeziehung zwischen den zeitgestaffelt ausgesandten Wellen dieser Sender besteht.

Um das in der französischen Patentschrift 15 86 676 und in ihrer Zusatzpatentschrift 69 21 986 beschriebene Verfahren auf die vorliegende Erfindung anwenden zu können, muß man zwischen den in diesen beiden Patentschriften verwendeten Ausdrücken »Ortssignale« (die in der vorliegenden Beschreibung als errechnete Ortssignale bezeichnet werden) und den »komplexen Ortssignaieri" der vorliegenden Erfindung unterscheiden. Das einzige, was diese beiden Signalarten gemeinsam haben, ist das Wort »Ort«, da beide örtlich erzeugt werden, um mit empfangenen Signalen verglichen zu werden. Wie bereits erwähnt, sind die beiden komplexen Ortssignale der vorliegenden Erfindung ein genaues Abbild dessen, was die Meßfrequenzen darstellen würden, wenn sie kontinuierlich ausgestrahlt werden könnten.

Entsprechend dem in der französischen Patentschrift IS 36 676 und in ihrer Zusatzpatentschrift 69 21986 beschriebenen Verfahren verwendet man die errechneten Ortssignale, deren Informationen über die Positionslinien in einer Größe jr enthalten sind, die in Form einer Phasenverschiebung k+Kxim Verhältnis zu einer Referenzphase ausgedrückt werden.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung weist jede gemessene, zu einer Meßfrequenz gehörende Phasenverschiebung zwischen zwei komplexen Ortssignalen ebenfalls die Form k+Kx auf. Es ist daher möglich, den einer hyperbolischen Positionslinie entsprechenden Wert χ entsprechend den Lehren der französischen Patentschrift 15 86 676 und ihrer Zusatzpatentschrift 69 21 986 zu errechnen. Da außerdem mit der vorliegenden Erfindung die Mehrdeutigkeit völlig beseitigt werden kann, wird der angenommene Ausgangswert für jedes χ direkt von der Rechenanlage geliefert. In der Beschreibung der oben erwähnten Patentschriften werden die errechneten Werte der Größe xdirekt angezeigt,

während sie nach der vorliegenden Erfindung erst weiter verarbeitet werden, bevor sie angezeigt werden.

In F i g. 14 ist der Schaltkreis 68 und ein Ausfuhrungsbeispiel des Schaltkreises 69 näher erläutert. Der Schaltkreis 68 ist unter anderem in der Lage, die Informationen der Position x, die aus den Messungen der Phasenverschiebungen an den zweiten komplexen Ortssignalen (Leitungen 771 bis 776, 781 bis 786, 791 bis 796) gewonnen wurden, mit den Informationen über die Positionslinie zu vergleichen, die vom Schaltkreis 69 stammen und an den Eingängen 681 zur Verfügung stehen, sowie in Abhängigkeit von diesem Vergleich Korrekturinformationen an den Ausgängen 685 zu liefern. Die von den zweiten komplexen Ortssignalen stammenden und an den Eingängen 771 bis 776,781 bis 786 und 791 bis 796 zur Verfügung stehenden Phaseninformationen werden regelmäßig und gleichzeitig mit den vom Schaltkreis 69 stammenden Informationen über die Positionslinie kontrolliert. Der Rechner 68 beseitigt die Mehrdeutigkeit der Phaseninformationen und liefert Ausgangssignale über die Positionslinie, die mit den vom Schaltkreis 69 gelieferten Informationen verglichen werden. Aus diesen Verfahren erhält man unterschiedliche Informationen über die Positionslinie aus den im Rechner 68 verarbeiteten Phaseninformationen. Diese Unterschiede können auf beliebige Weise weiter verarbeitet werden, um die vom Schaltkreis 69 erhaltenen Informationen über die Positionslinie zu korrigieren.

Vorteilhafterweise werden dem Schaltkreis 69 die ersten Ortssignale S^ oder wenigstens ihre mit einem entsprechenden Koeffizienten versehenen Komponenten g'_k kontinuierlich zugeführt. Dem Schaltkreis 69 werden vorteilhafterweise die Ausgangssignale der zweiten Frequenzerzeuger mit gleicher Nennfrequenz über die Leitungen 770,780 und 790 zugeführt. Zur Vereinfachung der Beschreibung wird im folgenden angenommen, daß für die Messungen der Entfernungsunterschiede nur der zur Leitung 780 gehörende Sender verwendet wird.

Entfernt man für den Augenblick aus der Fig. 14 die Schaltkreise 691 und 692, so wird jedes Signal der zweiten Frequenzerzeuger über die Leitungen 770,780 und 790 den entsprechenden Zähler-Integrierern 693, 694 und 695 zugeführt, die beispielsweise die Anzahl der Abstiegsflanken in diesen Signalen zählen, d. h. die Anzahl der Perioden dieser Signale und außerdem eine Frequenzintegration dieser Signale durchführen.

Jeder Zähler-Integrierer hat getrennte Ausgänge für alle Stufen. Die Ausgänge der Zähler-Integrierer 693 und 694 sind mit den Eingängen eines Parallelsubtrahierers 696 verbunden, und die Ausgänge der Zähler-Integrierer 695 und 694 sind mit den Eingängen eines Parallelsubtrahierers 697 verbunden. Jeder Subtrahierer 696 und 697 liefert ein Ausgangssignal über den Unterschied der in den Zähler-Integrierern enthaltenen Informationen, wobei dieser Unterschied beispielsweise zwischen den beiden Zählern-Integrierern 693 und 694 gleich dem Unterschied in der Anzahl der Perioden der Signale gleicher Nennfrequenz in den Leitungen 770 und 780 ist

Der Effekt der Nennfrequenzen geht dabei aufgrund ihrer Gleichheit nicht in den Unterschied ein. Die Variationen der in den Subtrahierern 696 und 697 enthaltenen Unterschiede stehen im Zusammenhang mit den Unterschieden der reellen Frequenzen der zweiten Frequenzerzeuger, und damit mit ihren Instabilitäten und mit dem Dopplereffekt.

Wie oben gezeigt wurde, verschwinden die Instabilitäten durch die Frequenzregelungen und den gemeinsamen Frequenzerzeuger G. Es bleibt also noch der Dopplereffekt zu berücksichtigen, der durch folgende Beziehung ausgedrückt wird:

dg₅ - dg₆ = ζ (v₅ - v₆).

Die vom Subtrahierer 696 festgestellten Unterschiede über die Integrationen der Werte

und(g₆+ dg₆)

werden in die entsprechenden Zähler 693 und 694 gegeben. Aufgrund der Gleichheit der Nennfrequenzen gilt folgende Beziehung:

(dg₅ - dg₆) = ζ (v₅ - v₆) di = ζ (A - A) + Q.

dabei sind mit A und A die Entfernungen des Empfangers zu den Sendern E₅ und E_b bezeichnet und mit Q eine Integrationskonstante. Der Entfernungsunterschied A "~ A ist ^eme Information über die Positionslinie je, die vom Subtrahierer 696 bis auf eine Konstante geliefert wird.

Diese Informationen über die Positionslinie werden den Eingängen 681 des Schaltkreises 68 zugeführt, welcher den Kreisen 691 und 692 entsprechende Korrektursignale zuführt, die in der Lage sind, den von den zweiten Frequenzerzeugern stammenden Signalen Abstiegsflanken hinzuzufügen oder abzuziehen, wobei die Zeitkonstanten, mit denen die Korrektursignale erzeugt werden, vom Einzelfall abhängen. Wird der Empfanger eingeschaltet, so korrigiert der Schaltkreis 68 über die Kreise 691 und 692 die von den Subtrahierern 696 und 697 stammenden Informationen über die Positionslinie, indem er die Integrationskonstante Qauf einen vorgegebenen Wert für die betrachtete Hyperbelschar bringt. Die Informationen über die Positionslinie erscheinen dann in den Anzeigegeräten 698 und 699, wobei die Entfernungsunterschiede direkt in Längeneinheiten angegeben werden können.

Die anschließend von der Schaltung 68 durchgeführten Korrekturen können langsamer und dadurch auch komplizierter sein. Der eben beschriebene Empfänger läßt sich vorzüglich in den Überwachungsstationen einsetzen, dann jedoch ohne die Auswerteschaltungen 68 und 69, die in diesem Fall durch andere ersetzt werden müssen. Ein derartiger Einsatz empfiehlt sich besonders, wenn Informationen über die spezifischen Frequenzen verarbeitet werden sollen.

Bei einem zweiten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers zur Funkortung weist jedes der ersten und zweiten komplexen Ortssignale Sl, Sj_0n. deren Frequenz im allgemeinen mit /"bezeichnet wird, eine komplexe Komponente H' und eine Komponente f auf, deren Frequenz gleich der von/ist und für alle komplexen Ortssignale gleich groß ist, beispielsweise 4 Hz. Die Frequenzen F-/dagegen unterscheiden sich für jede komplexe Komponente. Das Übereinstimmen zweier Frequenzen wird dabei unter dem Gesichtspunkt der Toleranz bei der Erzeugung der Ortssignale durch die elektronischen Bauteile betrachtet

In Fig. 15 ist teilweise das allgemeine Schaltschema eines Empfängers dargestellt, der einen Frequenzänderungskreis 72* enthält, der einen einzigen Frequenzerzeuger aufweist, mit dem nicht nur die komplexen Komponenten, sondern auch die einzelnen Komponenten der ersten und zweiten komplexen Ortssignale erzeugt werden und der mit 7220* bezeichnet ist. Die zentrale Frequenzanlage enthält eine zusätzliche Stufe 7210*, die über die Leitung 720* zu den Regelkreisen 77*, 78*, 79* eine Frequenz i/liefert, die ein Vielfaches der allen einzelnen Komponenten gemeinsamen Frequenz/ist. Die Frequenz i/kann auch nur an die Frequenz / gekoppelt sein und muß nicht notwendigerweise ein Vielfaches davon sein.

ίο Zur besseren Unterscheidung zwischen dem bereits beschriebenen ersten Ausfuhrungsbeispiel und dem im folgenden zu beschreibenden zweiten Ausführungsbeispiel werden die numerischen Bezugszeichen des zweiten Ausführungsbeispiels mit einem * versehen, wobei gleiche Teile, soweit wie möglich, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind.

Da sich außerdem die komplexen Komponenten und die einfachen Komponenten von denen des ersten Ausführungsbeispiels unterscheiden, werden die komple-

jo xen Komponenten im folgenden mit H[ und H'_km und die einfachen Komponenten mit/fund/^₁ bezeichnet. Die daraus resultierenden veränderten komplexen Komponenten verändern natürlich auch die Frequenzen der Signale f_k und /*„,, die von den empfangenen Wellen

abgeleitet werden, sowie die Überlagerungsfrequenzen der komplexen Komponenten der ersten und zweiten komplexen Ortssignale. Trotzdem werden die Symbole f_k und Λ« beibehalten, da trotz veränderter Frequenzwerte ihre reale Definition dieselbe bleibt.

si) In der Fig. 15 sind der Frequenzänderungskreis 72* und der Regelkreis 77* nur insoweit dargestellt, als sie sich auf die Verarbeitung der kontinuierlichen Welle O₅ und der zeitgestaffelten Welle O₅,, beziehen. Die Welie O₅ wird zuerst einer oder mehreren Frequenzänderungen mit Hilfe der komplexen Komponenten /Z₅ unterworfen, die mit Hilfe des Kreises 7231*, der vorteilhafterweise ein Frequenzteiler ist, von dem einzigen Frequenzerzeuger 7220* abgeleitet ist. Ein anderer Schaltkreis 7210*, der ebenfalls vorteilhafterweise ein Frequenzteiler ist, liefert über die Leitung 720* eine Frequenz U = Nf, die ein Vielfaches der Ordnung /v'der allen einfachen Komponenten gemeinsamen Frequenz/ist. Diese Frequenz {/wird einem Kreis zur Frequenzänderung und Frequenzteilung 7720* zugeführt, der außer-

•15 dem noch einen Eingang für das Residuum Λ₅ der spezifischen Frequenz aufweist.

Das Ausgangssignal des Schaltkreises 7720* wird einem Frequenzdifferenzdetektor 7745* zugeführt, dessen anderem Eingang über die Leitung 721 das Signal/₅ zugeführt wird, welches von der Dauerwelle O₅ nach Frequenzänderung mit Hilfe der komplexer. Komponenten Hs abgeleitet wurde. Das am Ausgang des Frequenzdifferenzdetektors erscheinende Residuum R$ der spezifischen Frequenz wird einerseits dem Frequenzteilerkreis 7720* und andererseits den Frequenzteilerkreisen 7721* bis 7726* zugeführt, die die durch Frequenzänderung aus den zeitgestaffelten Wellen O_5n, abgeleiteten Signale f_Sm verarbeiten.
Das Ausgangssignal des Schaltkreises 7720* ist die Komponente/J des ersten Ortssignals S₅' mit der Nennfrequenz gleich/in der Nähe von 4 Hz und einer reellen Frequenz, die vom Residuum A₅' der spezifischen Frequenz abhängt Nach der Frequenzregelung hat man die Frequenzen/₅ =f₅ =/+ Af₅.

Der Übersichtlichkeit halber wird im Block 77* nur der Teil betrachtet der zur Meßfrequenz F₁ und zur zeitgestaffelten Welle O₅,i gehört und der nach der Frequenzänderung mittels der komplexen Komponenten -

/Z₅ ¹1 ein niederfrequentes Signal /51 über die Leitung 724* abgibt. Der Zeitpunkt des Empfanges der zeitgestaffelten Welle O₅, wird beispielsweise durch ein von der Programmschaltung 74* stammendes Programmsignal P₅I auf der Leitung 744* angezeigt.

Der Frequenzteilerkreis 7721* liefert, nachdem ihm das Residuum A₅ der spezifischen Frequenz zugeführt worden ist, an seinem Ausgang ein bereits geformtes Signal, dessen Frequenz ungefähr gleich/ist, zum Empfang des Signals/,1 und das einem gesteuerten Phasenschieber 7751* zugeführt wird, der beispielsweise ein mechanischer Phasenschieber sein kann. Der Ausgang des Phasenschiebers 7751* ist mit dem Eingang eines Phasendetektors 7771* verbunden, dessen anderer Eingang das Signal /, empfängt. Dieser Phasendetektor arbeitet nur, wenn ein Programmsignal P₅ \ auf der Leitung 774* vorhanden ist. Er liefert dann ein Residuum /J₅',! der Phase, das das Signal Z₅1 des Phasenschiebers derart steuert, daß es, bis auf eine Phasenkonstante, mit dem Signal/5,1, das von der zeitgestaffelten Welle O₅J abgeleitet ist, in Phase ist.

Der Regelkreis 77* weist ein +/- -Glied 77 201* sowie einen Zähler-Teilerkreis 77202* auf, dessen Ausgang mit dem Detektor 7745* verbunden ist. Das vom Detektor 7745* abgegebene Residuum /J₅ der Frequenz wird dem Schaltkreis 77203* (Af₅ - Kreis genannt) zugeführt, der das +/--Glied 77201* steuert. Gleichzeitig wird das Residuum /J₅' der Frequenz einem Schaltkreis 77213* (Λ/s.i - Kreis genannt) zugeführt, der zum Schaltkreis 7721* gehört und dessen Ausgangssignal zur Steuerung des +/--Gliedes 77211* dient und der das ihm über die Leitung 720* zugeführte Signal Nf über einen Frequenzteiler (mit dem Teilungsfaktor N) 77212* dem Phasenschieber 7751* zuführt.

Die Frequenzänderungen werden auch hier mittels +/--Gliedern durchgeführt, die vorteilhafterweise so ausgeführt sind, wie sie in der französischen Patentschrift 15 86 676 und in der französischen Zusatzpatentschrift 69 21 986 beschrieben sind.

Liegt kein Steuersignal zur Frequenzänderung vom /(/-Kreis derFig. 15 vor, so empfängt der Detektor 7745* eine Frequenz des Wertes/ Das Residuum /J₅ bewirkt, daß der 4/"₅-Kreis eine Frequenzänderung von ,Vd/, vornimmt, die dazu dient, das Residuum /J₅ der Frequenz zu annullieren. Die vom Schaltkreis 7720* zum Detektor 7745* gelangende Frequenz/- hat demnach den Wert/+ df₅. Die Frequenzregelgröße Ml/ soll nicht nur die Instabilitäten der Frequenz/kompensieren, die von dem einzigen Frequenzerzeuger 7720* herstammen, sondern soll auch die Ortsfrequenz/■ derart regeln, daß sie gleich der Frequenz/, die von der empfangenen Welle O₅ abgeleitet wurde, ist.

Die vom Af₅₁ -Kreis des Blocks 7721* aus dem Residuum R₅ gebildete Frequenz MI/,i ist derart, daß die folgende Beziehung erfüllt ist:

Ml = J

d/s Fs₅ ■

In F i g. 16 ist ein Ausführungsbeispiel des ^/-Kreises und des Schaltkreises 7745* dargestellt.

Der Frequenzdifferenzdetektor 7745* enthält einen logischen ODER-Kreis 77 451*, dem sowohl das von der Welle O₅ nach Frequenzänderung abgeleitete Signal/₅ zugeführt wird, als auch die Komponente/;, die beide in Form von Rechtecksignalen vorliegen. Der Ausgang der vorletzten Stufe des Zählers 77202* liefert ein Signal mit der Frequenz 2/J, das direkt einem UND-Gatter 77452* und, nach Umkehrung, einem UND-Gatter 77543* zugeführt wird. Diesen beiden UND-Gattern wird andererseits das Ausgangssignal des ODER-Kreises 77451* zugeführt. An den Ausgängen der UND-Gatter 77 452* und 77453* entstehen die Signale O₁ und a₂, wobei nur eines der beiden Signale a\ oder a₂ einen bestimmten Pegel zu einer bestimmten Zeit einnehmen können. Betrachtet man die Phasenverschiebung zwischen dem Signal/· und dem Signal/, so wird deutlich, daß bei positiver Phasenverschiebung nur das Signal O₁

ίο während jeder Periode diesen Pegel erreicht, während es bei negativer Phasenverschiebung das Signal a₂ ist, unter der Voraussetzung, daß er Absolutwert der Phasenverschiebung kleiner als eine Vierteldrehung ist.
Der Schaltkreis 7745* der F i g. 16 wird Frequenzdifferenzdetektor genannt, da für den Fachmann ersichtlich ist, daß eine Frequenzregelung mit einem Phasenhubfehler durchgeführt werden kann, dessen zeitliche mathematische Ableitung einen Frequenzhub darstellt. Die das Residuum /J₅ darstellenden Signale α, und a₂ werden bei dem Ausführungsbeispiel nach der Fig. 16 parallel den Eingängen J und K der Kippschaltungen J-K 772031* und 772032* zugeführt, während den Zeiteingängen C der beiden Kippschaltungen eine Hilfsfrequenz Q₅ zugeführt wird. Eine der beiden Kippschaltungen führt also dem +-Eingang oder dem --Eingang des +/--Gliedes 77 201* Rechtecksignalfolgen mit der Frequenz Q₅/2 zu, wobei die Dauer jeder Folge nur von derjenigen des logischen Pegels 1 des Signals σ, oder des Signals a₂ abhängt. Dadurch wird die

jo Frequenz /₅ derart geändert, daß die Komponente f₅ entsprechend dem Signal / geregelt wird. Wie in der Fig. 17 dargestellt ist, enthält der Af₅ ,-Kreis in ähnlicher Weise zwei Kippschaltungen J und £772 131* und 772 132*, denen in analoger Weise die Signale a_] und a₂

J5 zugeführt werden, während ihren Zeitsignaleingängen C eine andere Hilfsfrequenz Q₅₁ zugeführt wird.

Durch die Anordnung von zwei Kippschaltungen ist der Mittelwert der Korrekturfrequenz Mi/ gleich dem Produkt des Residuums /J₅ (das der Differenz zwischen den Mittelwerten der Signale a, und a₂ entspricht) und der halben Hilfsfrequenz Q₅:

/Vd/ = R₅Q-.

Wird der Phasenunterschied Αφ in Einheiten der Phasendrehung ausgedrückt, so ist für die Anordnung 7745* das Residuum R₅ gleich -2 Αφ, woraus folgt:

NUf₅ = -Q₅A φ

Das Minuszeichen bedeutet, daß eine Regelung stattgefunden hat, und der Wert von Q₅ beinhaltet die Frequenzzunahme dieser Regelung, da der Phasenunterschied Αφ dimensionslos ist. Gleichzeitig wird bei der Anordnung nach der Fig. 17 eine Frequenzänderung durch den Λ/.i-Kreis ausgeführt. Die Frequenzzunahme wird hierbei jedoch durch den Wert der Hilfsfrequenz Q₅₁ angegeben. Erfindungsgemäß ist folgende Bedingung zu erfüllen:

Qs ι ^i
entsprechend

*fs ^F* '

Obwohl in den Figuren nur eine bistabile Kippschaltung, z. B. 772131* in F i g. 17, gezeigt wird, kann es notwendig sein, in Serie mit jeder Kippschaltung einen

Dinaren Zähler mit dem Zählmodul Z oder einen reversiblen Zähler mit dem Zählmodul Z zu schalten, deren positive und negative Eingänge mit den entsprechenden Ausgängen eines Schaltkreises, wie z. B. 77213* in Fig. 17, verbunden sind. In diesem Fall muß die Regelbeziehung lauten:

/Vd/, = R₅ ^-.
⁵ IZ

In Fig. 18 ist ein Ausführungsbeispiel eines Phasenreglers dargestellt, der aus dem Phasendetektor 7771* und dem Phasenschieber 7751* besteht. Wie aus Fig. 18 deutlich wird, ist der Phasenregelkreis analog dem Frequenzregelkreis der Fig. 16 aufgebaut, bis auf den ODER-Kreis 77 711*, dem ein UND-Gatter 77 714* nachgeschaltet ist, welches das Steuersignal Ρ_5Λ über die Leitung 744* erhält.

Hat das Steuersignal P_SA den Pegel 1, so arbeitet der Phasendetektor normal. Ist jedoch das Steuersignal P_S[ auf dem Pegel Q so bleiben die zu a_x und a₂ analogen Ausgangssignale b\ und bj des Detektors 7771* kontinuierlich auf Null und die Kippschaltung JKIl 514* und 77515* des /ig>₅,,-Kreises 77513* bleiben gesperrt.

Da demzufolge dem +/--Glied 77511 kein Korrektursignal zugeführt wird, behält das Signal f_5] die ihm während des vorhergehenden Regelvorganges erteilte Phase.

Der Teilerkreis 77212* mit dem Teilerfaktor /V der Fig. 18 ist dem Frequenzänderungskreis 7721* und dem Phasenschieber 7751* gemeinsam. Die den bistabilen Kippschaltungen 77514* und 77515* zugeführte Frequenz R_SA bestimmt die Zeitkonstante der Phasenregelung.

Beträgt beispielsweise die Phasenverschiebung zwischen den Signalen/5j und/5.1 + 1/4 Drehung

so ist die Frequenz am +/--Glied 77511:

-R_5AA φ =

Die daraus folgende Frequenzänderung für /_s', beträgt

4N

Die Zeitkonstante τ ist die Zeit, die notwendig ist, um den Phasenhub von 1/4 Umdrehung mit der folgenden Frequenzänderung auszugleichen:

-R.

5.1

d.h.

oder

Al = I

4JV 4

JV

Die Zeitkonstanten der Phasenregelungen werden so gewählt, daß sie sowohl eine Funktion der Aussendedauer der zeitgestaffelten Wellen sind, als auch eine Funktion der Art der Frequenzgebung bei der Frequenzregelung. Zur Durchfuhrung einer einwandfreien Regelung muß die Frequenz Ä_s.| größer als der Wert NfI_,, d. h. größer als 4/VHz sein. Aus diesem Grunde werden (nicht dargestellte) Zähler in Serie mit den bistabilen Kippschaltungen, wie z. B. 77514* und in 77515*, in derselben Art, wie es für den Afs,\-Kseis beschrieben ist, geschaltet. Diese Zähler verkleinern die Zeitkonstante unter Beibehaltung der Frequenz R_iA

In Fig. 19 wird das Prinzip-Schalt-Schema des Emp-

ij fängersnachFig. 15 bis 18, und zwar in ähnlicher Weise wie der Empfänger nach Fig. 7, dargestellt.

Aus Übersichtlichkeitsgründen sind die Prokgrammschaltungen 65 und die Auswerteschaltung 68 und 69 in der Figur weggelassen. Außerdem ist der erste, Frequenzregelkreis 63 im ersten Generatorkreis 61 enthalten und der zweite, Phasenregelkreis 67 im zweiten Generatorkreis 64. Die zentrale Frequenzanlage 7230* liefert Überlagerungsfrequenzen sowohl für den ersten Synchronempfangskreis 62 als auch für den zweiten Synchronempfangskreis 66. Zur Klarstellung wird darauf verwiesen, daß die Überlagerungsfrequenzen sämtlich von der zentralen Frequenzanlage 7230* des ersten Generatorkreises 61 geliefert werden, während in der Fig. 7 davon ausgegangen wurde, daß sie teilweise vom

JO zweiten Generatorkreis 64, und zwar für die zweiten komplexen Ortssignale geliefert werden. Der Entstehungsort der Frequenzen spielt jedoch bei den Messungen keine Rolle, bei denen die Frequenzregelung an den Komponenten der ersten komplexen Ortssignale (Schal-

J5 tung 61) und die Frequenz- und Phasenregelungen nur an den zweiten komplexen Ortssignalen (Schaltung 64) vorgenommen werden.

Der in Fig. 19 bei den Schaltungen 64/1, 67/1 und 66/1 verwendete Index 1 bedeutet, daß nur die Schaltungen, die zu den zeitgestaffelten Wellen O_ki mit der Meßfrequenz T⁷, gehören, dargestellt sind; alle anderen Schaltungen, die zu den anderen Meßfrequenzen gehören, sind analog aufgebaut.
Auch in F i g. 19 wird davon ausgegangen, daß die drei Sender E₅, Ee und E₉ mit den spezifischen Frequenzen Fs₅, Fs₆ und Fs₉ empfangen werden. Die drei Schaltungen AV₅, AV₆ und AV₉ enthalten jeweils einen Regelkreis, wie er als Af₅ (77203*) in Fig. 15 dargestellt ist, und so viel Afs,pKreise (77 213* in Fig. 5), als Meßfrequenzen vom Empfänger verarbeitet werden sollen. Die Ap_113n-Kreise, beispielsweise der A?__x,- Kreis (77 513* in Fig. 19) sind identisch mit den in F ig. 18 dargestellten Schaltkreisen 77 513*.

Die am Schaltkreis 62 der Fig. 19 ankommende Dauerwelle O₅ wird durch den Kreis 7241* gefiltert, anschließend im Schaltkreis 7251* einer oder mehreren Frequenzänderungen unterworfen, und zwar mit Hilfe der Komponenten H₅, die für eine Einzelfrequenzänderung eine einfache Komponente ist, jedoch für mehrere

so Frequenzänderungen eine wirkliche komplexe Komponente ist und im Schaltkreis 7261* ein zweites Mal gefiltert, um das Signal/₅ zu liefern. Die zentrale Frequenzanlage 7230* liefert eine Frequenz U = Nf, aus der mittels des +/--Gliedes 77 201* und des Zähler-Teiler-

⁶S kreises 7720* mit dem Teilerfaktor N die Komponente fs gebildet wird, die zugleich mit dem Signal /₅ dem Detektor 7745* zugeführt wird. Das durch den Detektor 7745* erhaltene Residuum A₅ der Frequenz wird durch

die Schaltung AV₅ weiter verarbeitet, wobei der in ihr enthaltene 4^-Kreis (Fif. 16) das +/--Glied 77 201* steuert und andere in ihm enthaltene Schaltkreise, z. B. der 4/5_-rKreis (Fig. 17 und 18), das +/- -Glied 77 211* der Schaltkreise 64/1 und 67/1 der Fig. 19 sowie die analogen (nicht dargestellten) +/--Glieder für die anderen zeitgestaffelten Wellen O_{5 m} steuern.

Die am Schaltkreis 66/1 ankommende zeitgestaffelte Welle O_5-, wird im Kreis 7244* gefiltert, anschließend im Kreis 7254* einer oder mehrerer Frequenzänderungen unterworfen, und zwar mit Hilfe der Komponente H'_k\, die auch in diesem Fall entweder eine einfache oder wirklich komplexe Komponente ist, und ein zweites Mal im Kreis 7264* gefiltert, um so das Signal /5.1 der Welle O_5-, zu erhalten. Bis zu dieser Stelle ist der Empfang der beiden Wellen O_5-, und O_k] gleich. DerPhasendetektorkreis 7771* wählt aus allen ihm zugeführten Signalen f_k\ aufgrund der Steuerung des Programmsignals P₅) das Signal /5,1 aus.

Das +/- -Glied 77 211* nimmt die Frequenzformung des von der zentralen Frequenzanlage 7230* stammenden Signals U - Nf mittels des Signals MiZ_5-1 vor, das es vom /4K₅-Kreis erhalten hat. Das Ausgangssignal des +/- -Gliedes 77 211* wird über ein anderes +/--Glied 77 511* einem Zähler-Teiler 77 212* zugeführt, an dessen Ausgang die Komponente /J_-, des zweiten komplexen Ortssignals S_5-, erscheint und dem anderen Eingang des Phasendetektors 7771* zugeführt wird. Dieser Phasendetektor liefert das Residuum A₅'., der Phase, das dem A p₅ ,-Kreis zugeführt wird, der wiederum das +/- Glied 77 511* derart steuert, daß die Komponente/_5-, bis auf eine Phasenkonstante mit dem von der zeitgestaffelten Welle O_5-, abgeleiteten Signal/_5-1 in Phase ist.

Bei dem in Fig. 19 gezeigten Ausführungsbeispiel werden die Dauerwellen O₆, O₉ und die zeitgestaffelten entsprechenden Wellen O₆,,, O₉,, auf dieselbe Art und Weise verarbeitet, vorausgesetzt, die Phasenkonstante zur Regelung der Komponenten^ ,, f_b , und/J, ist dieselbe für die zu einer einzigen Meßfrequenz gehörenden Signale (gleicher Wert des zweiten Index). Die Phasenkonstante kann beispielsweise durch eine Phasenverschiebung in den Filterkreisen und in den Frequenzänderungskreisen dargestellt werden, da diese dieselben für die zu einer einzigen Meßfrequenz gehörenden zeitgestaffelten Wellen sind.

F i g. 20 zeigt schematisch und teilweise eine Variante des Empfängers nach Fig. 19, wobei die Komponenten Jl, Jl und/9 in einem Block 7222* vereinigt werden, um mittels des +/- -Gliedes 7221* die vom Frequenzerzeuger 7220* zur zentralen Frequenzanlage 7230* gelangende Frequenz zu verändern. Auf diese Weise können sämtliche von der zentralen Frequenzanlage stammenden Frequenzen im gleichen Verhältnis geändert werden, so daß die Stabilitätsanforderungen an den Frequenzerzeuger 7220* geringer sein können. Dazu müssen jedoch nicht alle Signale vereinigt werden, sondern es können einige ausgewählt werden. Wird nur ein einziges Signal dazu verwendet, so erhält man eine Variante des Empfängers, die in Fig. 22 näher erläutert ist.

Die allgemeine Arbeitsweise eines im zweiten Ausführungsbeispiel beschriebenen Empfängers ist die folgende:

Im ersten Regelkreis 73 erfolgt die Regelung der Frequenzen F's_k der ersten komplexen Ortssignale S'_k in Abhängigkeit der spezifischen Frequenzen Fs_k der Wellen O_k zum Zeitpunkt ihres Empfanges und zwar mit Hilfe der Residuen R_k der Frequenz, die nach erfolgter Synchrondetektion mittels der Komponenten f_k erhalten werden. Diese Regelungen korrigieren die Frequenz eines jeden ersten komplexen Ortssignals S'_k um einen Betrag d/_to wobei die Korrektur entweder an der einzelnen Komponente oder an der komplexen Komponente vorgenommen werden kann. Die Frequenz Fs_k eines jeden ersten komplexen Ortssignals ist also

ff_k+f+af_k

Die Frequenzen der zweiten komplexen Ortssignale S'km werden für jede spezifische Frequenz Fs_k entsprechend um einen Betrag d/^, korrigiert, der zu df_kim selben Verhältnis steht, wie der Nennwert der Meßfrequenz F_m zum Nennwert der spezifischen Frequenz Fs_k.

Für jedes zweite komplexe Ortssignal erhält man also:

Für jeden Wert der Indices fcund m werden alle Frequenzen der komplexen Komponenten H'^ H'^ und der einzelnen Komponenten/vom selben Frequenzerzeuger abgeleitet. Wird mit H die Nennfrequenz dieses Erzeugers und mit UH der Momentanabstand der reellen Frequenz zum Nennwert bezeichnet, so erhält man die reellen Frequenzen durch Multiplikation der Nennfrequenzen der Komponenten ff_h W_0n und /mit dem Faktor

Die Ne'nnfrequenzen der komplexen Komponenten H'_k und H¹Ij_n sind entsprechend Fs_k -/und F_m -/, während die Nennfrequenz jeder einzelnen Komponente gleich/ ist.

Die Frequenzen der empfangenen Wellen sind durch den Dopplereffekt entsprechend der Geschwindigkeit v_k des Empfängers in Richtung des entsprechenden Senders Ζ;* für jedes ^entsprechend beeinflußt. Die empfangenen spezifischen Frequenzen lauten daher:

Mi + —

und die empfangenen Meßfrequenzen lauten:

Mit eist die für alle Wellen gleiche Ausbreitungsgeschwindigkeit bezeichnet. Aus der zweiten Gleichung wird sofort ersichtlich, daß sich die reelle Frequenz einer empfangenen zeitgestaffelten Welle 0^_n im allgemeinen mit dem Wert des Index kändert, wenn sich der Empfänger in Richtung der Sender bewegt. Aus diesem Grunde ändern sich die Signale S'_k„, für gleiches m, aber verschiedenes k.

Die kontinuierliche Frequenzregelung eines jeden ersten komplexen Ortssignals S'_k führt zur folgenden Gleichung zwischen der empfangenen reellen Frequenz und der reellen Frequenz des Ortssignals:

Aus einer Vereinfachung folgt dann:

JL = — + —df c H Fs_k ·*'

Diese Bedingung ist ständig durch den ersten Regelkreis *3 erfüllt.

Die reellen Frequenzen der zweiten komplexen Ortssignale 5'fc* sind für jeden Wert der Indices Jt und m aus dem zweiten Glied der folgenden Gleichung zu entnehmen, dessen erstes Glied die reelle Frequenz der Welle 0&, zum Zeitpunkt ihres Empfanges darstellt:

In dieser Beziehung ist die Bedingung erhalten, daß jede reelle Frequenz Fi_0n eines jeden zweiten komplexen Ortssignals gleich dem folgenden Ausdruck ist:

Mit dieser Beziehung erhält man dann:

Fs_k

20

25

Diese Bedingung ist bereits durch die kontinuierliche Frequenzregelung der ersten Ortssignale S'_k erfüllt, so daß die zweiten Ortssignale S'^ bereits bei ihrer Erzeugung die entsprechende Form zum Empfang der Wellen O_to aufweisen. Die Instabilität di/des Erzeugers der Frequenz Hwird durch jede Frequenzkorrektur df_k kompensiert.

Die Frequenzkorrekturen df_k und d/*„, können entweder an den einzelnen Komponenten der ersten und zweiten komplexen Ortssignale oder an den komplexen Komponenten, z. B. an den einfachen Komponenten der komplexen Komponenten vorgenommen werden.

Vorzugsweise verwenden die Empfänger ebenfalls die Frequenzkorrekturen d/_te um daraus Informationen über die Entfernungsdifferenzen zwischen dem Empfänger und zwei Sendern zu erhalten. Diese Regelbedingung läßt sich durch die folgende Beziehung ausdrükken:

Fs_k

äH
H "

lieh von der Geschwindigkeit des Trägers des Empfängers ab; bewegt dieser sich beispielsweise mit einer Geschwindigkeit von 10 Knoten auf der Grundlinie eines hyperbolischen Netzes, so liegt der im Verlauf von fünf Minuten auftretende Fehler in der Größenordnung von einem Meter.

Werden die Frequenzkorrekturen an den einzelnen Komponenten/* der ersten komiexen Ortssignale vorgenommen, so ist die Frequenzdifferenz von zweien unter ihnen, beispielweise von/; -fi, identisch mit der Differenz d/₅ - d/₆, so daß auch ihre Integration eine Information über die Entfernungsdifferenz liefert.

Eine Variante liefert die Anordnung nach Fig. 21. In dieser Figur ist ein Schaltkreis 77U* gezeigt, der analog zum Schaltkreis 77 263* der Fig. 16 aufgebaut ist, und in dem zwei Kippschaltungen J-ΚΊΊΙΙ* und 7713*, die das Residuum A₅' der spezifischen Frequenz darstellenden Signale a\ und a₂ erhalten. Den Zeiteingängen der beiden Kippschaltungen J-ATnach der F i g. 21 wird eine Frequenz Q_L zugeführt. Damit ergibt sich als Mittelwert Tür die Ausgangssignale der beiden Kippschwingungen:

Nimmt man nun die beiden Sender E₅ und E_b und die beiden verschiedenen Werte k = 5 und 6, so erhält man aus der Subtraktion der beiden entsprechenden Gleichungen folgende Beziehung:

Dieser Wert entspricht dem weiter oben für den Schaltkreis 77203* angegebenen, der der folgenden Beziehung genügt:

Fs₅ Fs₆ c

Die zeitliche Integration über diese Differenzen liefert eine Information über die Entfernungsdifferenz des Empfängers zu den beiden Sendern E₅ und E₆.

Im allgemeinen sind die Werte der Frequenzen Fs_k benachbart und ihr relativer Unterschied nicht größer als 10"³. Integriert man direkt die Differenz d/5 - dft, so übersteigt der relative Fehler ebenfalls nicht den Wert von 10~³. Mit Hilfe der aus den Meßfrequenzen gewonnenen Informationen wird dieser Fehler von Zeit zu Zeit korrigiert, so daß er vernachlässigbar klein bleibt.

Die Wiederholungsrate dieser Korrektur hängt natür-Bei der in Fig. 21 dargestellten Anordnung werden die Residuen der spezifischen Frequenz zur Auswertung integriert, anstelle der Frequenzdifferenzen der einzelnen Komponenten, wie z. B.f₅ -/·· Vorteilhafterweise wird die Frequenz Q₅ derart gewählt, daß sie proportional zur spezifischen Frequenz Fs₅ ist, d. h. Q₅ = qFs₅ und analog Q_5-1 = qF_{, wobei der Proportionalitätsfaktor q für alle empfangenen Frequenzen gleich ist. Daraus erhält man die Beziehung:

Gb Qs	F, Fs5	= Q-
	_ Ö5 Fs5	angegebenen Beziehung:
Mit der	bereits	= — (V5-V6),
d/s Fs5	d/6

49
erhält man folgende Gleichung:

Q 1

2N ⁵ c

Die zeitliche Integration über die Residuen A₅ und A₆ liefert also ebenfalls Informationen über die Entfernungsdifferenzen des Empfängers zu den Sendern E₅ und E_b. Daher gestattet auch ein Schaltkreis, wie z. B. 7710* der F ί g. 21, das Residuum /J₅ mit einer Frequenz Q_L vor der Integration derart zu bewerten, daß man nach der Integration Aussagen über die Entfernungsdifferenzen zu den Sendern erhält. Die Frequenz Q_L hat für jeden Index kdss betroffenen Senders denselben Wert und ist entsprechend den Meßeinheiten für die vorzunehmende Integration ausgewählt. Auch aus der Annahme, daß die Frequenzen Fs_k eng benachbart sind und daß der Unterschied zwischen ihnen zu vernachlässigen ist, folgt, daß die Frequenzen ß_tdie gleichen sind.

Wie bereits erwähnt, ist die aus der Integration der Differenz A₅ - R₆ nach Bewertung mit der Frequenz Q_L erhaltene Information über die Entfernungsdifferenzen noch mit einem Fehler behaftet, der jedoch genügend klein ist, um von Zeit zu Zeit, beispielsweise alle fünf Minuten, mit Hilfe der Phaseninformationen, die von den zweiten komplexen Ortssignalen des Empfangers stammen, korrigiert zu werden.

Im folgenden wird die Anordnung der Fig. 22 beschrieben, in der das Residuum A₅ vom Schaltkreis Λ K₅ verarbeitet wird, um direkt das zwischen dem Frequenzerzeuger 7220* und der zentralen Frequenzanlage 7230* angeordnete +/- -Glied 772!* zu steuern. Zu diesem Zweck enthält der Schaltkreis AV₅ nur einen einzigen 4^-Kreis (77 283* in Fig. 16) und die Frequenz Q₅ hat einen geeigneten, in Abhängigkeit von der zu korrigierenden Frequenz gewählten Wert. Das zum Sender E₅ gehörende Residuum R₅ bewirkt also eine Globalveränderung aller Frequenzen, die die ersten und zweiten komplexen Ortssignale bilden, und von der zentralen Frequenzanlage 7230* stammen.

Der den Wellen O₆ und O₉ zugeordnete rechte Teil der Anordnung der Fig. 22 ist mit dem entsprechenden Teil der Anordnung der Fig. 19 beinahe identisch. Der Unterschied liegt darin, daß die für den (nicht dargestellten) Schaltkreis 69 bestimmten Signale von den Kreisen AV₆ und AV₉ abgegeben werden, die zu diesem Zweck jeder einen Schaltkreis aufweisen, der dem Schaltkreis 7711* der Fig. 21 entspricht. Das +/--Glied 7721* bewirkt aufgrund des ihm zugefuhrten Residuums R₅ nicht nur die Anpassung des dem Detektor 7245* zugefuhrten Signals/j, sondern auch die Veränderung der komplexen Komponenten H₅ und H¹I_0n. Wie aus Fig. 22 deutlich wird, werden die Frequenzen der zeitgestaffelten Wellen zweimal verändert, so daß die zweiten komplexen Ortssignale eine wirklich komplexe Komponente aufweisen und die für die Meßfrequenz F₁, ζ. B. zwei einfache Komponenten H"_k\ und ff_k\ enthalten.

Die Frequenzformung sämtlicher komplexer Ortssignale erfolgt also in Abhängigkeit der kontinuierlichen Welle O₅, die vom Sender E₅ stammt. Das bedeutet aber auch, daß die Frequenzformung und Phasenregelung der Wellen O₆ und Oj von der Frequenzformung der Welle O₅ abhängt. Bei der Anordnung nach F i g. 22 wird die Phasenregelung derzeitgestaffelten Welle O₅,| nicht an der Komponente./]^, sondern an der einfachen Komponente H_k'\ durchgeführt, die einen Anteil der sämtlichen zweiten Ortssignale S'n gemeinsamen komplexen

Komponente darstellt, und zwar für jeden Wert vom k.

Zu diesem Zweck wird für die Λ^₅ ,-Kreise eine

geeignete Zeitkonstante gewählt und das +/--Glied 77511* und der Zähler-Teiler 77512* sind derart

s angeordnet, daB sie auf die Komponente Hf_n anstatt auf die Komponente F₅₁ wie es in Fig. 19 dargestellt ist, einwirken. Der Frequenzdifferenzdetektor 7745* und der Phasendetektor 7771* erhalten deshalb direkt eine Frequenz/unter der Voraussetzung, daß ein Frequenz-ο teiler mit dem Teilerfaktor Mn der zentralen Frequenzanlage 7230* vorgesehen ist

Diese Anordnung bewirkt, daß die dem Sender E₅ zugeordnete Phasenkorrektur, die mittels derzeitgestaffelten Welle O_5jl für die Meßfrequenz F₁ erhalten

wird, an der Überlagerungsfrequenz H_k\ vorgenommen wird, sowie gleichzeitig an den anderen zeitgestaffelten Wellen O_kX im Augenblick der Frequenzänderung. Die Signale./ij und./;,, stellen demnach die Phasenunterschiede zwischen der zeitgestaffelten Welle O₅₁ und den zeitgestaffelten Wellen O₆₁ und O₅₁ dar.

Alle der Auswerteschaltung zugefuhrten Signale stehen in einem Zusammenhang mit den kontinuierlichen und zeitgestaffelten Wellen, die von dem Sender E₅ abgestrahlt werden, und der als Referenzsender angesehen werden kann. Die beiden hyperbolischen Netze haben demnach den Sender E₅ gemeinsam und die von der Auswertung stammenden Informationen stehen in direktem Zusammenhang zum Sender E₅.

Die weiter oben angegebenen Beziehungen gelten auch weiter, wobei jedoch der Frequenzkorrektur dF, die die Instabilität dHdts Frequenzerzeugers kompensieren soll, eine besondere Bedeutung zukommt. Ersetzt man den Ausdruck

dff
H

durch

dF

F Fs₅'
so erscheint der Ausdruck:

in den Gleichungen für die Stationen E_b und E₉, wodurch wiederum deutlich wird, daß der Sender E₅ als

so Referenzsender dient.

In Fig. 23 ist das Schaltschema einer anderen Variante des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfangers dargestellt, das sich vorzüglich für Fahrzeuge mit höheren Geschwindigkeiten eignet.

Alle komplexen Komponenten der ersten und zweiten komplexen Ortssignale enthalten zwei einfache Komponenten, von denen eine (H'; H{) ihnen für jeden Index k gemeinsam ist und von denen die andere (H₅; AjJ₁) vom betrachteten Sender abhängt. Die Frequenz- und Phasenkorrekturen werden bei dieser Variante an den einfachen senderabhängigen Komponenten vorgenommen, während die andere Komponente durch die ersten und zweiten Regelungen nicht beeinflußt wird.

Bei der Anordnung nach der Fig. 23 wird also die der Welle O₅ als zweite Überlagerungsfrequenz beigemischte Komponente H₅" in ihrer Frequenz verändert, und zwar durch den /IF^-Kreis in Abhängigkeit des Re-

siduums Rj, das vom Detektor 7745* stammt, wobei die Frequenzänderung durch das +/--Glied 77201* und des Zähler-Teilers 7202* durchgeführt wird, dessen Ausgang der Mischstufe 7251* zugeführt wird.

Der ^Ky-Kreis steuert auch die Frequenzformung der Komponenten H^ mittels des +/--Gliedes 77211*, während die Phasensteuerung vom ^,-Kreis77511* in Abhängigkeit des Residuums As₁ mittels des +/--Gliedes 77511* und des Zähler-Teilers 7721* durchgefükri wird, dessen Ausgang der Mischstufe 72541* zugeführt wird.

Zusammenfassend läßt sich also sagen, daß die Detektionen der einzelnen Komponenten durch den Frequenzdifferenzdetektor 7745* und den Phasendetektor 7771* durchgeführt werden, während die Frequenzänderungen an den Überlagerungsfrequenzen /%' und Hs \ vorgenommen werden, wobei letztere auch einer Phasenänderung unterworfen wird.

Da die spezifischen Frequenzen eng benachbart sind, kommt man mit einer gemeinsamen Mischstufe 7250* für alle kontinuierlichen Wellen aus. Genauso gut ist es möglich, für alle zeitgestaffelten Wellen mit derselben Meßfrequenz F₁ eine gemeinsame Mischstufe 7254Λ zu verwenden. Des weiteren weisen die Kreise AV₅, AV₆ und AV₉ einen Bewertungskreis auf, wie z. B. den Kreis 7711* der Fig. 21, um dem nicht dargestellten Schaltkreis 69 Informationen über die Geschwindigkeit v₅, v₆ und w> zukommen zu lassen.

Die Informationen v₅, v₆ und ν> sind den Frequenzresiduen A₅', A₆' und A₉' proportional und werden auf i:ieselbe Art und Weise, wie es im Zusammenhang mit Fig. 20 beschrieben ist, in einem Kreis 7222* vereinigt und dem +/- -Glied 7221* zugeführt, um die Frequenz des Frequenzerzeugers 7220* zu korrigieren, bevor sie der zentralen Frequenzanlage 7230* zugeführt wird. Die kontinuierlich erhaltenen Komponenten H₅[\, Η₆[\ und /Z₉", enthalten in ihren relativen Phasen Informationen über die Phasenunterschiede zwischen den zeitgestaffelten Wellen O₅,_t, 0₆,i und O₉^ und werden von dem nicht dargestellten Phasenauswertekreis 68 weiter verarbeitet.

Die nicht weiter dargestellten Signale H", wie z. B. #5,'b Hs',2 etc. können eine gleiche oder auch verschiedene Frequenzen aufweisen. Weisen diese Signale die gleiche Frequenz auf, so kompliziert sich die Ausbildung der komplexen Komponenten sowie die Durchführung der Frequenzänderungen, wie sie im folgenden beschrieben ist.

Weisen die Signale jedoch nicht die gleiche Frequenz auf, so ist es einfach, die Überlagerungsfrequenzen herzustellen und die einzige Schwierigkeit tritt bei der Verarbeitung der Signale /Zf₁, //₅"₂ etc. durch die Auswerteschaltung 68 auf. Ist die Mischstufe 7250*, wie es in Fig. 23 dargestellt ist, dieselbe für alle Dauerwellen, so sind die Nennwerte der Frequenzen Η$, Hi' und Hg notwendigerweise verschieden voneinander, wenn die Komponente /für jedes k allen Wellen gemeinsam ist. Sind die Nennwerte gleich, so ist es trotzdem noch möglich, aus einer Integration Informationen über die Entfernungsunterschiede zu erhalten.

Den verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist gemeinsam, daß jedes komplexe Ortssignal eine Komponente mit einer sehr niedrigen Nennfrequenz von einigen Hz aufweist, wozu ein sehr schmaler Durchlaßbereich in der Größenordnung von 0,5 Hz erforderlich ist.

Aus diesem Grunde kann vorteilhafterweise die in unserer älteren französischen Patentschrift 72 27060 offenbarte technische Lehre zur elektronischen Frequenzänderung verwendet werden, da die in dieser Patentschrift erwähnten Frequenzen Werte aufweisen, die mit denen der für das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung angegebenen Werten übereinstimmen.

Um das Verständnis der Anwendung der Frequenzänderung nach dieser französischen Patentschrift auf den Empfanger der vorliegenden Erfindung besser zu

ίο verstehen, wird auf die weiter vorne dargestellte Beschreibung des Empfangsteils der vorliegenden Erfindung verwiesen.

Da die Anzahl der von der zentralen Frequenzanlage abgegebenen Überlagerungssignale ziemlich groß ist, wird für ihre Verarbeitung vorteilhafterweise die in Fig. 3 der oben erwähnten französischen Patentschrift dargestellte Anordnung gewählt Da der Empfang der spezifischen Frequenzen kontinuierlich ist, müssen die Bauteile des Empfangskanals, im Sinn der obigen französischen Patentschrift, feste Werte aufweisen, wobei mehrere Frequenzänderungsstufen gemeinsam ausgebildet sein können.

Der Empfang der zeitgestaffelten Wellen mit den Meßfrequenzen dagegen ist zeitgestaffeit. Es genügt daher, für jede Meßfrequenz einen Empfangskanal mit festen Werten vorzusehen, entsprechend der Fi g. 7 der oben erwähnten französischen Patentschrift. Bei Verwendung eines einzigen Empfangskanals für alle zeitgestaffelten Wellen und alle Meßfrequenzen sind die Werte der Bauteile dieses Empfangskanals im Sinne der obigen französischen Patentschrift durch Steuerung veränderbar, wobei die Steuerung durch ein Programm vorgenommen wird, das in Abhängigkeit des Empfangsprogramms der zeitgestaffelten Welle ausgebildet ist.

Auch die in den Fig. 4 und 6 der obigen französischen Patentschrift dargestellten Anordnungen sind auf den erfindungsgemäßen Empfänger anwendbar.

In den F i g. 24 bis 34 ist eine vorteilhafte Variante des Empfängers nach dem zweiten Ausführungsbeispiel (Fig. 19) dargestellt, dessen Vorteile bei der Signalauswertung besonders deutlich werden.

Bei dieser Variante arbeitet der Empfanger mit vier verschiedenen Sendern zusammen und erzeugt zwei voneinander unabhängige hyperbolische Netze. Die vier Sender werden im folgenden mit A, B, C und D bezeichnet und dem Index k werden für jeden Empfangskanal die Werte a, b, c und d zugeordnet.

Vergleicht man die Fig. 24 und 19, so sieht man, daß in der Fig. 24 dem Frequenzerzeuger 7220* ein Schaltkreis 720* nachgeschaltet ist, der die Aufgabe hat, Frequenz und Phase in Abhängigkeit von den von einem Schaltkreis 7222* (Fig. 23 und 26) stammenden Informationen zu korrigieren. Der in Fig. 23 dargestellte Schaltkreis 7222* liefert ein Signal, das einer linearen Vereinigung der Residuen A₅' der spezifischen Frequenzen entspricht. Im Zusammenhang mit Fig. 21 wurde bereits beschrieben, daß das Residuum R₅ aus zwei Signalen auf zwei verschiedenen Leitungen besteht, wobei das eine Signal einen positiven Frequenzunterschied und das andere Signal einen negativen Frequenzunterschied darstellt.

Die Korrekturschaltung 720* in Fig. 24 erhält also ebenfalls zwei getrennte Steuersignale, das eine über die mit einem + bezeichnete Leitung und das andere über die mit einem - bezeichnete Leitung, wobei die beiden Signale gleich denen im Zusammenhang mit Fig. 21 beschriebenen sein können. Die Signale sollen auf jeden Fall logische Signale sein, wie z. B. Rechteck-

signale oder Impulse.

Die + - und - -Leitungen sind mit zwei Zähler-Teilern 72 211* und 72 212* des gleichen Moduls verbunden, deren Ausgänge mit dem positiven und negativen Eingang eines reversiblen Zählers 72 213* verbunden sind, der auf bekannte Art stufenweise an einen Synthesierer 72 214* geschaltet ist. Seine Ausgangsfrequenz ist p/K mal seine Eingangsfrequenz, wobei ρ vom reversiblen Zähler bestimmt wird und einen Wert zwischen 0 und Ä"-l annehmen kann. Die durch den reversiblen Zähler 72 213* vorgenommene Steuerung der Ausgangsfrequenz des Synthesierers erfolgt in Abhängigkeit von dem Abstand zwischen zwei Anstiegsflanken von Impulsen, die ihm entweder aui'der+-Leitung oder auf der --Leitung zugeführt werden. Die Ausgangsfrequenz von 5 MHz des Frequenzerzeugers 7220 wird durch einen Zähler-Teiler 72 201* mit dem Teilerfaktor 20 geteilt, so daß seine Ausgangsfrequenz 250 kHz beträgt. Diese Ausgangsfrequenz wird sowohl dem Synthesierer 72 214* als auch dem Zähler-Teiler 72 218* mit dem Teilerfaktor 2 zugeführt, denen je ein Zähler-Teiler 72 215* und 72 219* des gleichen Moduls nachgeschaltet sind.

Die +- und --Leitungen, die vom Schaltkreis 7222* wegführen, sind außerdem mit Zähler-Teilern 72 216* und 72 217*, die mit dem gleichen Modul versehen sind, verbunden. Die Ausgangsfrequenz des Synthesierers 72 214* erhöht sich, wenn die Zählrate des reversiblen Zählers 72 213* steigt, und die Rechtecksignale des Teilers 72 215* werden mit den Ausgangssignalen des Zählers 72 216* in einem ODER-Kreis 72 221* vereinigt, jo Auf dieselbe Art und Weise werden die Ausgangssignale des Zählers 72 219* mit den Ausgangssignalen des Zählers 72 217* in einem ODER-Kreis 72 222* vereinigt. Die Ausgangssignale der Kreise 72 221* und 72 222* werden schließlich einem +/- -Glied 7221* zu- J5 geführt.

Die Ausgangssignale des Synthesierers 72 214* und des Zählers 72 218* haben Rechteckform. Die Hälfte des vom Synthesierer zugelassenen Frequenzkorrekturbereiches ist dem negativen Eingang des +/--Gliedes 7221* zugeordnet, wodurch man eine negative Frequenzpolarisation erhält. Mittels des Synthesierers 72 214* kann man also eine positive oder negative Frequenzkorrektur durchführen.

Die rechteckiörmigen Ausgangssignale der Zähler 72 216* und 72 217* ermöglichen einzelne Phasenkorrekturen. Dabei ist es günstig, wenn dem +/- -Glied 7221 ein reversibler Zähler vorgeschaltet ist, der den Modul der Zähler 72 215*, 72 216*, 72 217* und 72 219* reduziert. j°

Die Ausgangssignale des +/- -Gliedes 7221* werden anschließend in einem Koinzidenz-Detektor weiter verarbeitet, wie er in der französischen Patentschrift 69 08 755 näher beschrieben ist. Auf diese Art und Weise können Frequenzen von zwei veschiedenen Frequenzerzeugern mit hoher Präzision gekoppelt werden. Der in dieser Patentschrift beschriebene Koinzidenz-Detektor unterscheidet sich von den klassischen Koinzidenz-Detektoren. Die Anordnung weist einen Frequenzteiler mit dem Teilerfaktor 250 auf, der durch einen Zähler-Teiler 72 223* gebildet wird, wobei letzterer sowohl mit dem Ausgang des +/- -Gliedes 7221* als auch mit einem Eingang des Koinzidenz-Detektors 72 224* verbunden ist, der durch eine Doppelraute dargestellt ist. Dieser Detektor 72 224* entspricht z. B. dem in den F i g. 5 und 6 der französischen Patentschrift 69 08 755 dargestellten Detektor. Seinem zweiten Eingang wird das Ausgangssignal eines Frequenzerzeugers 72 225* über einen Zähler-Teiler 72 226* mit einem Teilerfaktor 10 zugeführt und das Ausgangssignal des Koinzidenz-Detektors 72 224* regelt die Frequenz des Frequenzerzeugers 72 225*, dessen Nennfrequenz 5010 kHz beträgt. Das Frequenz- und Phasenkorrektursignal des Schaltkreises 720* weist die Frequenz 501 kHz auf und steht am Ausgang des Zähler-Teilers 72 226* zur Verfugung.

Dieses Korrektursignal von 501 kHz, das in Abhängigkeit vom Frequenzerzeuger 7220* im Schaltkreis 720* gebildet wird, wird einem zweiten Koinzidenz-Detektor 72 201* zugeführt, der wiederum mit einem Frequenzerzeuger 72 203* von 9600 kHz verbunden ist, dessen Ausgangssignal über eiinen Zähler-Teiler 72 204* mit dem Teilerfaktor 9600 dem anderen Eingang des Koinzidenz-Detektors 72 201* zugeführt wird.

Diese Schaltkreise bilden also eine zentrale Frequenzanlage 722*, die ein vom Frequenzerzeuger 72 203* stammendes Ausgangssignal von 9600 kHz liefert, sowie ein vom Zähler-Teiler 72 204* stammendes Ausgangssignal von 1 kHz, ein von den verschiedenen binären Ausgangsstufen eines Zähler-Teilers 72 205* mit dem Teilerfaktor 256 stammendes Ausgangssignal von 4 Hz (mit 2 r bezeichnet) sowie ein vom Zähler-Teiler 72 206* mit dem Teilerfaktor 2 stammendes Ausgangssignal von 2 Hz (mit r bezeichnet).

Es ist vorteilhaft, daß die von der zentralen Frequenzanlage 722* stammenden Signale zum gleichen Zeitpunkt erzeugt werden, so daß sie in einer bestimmten Phasenrelation zueinander stehen. Mit anderen Worten stimmen ihre Anstiegsflanken zeitlich mit denen des Signals von 9600 kHz überein und auch die Anstiegsflanken des Signals /-stimmen zeitlich mit den Anstiegsflanken der anderen Signale überein. Das Signal r kann daher als Phasenreferenz verwendet werden.

In Fig. 24 ist weiterhin ein Schaltkreis 80* eingezeichnet, der als Valenz-Generator bezeichnet wird. Das Wort »Valenz« bezeichnet hierbei die Tatsache, daß im Empfänger ein Ortssignal erzeugt wird, dessen Frequenz gleich einer der Meßfrequenzen F_m ist, und das im weiteren genauso wie die zeitgestaffelten empfangenen Wellen O₀₇, mit den Meßfrequenzen F_m verarbeitet wird.

Der Schaltkreis 80* enthält einen Synthesierer 802*, dessen Steuereingänge mit einem Speicher 801*, beispielsweise einer Diodenmatrix, verbunden sind. Dem Eingang des Synthesierers 802* wird die Frequenz 9600 kHz zugeführt und sein Ausgang ist mit dem Frequenzteiler 803* mit dem Teilerfaktor 12 verbunden. Die Diodenmatrix 801* steuert den Synthesierer 802* derart, daß am Ausgang des Frequenzteilers 803* entsprechend einem Programmsignal P₁ jede Meßfrequenz erscheint. Der Faktor K des Synthesierers 802* hat beispielsweise den Wert 6400, während der Faktor p_m von der Meßfrequenz F_m abhängt, die vom Programmsignal P₁ ausgewählt wird, und zwar entsprechend der Beziehung _Pm = Fjns; Hz.

Das Programmsignal P₁ ist ein Empfangssignal und in Fig. 30 näher erläutert In der Fig. 30 ist die erste Minute des Sendeprogramms dargestellt, entsprechend den ersten beiden linken Fächern von Fig. 3.

Während eines Zeitraums von je fünf Sekunden vor und nach jedem Sender-Umschaltvorgang nach Fig. 3, d. h. während eines Zeitraums von 10 Sekunden insgesamt, erzeugt das Empfangsprogramm einen zu einer Meßfrequenz gehörenden Valenzwert Für den Zeitraum von 20 Sekunden, und zwar zwischen der fünften und der fünfundzwanzigsten Sekunde der verschiede-

nen Sendeprogramme, ist das Empfangsprogramm für vier Empfangsfälle vorbereitet, und zwar nacheinander für die vier zeitgestaffelten Wellen, die zu diesem Zeitpunkt von jedem der ausgewählten Sender A, B, C, ,Dausgestrahlt werden. Die Werte der Meßfrequenzen, die vom Sendeprogramm in Fig. 3 bestimmt werden, sind in Fi g. 30 mit F„ F_b, F_c und F_d bezeichnet.

Das Empfangsprogramm für die zeitgestaffelten Wellen mit den Meßfrequenzen ist durch die für die verschiedenen Sender festgelegten Zeitintervalle be- ίο stimmt. Die Auswahl der Frequenzen zur Erzeugung der Valenz-Werte ist frei, nachdem die Zeitabschnitte für die Erzeugung der Valenz-Werte festgelegt sind.

In Fig. 30 ist dafür ein Beispiel angegeben: Meßfrequenz F₁ zum Zeitpunkt Null, Meßfrequenz F₂ zum Zeitpunkt 30 Sekunden, Meßfrequenz F₃ zum Zeitpunkt 60 Sekunden etc.

Die Speicherschaltung 801* ist derart aufgebaut, daß sie zu jedem Zeitpunkt in Abhängigkeit des Programmsignals P₁ die entsprechende Meßfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers 803* steuert. In der Programmschaltung werden jedoch die Meßfrequenzen nicht dahingehend unterschieden, ob sie zum Empfang der zeitgestaffelten Wellen gehören oder zur Erzeugung der Valenzwerte. Wie in F i g. 30 dargestellt, wird deshalb ein Programmsignal P₂ benötigt, das den Valenzwerten zugeordnet ist und das dem Zähler-Teiler 803* zugeführt wird, um ihn auf Null zu schalten. Der Zähler-Teiler kann also nur ein den Valenzwert darstellendes Ausgangssignal abgeben, wenn das Signal P₂ den oberen in F i g. 30 dargestellten Wert hat. Durch das Signal P₂ werden also allein die Zeiträume bestimmt, in denen die Valenzwerte erzeugt werden. Dabei ist angenommen, daß die Energie der Valenzwerte deutlich über der Energie der Empfangssignale liegt, so daß die Empfangssignale in dem Fall im Empfangskanal vernachlässigt werden, wenn dem Empfangskanal ein Valenzwert vom Zähler 803* zugeführt wird.

Ein Synthesierer, dem ein Zähler-Teiler, wie z. B. 802* und 803*, nachgeschaltet ist, kann die Frequenz eines Signals verändern, ohne daß jedoch die Phase des den Teiler verlassenden Signals exakt definiert ist.

Es wurde nun gefunden, daß in den Zuständen der verschiedenen Stufen des Zählers 803* und auch des Synthesierers 802* Informationen über die Phase des Ausgangssignals des Zählers 803* enthalten sind und daß bei Verwendung des vom Schaltkreis 72 206* stammenden Signals r von 2 Hz um die Stufen des Zählers 803* und auch des Synthesierers 802* beim Eintreffen des Signals r auf Null zu schalten, jede Anstiegsflanke des Signals r gleichzeitig eine Anstiegstianke des vom Generatorkreis 80* abgegebenen Signals ist. Obwohl also die Phase dieses Ausgangssignals zu Beginn nicht feststeht, kann sie mit Hilfe des als Referenz dienenden Signals r festgelegt werden.

Zweckmäßigerweise wird die Form des Signals r, das als Rechtecksignal vom Zähler 72 206* abgegeben wird, zum Zurückschalten der Kreise 802* und 803* auf Null in Impulse umgewandelt, wobei diese Formumwandlung als bekannt vorausgesetzt wird. Die zu diesem Zweck erforderlichen Schaltungen sind deshalb in den Zeichnungen nicht expliziet angegeben, wobei jedoch vorausgesetzt wird, daß sie erforderlichenfalls vorhanden sind. Ist das Zurückschalten der Zähler auf Null, wie es z. B. beim Zähler 803* durch das Signal P₁ der Fall ist, dauerhaft, so braucht die Umwandlung von Rechtecksignalen in impulsförmige Signale natürlich nicht vorgenommen zu werden.

Im folgenden sind etliche Schaltkreise angegeben, die zum Schaltkreis 86* analog sind, und zwar einmal zur Steuerung eines Synthesierers mittels eines Diodenspeichers (in den Figuren durch einen viereckigen Block mit einer senkrecht eingezeichneten Diode dargestellt) andererseits zur Festlegung einer Phase mittels des Signals rvon 2 Hz. Das Signal λ kann dazu verwendet werden, um die Phase von allen Signalen festzulegen, die vom Signal mit 9600 kHz abgeleitet worden sind, und deren Frequenzen Vielfache von 2 Hz sind.

In Fig. 25 ist ein Großteil der in Fig. 19 bereits gezeigten Schaltkreise dargestellt. Die in Fig. 19 schematisch angegebene zentrale Frequenzanlage ist in Fig. 25 in ihre Einzelheiten zerlegt, um die verschiedenen Bauteile deutlich zu zeigen. Analog zu den Fig. 5 und 6, in denen die Sender dargestellt sind, werden auch hier in jedem Empfangskanal zwei Frequenzänderungen durchgeführt, wobei die Überlagerungsfrequenzen durch Teilung der Frequenz von 9600 kHz erhalten werden und eine dritte Frequenzänderung, wobei die hierzu erforderliche Überlagerungsfrequenz von einem Synthesierer mit nachgeschaltetem Frequenzteiler stammt.

In F i g. 25 sind die beiden ersten Frequenzänderungsstufen für den Empfang der spezifischen Frequenzen der vier ausgewählten Sender A, B, C, D gemeinsam ausgebildet und weisen den gleichen Aufbau auf, wie die beiden ersten Stufen von F i g. 9.

Im folgenden wird daher nur die dritte, dem Sender Λ zugeordnete Frequenzänderungsstufe beschrieben. Sie enthält einen Synthesierer 7231C*, der von einem Diodenspeicher 7321£* gesteuert wird, und zwar in Abhängigkeit vom Index k = a des gewählten Senders A. Dem Synthesierer 7231C* ist ein Zähler-Teiler 7231D* nachgeschaltet, der die Überlagerungsfrequenz bildet und dem Mischkreis 7251C*zuführt. Die Konturen dieses Mischkreises 7251C* in Fig. 25 sind doppelt gezeichnet, um anzudeuten, daß er so beschaffen sein soll, daß die Spiegelwelle durch ihn völlig beseitigt wird, beispielsweise wie es in der französischen Patentschrift 72 27 060 im Zusammenhang mit Fig. 4 näher beschrieben ist.

Die den Sendern A, B, C, D zugeordneten Frequenzänderungsstufen liefern also die mit fafb-fofd bezeichneten Rechtecksignale mit Nominalfrequenzen, deren Werte von den nachgeschalteten Kreisen bestimmt werden und die zur Regelung der Synthesierer, wie z. B. 7231C*dienen. Die Meßfrequenzen stammen einesteils von der Antenne 71* und zum anderen vom Generatorkreis 8Cl* und einem ihm nachgeschalteten Anpassungskieis Si»*, der so aufgebaut ist, daß er den verschiedenen Meßfrequenzen eine bestimmte Phasenverschiebung erteilt.

Der Kreis zum Empfang der Meßfrequenzen gleicht demjenigen zum Empfang der spezifischen Frequenzen bis auf die in den ersten Frequenzänderungsstufen enthaltenen Filtern (alle Bezugszeichen 7244*), die Frequenzteiler 7234,4* und 72345* sowie den mit dem Diodenspeicher 7234£* verbundenen Synthesierer 7234 C* die als Funktion des Programmsignals P₁ verändert werden können. Die Veränderung der Zähler-Teiler und der Filter kann durch Umschaltung erhalten werden, wie es in der französischen Patentschrift 72 27060 näher beschrieben ist Den Zähler-Teilern 7234Λ* 72345* und 7234ö*und dem Synthesierer 7234 C* werden sämtlich das Signal r zugeführt, das eine Phasenübereinstimmung sämtlicher Komponenten der zweiten komplexen Ortssignale bewirkt, ähnlich wie es durch den Schalt-

kreis 80* der Fig. 24 bewirkt wird.

Das Ausgangssignal der Mischstufe 7254C* wird einem Filter 7264Λ * und einer Abschneidestufe Ί264Β * zugeführt, an dessen Ausgang ein Signal /^, erscheint, wobei der Index kauf die Werte a, b, c, (/beschränkt ist, die den gewählten Sendern A, B, C, D zugeordnet sind und aus den zeitgestaffelten empfangenen Wellen abgeleitet werden. Des weiteren erscheint am Ausgang der Abschneidestufe 7264S* die von den Valzensignalen F_m durch Frequenzänderung gebildeten Valenzsignale St -f_m. Die Werte der Teilungsfaktoren, wie sie im Zusammenhang mit den Frequenzänderungen der Sender gegeben wurden, sind dieselben für den Empfänger. Allen Synthesierern der Fig. 25 ist der Faktor A = 4096 = 2¹² zugeordnet, während die Faktoren ρ verschiedene Werte annehmen können. Dazu ist der gemeinsame Nennwert der Frequenzen f_k und /^_n zu berücksichtigen, der 1000:256 = 3,906 Hz, d. h. ungefähr 4 Hz, beträgt.

In Fig. 26 ist ein Ausführungsbeispiel für die Synchrondetektion gegeben, wodurch die Residuen R'_k der Frequenz und R¹^₁ der Phase erhalten werden, mit k= a, b.cd.

Im folgenden wird die Synchrondetektion des Signals /„ beschrieben, das im Empfangskanal A aus der empfangenen Dauerwelle durch Frequenzänderung erzeugt wird und wobei angenommen wird, daß die spezifische Frequenz" dieser Welle Fs₅ ist.

Die in Fig. 26 dargestellten Schaltkreise sind mit denen der Fig. 16 identisch, wobei die der Schaltung 77203* zugeführten Frequenz Q₅ vom Synthesierer 7210* aus der Frequenz 1 kHz gebildet wird, die wiederum vom Schaltkreis 62* stammt. Der Synthesierer 7210* ist den Empfangskanälen A, B, C, D gemeinsam und wird für einen Wert ausgelegt, der dem Mittelwert der spezifischen Frequenzen entspricht (beispielsweise ist K = 6400 und ρ gleich einer ganzen Zahl, die derjenigen am nächsten kommt, die aus dem Mittelwert der spezifischen Frequenzen geteilt durch 250 Hz gebildet wird; ρ soll dabei so groß wie möglich sein und zwischen 3200 und 6400 liegen, wobei erforderlichenfalls dem Schaltkreis 77203* ein Teilerfaktor gegeben wird, der über demjenigen des Schaltkreises 7711* liegt).

Die dem +/--Glied 77201* zugeführte Frequenz stammt vom Schaltkreis 722* und hat die Frequenz 1 kHz. Der Modul des Zählers 77202* beträgt 256, so daß der Nennwert der niedrigen Frequenzen / = 1000:256 = 3,906 Hz beträgt. In Fig. 26 ist weiter ein Schaltkreis 7711* dargestellt, der denjenigen in Fig. 21 dargestellten gleicht, und mit dem die Bewertung des Residuums A₅' der Frequenz durchgeführt wird, welches vom Frequenzdifferenzdetektor 7745* stammt, und wobei die Frequenz Q_L der F i g. 21 vom Schaltkreis 772* stammt und den Wert 1 kHz aufweist.

Für die Meßfrequenz weist die F i g. 26 nur einen Phasendetektor 7771* und einen Schaltkreis 77513* auf, wobei diese beiden Kreise analog denen der F ig. 18aufgebaut sind. Die Sperrung der Phasenregelung wird jedoch im Gegensatz zur Fig. 18, wo sie durch den Detektor 7771* erfolgt, durch den Schaltkreis 77513 bewirkt, z. B. durch Nullschalten der bistabilen Kippschaltung oder durch Blockierung des Bewertungssignals R₅ j.

Noch ein weiterer wichtiger Unterschied besteht zwischen den Fig. 26 und 18 darin, daß dem Schaltkreis 77 513* direkt die Frequenz von 1 kHz vom Schaltkreis 7771* zugeführt wird. Der Schaltkreis 77513* bewirkt dasselbe wie der Schaltkreis 7711*: er nimmt die Bewertung der vom Phasendetektor 7771* stammenden Residuen der Phase Rj_3n und St-R!„ vor, und zwar sowohl für die aus den empfangenen zeitgestaffelten Wellen gebildeten Signale /^_n als auch für die aus den Valenzwerten gebildeten Valenzsignale 5/ ·/„,. In der Tat unterscheiden sich die Empfangskanäle für die Meßfrequenzen der F i g. 25 und 26 nur durch die Frequenzwerte, wobei die Trennung nach den von den Sendern ausgestrahlten Wellen auch nach den Valenzwerten

ίο durch die Programmsignale erfolgt. Da die Erzeugung derartiger Programmsignale allgemein bekannt ist, wird nur ihre Form angegeben.

Der hauptsächliche Unterschied zwischen den beiden vorstehend beschriebenen Varianten des Empfängers ist der folgende: Beim ersten Ausführungsbeispiel (Fig. 10 und 12) werden die Residuen der Frequenz und der Phase getrennt integriert; das Residuum R$ der spezifischen Frequenz wird im Zähler 7741* integriert, der zu gleicher Zeit auf den Frequenzerzeuger 7710* einwirkt, der kontinuierlich einen Frequenzunterschied den Zählern, wie z. B. 7791*, zuführt. Jeder Zähler integriert getrennt die ihm zugeführten Frequenzunterschiede in Abhängigkeit von den entsprechenden Meßfrequenzen F_m. Eine Anpassung wird vom +/--Glied 7761* durchgeführt, wenn ein Residuum /?₅',| der Phase erscheint.

Im zweiten Ausfuhrungsbeispiel (Fig. 16 und 18) ist zwar die Arbeitsweise dieselbe, jedoch werden hierbei die Residuen der Frequenz selbst, wie z. B. Ri, den einzelnen Zählern z. B. 77212* über das +/- -Glied 77 211* und dem Bewertungskreis 77213* zugeführt.

In der zuletzt beschriebenen Variante werden nur die Residuen R^ der spezifischen Frequenz integriert, wonach mittels einer Phasenmultiplikationsschaltung aus

J5 diesen integrierten Werten die entsprechenden den Meßfrequenzen zugeordneten Phasen abgeleitet werden.

In F i g. 27 wird das vom Schaltkreis 7722* stammende Signal von 9600 kHz einem Zähler-Teiler 900 mit dem

to Teilerfaktor 3 zugeführt, dessen Ausgangssignal also die Frequenz 3200 kHz hat. Dieses Signal wird vier mit 902A bis 902Z) bezeichneten +/--Gliedern zugeführt, denen außerdem noch als Steuersignale die Residuen R^ Rj,, /?_r'und Rj, die von den Synchrondotektionskreisen A, B, C, D der Fig. 26 stammen, zugeführt werden. Die Ausgänge der +/- -Glieder 902Λ bis 902Z) sind mit den entsprechenden Zählern 901Λ bis 901Z)verbunden, ähnlich wie es in Fig. 28 mit den entsprechenden Zählern 931Λ bis 931Z) der Fall ist.

so In Fig. 26 ist der Empfindlichkeitsfaktor an den Eingängen des Detektors 7745* durch die Frequenz F₀ gegeben bei einer aufgrund der Frequenzänderungen dort anliegenden Frequenz von ungefähr 4 Hz. Der Empfindlichkeitsfaktor am Ausgang des +/- -Gliedes 77 201* hat den Wert F₀ ■ 256.

An den Bewertungskreisen 7711* und 77203* der Residuen liegen zwei Frequenzen an, und zwar eine von 1 kHz und eine 1 kHz multipliziert mit dem durch 250 und 6400 geteilten Mittelwert der Frequenz. Diese Schaltkreise enthalten in der Tat nicht nur ein Paar bistabiler Kippschaltungen J-K, sondern auch jeder ein Paar Zähler-Teiler, wobei die Teilungsfaktoren von einem Paar zum anderen verschieden sind. Beide Schaltkreise sind derart aufgebaut, daß der Empfind-Hchkeitsfaktor am Ausgang der Zähler 901Λ bis 901Z) gleich 250 ist

Wie in Fig. 27 dargestellt ist, sind die Eingänge der Zähler 901 mit einem Umschalter 903 verbunden und

die Ausgänge der Zähler mit einem Umschalter 904, wobei beide Umschalter gleichzeitig von dem Programmsignal P₄ der F i g. 30 gesteuert werden. Das Programmsignal /4 wählt einen der empfangenen Sender (A bis D) derart aus, daß die vom Residuum der zu diesen Sendern gehörenden spezifischen Frequenz abgeleiteten Informationen im Rest der Schaltung nach F i g. 27 weiter verarbeitet werden. Für das folgende sei angenommen, daß das Programmsignal Z₄ im Empfangskanal A zur Verfügung steht.

Die Schaltkreise 911 bis 917 in Fig. 27 wirken insgesamt als Phasenmultiplikator und werden im folgenden auch so bezeichnet.

Dieser Phasenmultiplikator weist zwei identische Synthesizer 911 und 915 auf, die gleichzeitig von einem vom Diodenspeicher 914 stammenden Programmsignal P₁ gesteuert werden. Der Phasenmultiplikator weist außerdem drei identische Zähler 912, 913 und 916 auf, deren gemeinsamer Teilerfaktor 256 ist. Die Ausgänge sämtlicher Stufen der Zähler-Teiler 913 und 916 sind mit den entsprechenden Eingängen eines Subtrahierers 917 verbunden.

Der Synthesierer 911 in F i g. 27 weist zwei Ausgänge auf, und zwar einen Ausgang für das Signal mit dem Wert p/K, der bisher allein betrachtet wurde und der mit dem Zähler-Teiler 913 verbunden ist, sowie einen Ausgang für das Signal mit dem Wert 1IK, der mit dem Zähler-Teiler 912 verbunden ist.

Das Ausgangssignal des Zähler-Teilers 912 stellt eine Phasenreferenz dar, und zwar analog zu derjenigen des Signals r, und mit deren Hilfe der Zähler-Teiler 913 auf Null zurückgeschaltet wird. Die Stufen des Synthesierers 915 und des Zählers 916 werden durch das Ausgangssignal des Umschalters 904 auf Null zurückgeschaltet, wobei letzteres mit dem Ausgangssignal des Zählers 901Λ übereinstimmt. Die Nullschaltung wird also in Abhängigkeit von der Phase des Ausgangssignals des Zählers 901Λ durchgeführt.

Der Teilerfaktor N₀ von allen Zählern 901 ist so gewählt, daß er gleich ist dem Produkt aus dem den Synthesierern 911 und 915 gemeinsamen Faktor K und aus dem Teilerfaktor 256, der den Zähler-Teilern 912, 913 und 916 gemeinsam ist. Daraus folgt, daß das Ausgangssignal des Zählers 912 die gleiche Frequenz wie diejenige des Ausgangssignals des Zählers 901 aufweist.

Die beiden Synthesierer 911 und 915 werden im übrigen mit derselben Frequenz von 5200 kHz gespeist und weisen den gleichen Koeffizienten p_m auf, so daß die durch Teilung erhaltenen Ausgangsfrequenzen der so Zähler-Teiler 913 und 916 untereinander gleich sind und beide wiederum gleich dem Produkt aus der Ausgangsfrequenz des Zählers 912 und des Koeffizienten Pm sind.

Die Phase des Ausgangssignals des Zählers 961Λ weist eine ihm durch das +/—Glied 902Λ erteilte Phasenverschiebung auf gegenüber der Referenzphase des Ausgangssignals des Zählers 912. Das Eingangssignal des Zählers 901Λ ist nämlich das Ausgangssignal des Zählers 900, dessen Frequenz 3200 kHz beträgt und durch das +/— -Glied 901A dadurch verändert wird, daß den es durchquerende Signale Anstiegsflanken addiert oder subtrahiert werden. Jede addierte oder subtrahierte Anstiegsflanke entspricht einer Periode mehr oder weniger im Signal von 3200 kHz. Die Veränderung durch eine derart erhaltene Periode entspricht also einer Phasendrehung. Durch einen Zähler-Teiler, wie z. B. 901Λ, wird diese Phasendrehung durch N₀ geteilt, so daß die Phase des Ausgangssignals dieses Zählers eine Veränderung von — Drehung aufweist.

Da die Nullschaltungen der Zähler 913 und «16 durch die Phasen der Ausgangssignale der Zähler 912 und 901Λ gesteuert werden, Ist die Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen der Zähler 913 und 916 bis auf eine ganze Zahl an Phasenumdrehungen gleich dem Produkt aus der Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen der Zähler 912 und 9QlA und aus demselben Koeffizienten p_m. Nachdem die Zähler 913 und 916 einmal auf Null umgeschaltet wurden, wird die obige Bedingung kontinuierlich dadurch aufrechterhalten, daß dem Synthesierer 915 das vom Schaltkreis 900 stammende Signal von 3200 kHz nach Durchlaufen des +/--Gliedes 902/1 zugeführt wird.

Wie bereits ausgeführt, enthalten die Ausgangssignale der verschiedenen Stufen der Zähler 913 und 916 Phaseninformationen. Deshalb werden diese Ausgangssignale den Eingängen eines numerischen Subtrahierers 917 zugeführt.

Das Ausgangssignal des numerischen Subtrahierers 917 enthält also eine Aussage über den Phasenunterschied zwischen dem Ausgangssignal des Zählers 910/4 und dem Ausgangssignal des Zählers 912, wobei der Phasenunterschied noch mit dem Faktorp_m zu multiplizieren ist. Aus diesem Grunde wird diese Anordnung als Phasenmultiplikator bezeichnet. Die Werte des Faktors p_m für die Synthesierer 911 und 915 werden vom Diodenspeicher 914 als Funktion des Programmsignals P, nach der folgenden Beziehung festgelegt:

Die Phase des Ausgangssignals des Zählers 901 hat einen Empfindlichkeitsfaktor von 250 Hz und für den Teilerfaktor wurde angenommen:

ΛΌ = Λ:· 256

Die Arbeitsweise der Anordnung ist dieselbe, wenn N₀ ein Vielfaches des Produktes H- 256 ist.

Wie vorher bereits erläutert, beträgt der Empfindlichkeitsfaktor am Ausgang des Zählers 901 250 Hz. Das bedeutet, daß eine Veränderung der Phasenverschiebung um eine Drehung zwischen dem Ausgangssignal eines Zählers 601 und einem Referenzsignal der gleichen Frequenz zu einer Veränderung der Ausbreitungsentfernung führt von:

300000
250

= 1200 km

(bei einem angenommenen Wert der Ausbreitungsgeschwindigkeit von 300 000 km/s).

Obwohl die Frequenz des Ausgangssignals des Zählers 901Λ ungefähr 2 Hz beträgt, hat die Phase des Ausgangssignals des Zählers 90L4 eine Empfindlichkeit von 250 Hz, und zwar aufgrund ihrer Proportionalität zur Ausbreitungszeit der vom Sender A stammenden Wellen.

Unter Berücksichtigung dieser Ausbreitungszeit gilt für das Ausgangssignal des Zählers 90L4:

T,-T₀+U..
wobei mit T_a- T₀ der Zeitraum bezeichnet ist, den man

aus der Integration über die Unterschiede zwischen dem Dopplereffekt der vom Sender A stammenden Dauerwelle und den Instabilitäten des Frequenzerzeugers erhält und mit U_a eine noch unbekannte Integrationskonstante, die vom Ursprungszustand des Zählers 901Λ abhängt.

Für die Ausgangssignale der anderen Zähler 9015 bis 901Z) gilt dieselbe Beziehung.

Die in F i g. 27 dargestellte Anordnung ermöglicht die Phasenregelungen der zweiten Ortssignale im Hinblick auf die Phasen der empfangenen zeitgestaffelten Wellen und gestattet die Bestimmung von Konstanten, wie z. B. der Integrationskonstante U_c

In Fig. 21 ist mit 918 ein reversibler Zähler mit dem Modul 256 bezeichnet und mit 919 ein Speicher mit einer Kapazität von 48 bit: 8 bit für jede der sechs Meßfrequenzen. In diesen beiden Kreisen werden die im Empfangskanal festgestellten Phasenverschiebungen q_m mit Hilfe der zu den Meßfrequenzen F_n, gehörenden Valenzwerte gespeichert.

Aufgrund des in Fig. 30 dargestellten Programms wird der normalerweise geschlossene Schalter 922 durch das Signal P₁ geöffnet. Zu gleicher Zeit trifft das der Meßfrequenz F₁ zugeordnete Signal P, im Speicher 919 ein. Unter der Voraussetzung, daß aus dem Speicher 919 zu jedem Zeitpunkt die gespeicherten Werte im einzelnen ausgelesen werden können, wird der reversible Zähler 918 im Voraus durch das Programm signal P₅ auf den im Speicher angesteuerten Wert eingestellt. Ist der Schalter 922 offen, so werden dem Addierer 921 nur die bit 0 zugeführt, die vorzugsweise als Funktion des Programmsignals P₂ tatsächlich erzeugt werden. Der Addierer 920 fugt die im reversiblen Zähler 918 enthaltene Phase p_m dem vom Zähler 72 205* der Fig. 24 stammenden Signal von 4 Hz hinzu. Das bei der Addition höher bewertete bit stellt das Signal Sf -f_m dar; es wird im Phasendetektor 7771* der Fig. 26 dem vom Schaltkreis 80* stammenden Valenzwert gegenübergestellt. Aus diesem Vergleich erhält man ein Residuum St ■ R'_m der Phase, das einen positiven und einen negativen Signalanteil erhält und das dem Schaltkreis 77513* zugeführt wird. Bei Vorhandensein eines Programmsignals P₂ werden die Residuen über dem Umschalter 926 dem reversiblen Zähler 918 zugeführt, und bei Abwesenheit eines Programmsignals werden sie dem reversiblen Zähler 924 zugeführt. Im ersteren Fall werden die positiven und negativen Signalanteile des Residuums St ■ R'_m der Phase getrennt den positiven und negativen Eingängen des reversiblen Zählers 918 zugeführt, um ihn derart zu steuern, daß die vom Phasendetektor 7771* festgestellte Phasenverschiebung Null wird. Der derart korrigierte, im reversiblen Zähler 918 enthaltene Wert p_m wird anschließend aufgrund des Programmsignals P₆ der Fig. 30 im Speicher 919 gespeichert. Auf diese Weise lassen sich im Speicher 919 sechs verschiedene Phasenverschiebungen q>_m, die den Empfangskanälen der entsprechenden sechs Meßfrequenzen F_m gehören, speichern.

Die Arbeitsweise des aus dem reversiblen Zähler 924 und dem Speicher 925 gebildeten Schaltkreises ist genau die gleiche, jedoch enthält der Speicher 925 viermal so viel Informationen als der Speicher 919, und zwar aufgrund der vier verschiedenen Sender A, B, C, D. Die im Speicher 925 gespeicherten Informationen lassen sich durch die Form F„,U_k darstellen mit A = a,b, c,dund m von 1 bis 6 für jede Meßfiequenz, d. h. als das Produkt aus der Konstanten i/mit den verschiedenen Meßfrequenzen.

Der Speicher 925 wird durch das Programmsignal P₁ der Fig. 30 angesteuert, wobei das Signal P₁ aus einer Überlagerung des Programmsignals P₁ mit dem Programmsignal P₄ gebildet wird.

Bei willkürlicher Zuordnung der Meßfrequenz F₁ zum Sender A erhält also der reversible Zähler 924 das aufgrund des Programmsignals P₁ aus dem Speicher 925 ausgelesene Signal F₁ U_n. Zu gleicher Zeit steuert das Programmsignal P₁ die Synthesierer 911 und 915 derart, daß das Ausgangssignal des Subtrahierers 917 die Phase Fi (ζ~2ο⁺ί4) aufweist Das vom Subtrahierer 917 stammende Signal wird von dem im reversiblen Zähler 924 enthaltenen Signal im Subtrahierer 923 abgezogen, so daß man das Signal F₁ (T_a- TJ) erhält Bei geschlosseis nem Schalter 922 wird dieses Signal F₁ (T_a-T₀) dem Addierer 921 zugeführt zugleich mit der im reversiblen Zähler 918 enthaltenen Phasenverschiebung φ_χ. Das Ausgangssigna] des Addierers 921 wird schließlich dem vom Zähler 72 205* der Fi g. 24 stammenden Signa] von 4 Hz im Addierer 925 hinzugefügt Das höher bewertete bit stellt ein Signal./^ dar, das im Phasendetektor 77711* mit den von der Welle O_al abgeleiteten Signal/^ verglichen wird. Nach Durchlaufen des Schaltkreises 77 513* wirkt das Residuu Ji Ä_a! derart auf den reversiblen Zähler 924 ein, daß man am Ausgang des Schaltkreises 7771* der Fig. 26 die Phasenverschiebung Null erhält. Nach Beendigung dieser Schaltvorgänge, die durch das Programmsignal P₈ angezeigt wird, wird der im reversiblen Zähler 924 enthaltene Wert F_t U_B in den Speicher 925 eingegeben.

Die auf diese Weise erhaltenen Korrektursignale F_m U_k dienen zur Korrektur der vom Phasenmultiplikator erhaltenen Phase F_n, (T_k-T₀ + O₁), um derart zu erreichen, daß die vom Addierer 920 abgegebene Phase des zweiten Ortssignals f^ gleich derjenigen des von der zugehörigen zeitgestaffelten Welle O^ abgeleiteten Signals /to„ ist. Bei dieser Korrektur sind noch nicht die beim Empfang festgestellten Phasenverschiebungen q„ berücksichtigt, die im Speicher 919 gespeichert werden und durch den Addierer 921 getrennt verarbeitet werden. Die beiden Speicher 919 und 925 können übrigens ^u einer einzigen Speicherschaltung vereinigt werden. Die im Speicher 925 enthaltenen Informationen entsprechen also denen in dem Zähler 901 vorhandenen Phasenkonstanten U. Zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit werden die im Speicher 925 enthaltenen Werte dahingehend verwendet, daß die Phasenkonstanten U jedes Zählers 901 mittels der Zähler 931 der F i g. 28 eliminiert werden.

Die in Fig. 31 dargestellten Programmsignale sind noch mit dem Sendeprogramm gekoppelt, während die in F i g. 31 dargestellten Programmsignale davon unabhängig sind.

In F i g. 28 sind die Eingänge der Zähler 931Λ bis 931D mit einem Umschalter 932 verbunden und die Ausgänge der Zähler 901Λ bis 901Z) mit einem Umschalter 933, während die Ausgänge der Zähler 931Λ bis 931/) mit einem Umschalter 934 verbunden sind. Außerdem weist jeder der Zähler 931Λ bis 931D einen Eingang auf, um den Zähler auf Null zurückzuschalten, wobei alle Eingänge mit einem Umschalter 935 verbunden sind. Alle vier Umschalter 932 bis 935 werden durch ein Programmsignal P₉ gesteuert, so daß zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit nacheinander Kreise A bis D angeb5 steuert werden. Zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit ist in Fig. 31 nur das Programm für den Sender A dargestellt, da die Programme für die anderen Sender B. C, D analog sind.

Des weiteren sind die Umschalter 932 bis 935 mit einem Phasenmultiplikator verbunden, der ähnlich dem in Fig. 27 dargestellten ist Der Phasenmultiplikator enthält einen Synthesierer 936 und einen ihm nachgeschalteten Zähler 937, wabei dem Synthesierer über dem Umschalter 932 die Eingangsfrequenz des Zählers 931.4 zugeführt wird, die gleich derjenigen des Zählers 90L4 ist Mittels des Umschalters 933 kann das Ausgangssignal des Zählers 90L4 dazu verwendet werden, den Synthesierer 916 und den Zähler 917 auf Null zurückzuschalten.

Zwischen Umschalter 932 und Synthesierer 938 ist ein +/- -Glied 948 geschaltet, und das Ausgangssignal l/K des Synthesierers wird dem Zähler 939 zugeführt, während das Ausgangssignal p/K dem Zähler 940 zugeführt wird. Mittels des Ausgangssignals des Zählers 939 wird sowohl der Zähler 940 auf Null zurückgeschaltet als auch gleichzeitig einer der Zähler 931, wobei es diesem über einen vom Programmsignal gesteuerten Schalter 951 zugeführt wird. Der Schalter 951 bleibt dabei so lange geschlossen, bis sich die erfolgte Umschaltung am Ausgangssignal des Zählers 939 bemerkbar macht.

Auf ähnliche Weise führt der Umschalter 934 das vom Zähler 931A stammende Ausgangssignal über den vom Programmsignal F₁₀ gesteuerten Schalter 950 dem Synthesierer 938 und dem Zähler 939 zu, um diese auf Null zurückzuschalten.

Wie in Fig. 27 betragen die Modulwerte der Zähler 937,939 und 940 je 256 und die Faktoren K für die Synthesierer 936 und 938 jeweils 6400, während die Faktoren ρ durch den Diodenspeicher bestimmt werden, der wiederum durch das Programmsignal Pn gesteuert wird. Die Ausgahgssignale der Stufen der Zähler 937 und 940 werden im Subtrahierer 941 subtrahiert, so daß das Ausgangssignal des Subtrahierers die Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangssignal des Zählers 901Λ und demjenigen des Zählers 931Λ darstellt, und zwar multipliziert mit einem Koeffizienten, der vom Faktor ρ abhängt. Da die Ausgangssignale der Zähler 901 und 931 einen Empfindlichkeitsfaktor von 250 Hz aufweisen, erhält man die Werte des Faktors/» der Synthesierer 936 und 938 aus dem Quotienten der differentiellen Frequenzen G, und dem Empfindlichkeitsfaktor 250 Hz.

Für die Werte q = 1 bis 7 erhält man die differentiellen Frequenzen G, aus den folgenden Beziehungen:

G₁ = F₂ - F₆ = 250Hz

G₂ = F₂ - F₅ = 750Hz

Gi = F₂ - F₄ = 3kHz

Gt = F₁ - F₁ = 14kHz

G₅ = F₂ - F, = 74kHz

G₁

F₂

ΣF_m

406 kHz

= 1172 kHz

Um Aussagen über die Phasen dieser differentiellen Frequenzen aus den im Speicher 925 nach Fig. 27 gespeicherten Informationen zu erhalten, sind ein Addierer-Subtrahierer 942 und ein Speicher 943 vorgesehen. Das in Fig. 31 dargestellte Signal P₁ wird dem Speicher 925 derart zugeführt, daß es nicht mit dem Signal P₁ nach Fig. 30 interferiert. Das Signal P₁₃ steuert den Rechenvorgang, beispielsweise die Addition oder die Subtraktion, im Schaltkreis 942, und das Signal P_u bewirkt die Speicherung im Speicher 943. Der Speicher 943 ist so aufgebaut, daß während des Einschreibens eines neuen Wertes der vorher gespeicherte Wert an seinem Ausgang erscheint Während des Vorhandenseins des Signals P_n liefert der Subtrahierer 941 Informationen über den Phasenunterschied zwischen den Ausgangssignalen der Zähler 931A und 9Q1A multipliziert mit dem Wert G₁. Während dieses Zeitraums bewirken die Signale P₁₃ und P₁, daß dem Addierer die vom Speicher 925 stammende Phaseninformation F₂ U_a (Sender A, Meßfrequenz F₂) zugeführt und anschließend im Speicher 943 gespeichert wird. Anschließend subtrahiert der Addierer-Subtrahierer 942 von der Phaseninformation F₂U₁, die Phaseninformation F₆U₀ und der erhaltene Wert (F₁ - F₂) U_a wird ebenfalls im Speicher 943 gespeichert.

Das so erhaltene Resultat wird anschließend über die Leitung A dem Subtrahierer 944 zugeführt, der diese Phaseninformation mit derjenigen vom Subtrahierer 941 erhaltenen vergleicht, das das Vorzeichen dieses Vergleichs bezeichnende bit wird über den Umschalter 946 einer Gabelschaltung 947 zugeführt, deren Signal entweder dem positiven oder dem negativen Eingang des +/- -Gliedes 948 zugeführt wird. Vorzugsweise findet eine Bewertung der Ansteuerung des +/- -Gliedes 948 statt, beispielsweise indem man die dem Subtrahierer 944 zugeordneten bits einem nicht dargestellten Synthesierer zuführt.

Die im Speicher 925 gespeicherten Phasenunterschiede G, U_k werden mit dem Phasenunterschied G„U_k zwischen den Ausgangssignalen der Zähler 901 und 931 und die Phase des Zählers 940 durch das +/- -Glied 948 derart geändert, daß die beiden Phasenunterschiede gleich sind.

Wie aus dein Programm der Fig. 31 ersichtlich ist, werden diese Schaltvorgänge mit zunehmenden differentiellen Frequenzen wiederholt. In dem Maße, wie die differentielle Frequenz zunimmt, nimmt auch die Genauigkeit der in den einzelnen Stufen des Zählers 939 enthaltenen Phase zu.

Die Empfindlichkeit erhält man schließlich aus der Halbsumme Σ/2 aller Meßfrequenzen F_m. Die HaJbsumme wird im Γ/2-Kanal und mit dem Subtrahierer 945 gebildet, wobei der Umschalter 946 in der entsprechenden Schaltstellung sein muß. Zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit wird der Schalter 951 durch das Programmsignal P\ ι geschlossen, und der Zähler 931Λ wird durch das Ausgangssignal des Zählers 939 auf Null zurückgeschaltet. Die Phase des Ausgangssignals des Zählers 931/4 weist einen Wert auf, der abhängt von den Phasen der vom Sender A stammenden zeitgestafTelten Wellen zum Zeitpunkt ihres Empfanges, wobei allen Phasen ein Referenzwert gemeinsam ist, der durch das Signal gegeben ist, mit dem der Zähler 913 der Fig. 27 auf Null zurückgeschaltet wird und wobei dieses Signal durch das Ausgangssignal von 3200 kHz des Zählers 900 definiert ist. Mit anderen Worten ist das Ausgangssignal des Zählers 931Λ gleich dem Signal T₀- T₀.

Wie in Fig. 29 gezeigt, werden die Ausgangssignale der Zähler 931Λ bis 931D den Ausgangsschaltkreisen zugeführt. Zwei Umschalter 961 und 962 ermöglichen die Auswahl der zum ersten hyperbolischen N etz gehörenden beiden Sender. Die Ausgangssignale sind dabei sich zeitlich ändernde Rechtecksignale, von denen das eine dem anderen vorauseilt.

Ein Schaltkreis 963 mißt das erste ankommende Signal, beispielsweise durch einen logischen Vergleich

und bestimmt das Vorzeichen der Anzeigenvorrichtung 968, sowie einen Umpolschalter 964 für die beiden Vorzeichen. Das zuerst ankommende Signal schaltet den Dezimal-Zähler-Teiler 966 auf Null, dem die Frequenz 9600 kHz über einen Synthesierer 965 zugeführt wird, um so die Meßeinheiten über die angezeigten Entfernungsdifierenzen zu bestimmen. Die verschiedenen Stufen des Zählers 966 sind mit einem Speicher 967 verbunden, dessen Einschreibvorgang vom zweiten, ihm vom Umpolschalter 964 zugeführten Signal gesteuert wird. Der auf diese Art im Speicher 967 eingeschriebene Wert entspricht also gleich der Differenz der Entfernungen des Empfängers zu den beiden Sendern B und C, wobei dieser eingespeicherte Wert periodisch der Anzeigevorrichtung 968 übermittelt wird. Der Block 2 der F i g. 29 zeigt schematisch die äußere Ansicht tier entsprechenden Anzeigevorrichtung für das zweite hyperbolische Netz.

Bei der Beschreibung der Fig. 27 und 28 wurde nicht zwischen dem Einschwingzustand und dem Dauerzustand unterschieden.

Für die in Fig. 27 gezeigte Anordnung gilt, daß die Einschwingzustände erst dann eine Rolle spielen, wenn die in den Speichern 919 und 925 eingeschriebenen Werte völlig falsch sind, wie es z. B. der Fall sein kann, wenn sich das den Empfänger tragende Fahrzeug zum ersten Mal in Bewegung setzt. Nach dem Empfang einer Periode des Sendeprogramms jedoch, d. h. nach fünf Minuten, sind die in den Speichern eingespeicherten Werte bereits ausreichend genau, um auch die Mehrdeutigkeit zu beiseitigen. Trotzdem ist es vorteilhaft, wenn der Empfänger in Bewegung gesetzt wird, die Anlage mit den zu den verschiedenen Meßfrequenzen F_n, gehörenden Valenzwerten zu überprüfen, um die in den Empfangskanälen auftretenden Phasenverschiebungen zu messen, bevor mit dem Empfang der zeitgestaffelten Wellen 0^_n begonnen wird.

Da das zur Fig. 28 gehörende Programm unabhängig vom Sendeprogramm ist, können hier die Schaltvorgänge zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit nach Belieben durchgeführt werden.

Eine Möglichkeit dazu besteht darin, sämtliche Empfindlichkeiten in der Reihenfolge der wachsenden Genauigkeit auszunutzen. Wie bereits erwähnt, kann bei einer Frequenz von 250 Hz die Mehrdeutigkeit völlig beseitigt werden, wenn die betroffenen Sender weniger als 600 Kilometer voneinander entfernt sind. Ist auf diese Weise die Mehrdeutigkeit zum größten Teil beseitigt, so werden anschließend die von der Σ/2 und vom Subtrahierer 945 der Fig. 28 stammenden Informationen für die Restbeseitigung herangezogen. Erweisen sich im Anschluß daran die für einen der beiden Sender erhaltenen Werte als falsch, so ist es möglich, den Meßvorgang nur auf diese Station ausgerichtet zu wiederholen. Zu diesem Zweck kann jeder der Zähler 931/1 bis 931Z) halbiert werden, so daß die der Beseitigung der Mehrdeutigkeit dienenden Schaltvorgänge von den Anzeigevorgängen getrennt sind.

Der Hauptvorteil dieses neuen Funkortungssystems liegt einmal in der geringen Anzahl der erforderlichen Frequenzen und zum anderen in dem ausgezeichneten Verhältnis von präziser Ortsbestimmung und verwendeten Geräten. Aus den Ausfuhrungsbeispielen wird deutlich, daß sich die vorliegende Erfindung besonders gut zur Meeresnavigation durch Fischereifahrzeuge eignet.

Selbstverständlich beschränkt sich die Erfindung nicht auf diese Anwendung oder die angegebenen Ausführungsbeispiele.

Obwohl bis jetzt davon ausgegangen worden ist, daß jeder Sender nur eine Dauerwelle mit einer spezifischen Frequenz aussendet, ist es jedoch genau so gut möglich, daß jeder Sender mehrere Wellen aussendet, um so die Meßgenauigkeit zu erhöhen. Sendet jeder Sender mehrere spezifische Frequenzen aus, so können diese vom Empfänger entweder gleichzeitig verarbeitet werden, indem z. B. der Mittelwert der in ihnen enthaltenen Informationen gebildet wird, oder sie werden nacheinander verarbeitet, indem z. B. zuerst die günstigste Frequenz als Funktion der Zeit und der Entfernung ausgewählt wird. Strahlt ein Sender mehrere spezifische Frequenzen aus, so ist es günstig, wenn diese in verschiedenen Frequenzbereichen liegen, z.B. 300 kHz und 27 MHz.

Auf dieselbe Art und Weise kann die Ortungskette mehrere Meßfrequenzen aussenden, die zu verschiedenen Frequenzbereichen gehören.

Um die Mehrdeutigkeit zu reduzieren, die zur Frequenz von 300 kHz gehört, ist es nicht nur möglich, wie bereits beschrieben, zwei Frequenzen von 332 und 406 kHz zu verwenden, die zum selben Frequenzbereich gehören, und deren Unterschied in der Größen-Ordnung 100 kHz ist, sondern es ist genau so gut möglich, einfach eine Frequenz der Größe 100 kHz auszustrahlen.

Allgemein kann es sehr vorteilhaft sein, in derselben Anordnung mehrere Meßfrequenzen zu verwenden, die zu einem Frequenzbereich gehören und mehrere andere Meßfrequenzen, die zu einem zweiten Frequenzbereich gehören.

Beispielsweise kann eine Anordnung zwei Teile aufweisen, von denen die erste für den Frequenzbereich von 300 kHz ausgelegt ist mit völliger Beseitigung der Mehrdeutigkeit und von denen der zweite für den Frequenzbereich von 80 MHz ausgelegt ist.

Dies bietet den Vorteil, daß der erste Teil der Mehrdeutigkeit bis auf einen Empfindlichkeitsfaktor, der 300 kHz entspricht, völlig beseitigt und daß anschließend die Messungen vom zweiten Teil durchgeführt werden können, bis der Empfindlichkeitsfaktor 80 MHz entspricht.
Verfügt man über eine große Anzahl von verschiedenen Empfindlichkeitsfaktoren, wobei sich zwei benachbarte Faktoren um einen Faktor kleiner 3 unterscheiden, ist eine Beseitigung der Mehrdeutigkeit auch dann noch möglich, wenn die Phasenmessung relativ ungenau ist, d. h. bis auf 1/4 Phasendrehung genau.

so Das erfindungsgemäße System ist auch dann anwendbar, wenn das elektromagnetische Feld der reflektierten Wellen größer als das der direkten Wellen ist, so daß in diesem Fall sämtliche Messungen an den reflektierten Wellen ausgeführt werden, wobei die erhaltene Genauigkeit nur von den Kenntnissen über die reflektierenden Schichtten abhängt.

Zum Schluß sei noch bemerkt, daß aus den mit anderen Navigationsmitteln, wie Kompaß und Trägheitslog, erhaltenen Informationen über die Geschwindigkeit und insbesondere die Beschleunigung des den Empfänger tragenden Fahrzeugs zu jedem Zeitpunkt der ungefähre Wert des Dopplereffektes errechnet werden kann, aus dem mit ziemlicher Genauigkeit die Werte der zu empfangenden Frequenzen abgeschätzt werden können; auch aus diesem Grunde ist es möglich, den Durchlaßbereich der Empfangskanäle erheblich einzuschränken, so daß Resultate hoher Genauigkeiten erzielbar sind.

Hierzu 23 Blatt Zeichnungen

Claims (39)

Patentansprüche:

1. System zur Bestimmung von Hyperbelstand-· linien mittels Phasenmessung, bei dem wenigstens zwei Sendestationen vorgesehen sind, wobei jede Sendestation einen ersten Wellenzug mit einer für die Station spezifischen Frequenz und wenigstens einen zweiten sequentiellen Wellenzug aussendet, der für alle Sendestationen dieselbe Meßfrequenz aufweist, und wobei die Sendestationen die zweiten Wellenzüge zeitgestaffelt aussenden, und bei dem wenigstens ein Empfänger vorgesehen ist, der die Wellenzüge empfängt und die Phasen der zweiten sequentiellen Wellenzüge durch Nachregeln der Phasen von Lokaloszillatoren speichert, dadurch gekennzeichnet, daß jede 3endestation (£,·) den für sie spezifischen ersten Wellenzug (O₁-) dauernd abstrahlt, und daß im Empfänger die Phasen der Lokaloszillatoren zu jeder Sendestation (£,-) proportional zur Phasenverschiebung (0^) der dieser Station spezifischen Frequenz des Dauersignals nachgesteuert werden.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es mindestens zwei Sender (£,·) aufweist, von denen jeder folgende Teile aufweist:
Einen Programmteil, der das zeitgestaffelte Aussenden einer Welle durch die einzelnen Sender als Funktion der Zeit und als Funktion des Senders steuert,

einen Generatorteil zur kontinuierlichen Erzeugung eines ersten Lokaloszillatorsignals (S₁-) mit so viel spezifischen Frequenzen (Fs₁) als Sender vorhanden sind und zur zeitgestaffelten Erzeugung eines zweiten Lokaloszillatorsignals (S,,) mit einer einzigen Meßfrequenz (Fj) einen Sendeteil um eine dem ersten Lokaloszillatorsignal (S₁-) zugeordnete ungestörte Welle (O₁-) der spezifischen Frequenz {Fs,) kontinuierlich auszusenden, sowie eine dem zweiten Lokaloszillatorsignal (S_u) zugeordnete Welle (Oy) der Meßfrequenz (F,) zeitgestaffelt auszusenden.

3. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Sender einen Schaltkreis aufweist, der so beschaffen ist, daß er das ihm zugeführte zweite Lokaloszillatorsignal (S_tf) nur dann abgibt, wenn ihm von der Programmschaltung ein entsprechendes Steuersignal zugeführt wird.

4. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Generatorteil wenigstens eines Senders einen einzigen Frequenzerzeuger für eine Frequenz (F₀) aufweist, sowie eine Frequenzanlage, die das erste und zweite Lokaloszillatorsignal liefert und die mit dem Frequenzerzeuger verbunden ist, so daß ihre Ausgangsfrequenzen von der ihr zugeführten Eingangsfrequenz abhängen.

5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzerzeuger einen stabilisierten Oszillator aufweist und einen Frequenzformer, der zwischen dem Ausgang des Oszillators und dem Ausgang des Frequenzerzeugers angeordnet ist und dessen Ausgangsfrequenz regelbar ist.

6. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Sender einen regelbaren Phasenschieber aufweist, der auf das zweite Lokaloszillatorsignal (Sy) am Ausgang des Generatorteils einwirkt.

7. System nach Ansprüchen 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzanlage einen

regelbaren Quarzoszillator aufweist zur Erzeugung wenigstens eines der Lokaloszillatorsignale, einen Mischer, um die Frequenz des Oszillators mit einer Überlagerungsfrequenz zu mischen, die aus der Frequenz (F₀) des Frequenzerzeugers durch Teilung erhalten wird und einen Detektorkreis, der die Differenzfrequenz mißt zwischen der Uberlagerungsfrequenz und der Frequenz eines von der Frequenz (F₀) mittels eines Synthesierers eines Frequenzteilers abgeleiteten Signals, wobei das Ausgangssignal des Detektorkreises den Quarzoszillator steuert.

8. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der regelbare Phasenschieber aus einem +/- -Glied besteht, das zwischen dem Synthesierer und dem ihm nachgeschalteten Frequenzteiler angeordnet ist.

9. System nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der Sender Mittel aufweist, die ein erstes Signal als Funktion der kontinuierlich ausgesandten Welle (O₁) erzeugen und ein zweites Signal als Funktion der zeitgestaffelten Welle (Oj,), ein erstes Phasenkorrekturglied zur Korrektur der Phase des ersten Lokaloszillatorsignals beim Aussenden, ein zweites Phasenkorrekturglied zur Korrektur der Phase des zweiten Lokaloszillatorsignals beim Aussenden, ein erster Phasenvergleichsglied, um die Phasen des ersten Signals und des ersten Lokaloszillatorsignals zu vergleichen, mindestens ein zweites Phasenvergleichsglied, um die Phasen des zweiten Signals und des zweiten Lokaloszillatorsignals zu vergleichen, wobei die Phasenkorrekturglieder und die entsprechenden Phasenvergleichsglieder derart zusammenwirken, daß eine Information über die entstehenden konstanten Phasenverschiebungen entsteht.

10. System nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß es wenigstens eine Überwachungsstation aufweist, um wenigstens die zeitgestaffelten Wellen aufzufangen und Referenzsignale zu übermitteln, die sie aus den Phasendifferenzen der zeitgestaffelten Wellen (O₀) mit den Meßfrequenzen (F₁) bildet.

11. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß es mindestens eine weitere Überwachungsstation aufweist, um die kontinuierlichen Wellen (O₁-) aufzufangen, daraus Informationen über die Ist-Werte der spezifischen Frequenzen (Fs₁) dieser Wellen (0,) zu bilden und danach den Sendern derartige Signale zur Steuerung des Frequenzformers zu übermittein, daß das Verhältnis des Ist-Wertes zum Nennwert jeder spezifischen Frequenz (Fs,) denselben Wert für alle spezifischen Frequenzen aufweist.

12. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß es wenigstens eine Überwachungsstation aufweist zum Empfang der kontinuierlichen und der zeitgestaffelten Wellen (0,) und (O_u), die so ausgestaltet ist, daß sie Informationen über die Ist-Werte der spezifischen Frequenzen (Fs₁) der kontinuierlichen Wellen (O_;) sowie über die Phasenunterschiede zwischen den zeitgestaffelten Wellen (Oy) mit den Meßfrequenzen (Fj) bildet und diese einerseits den Sendern zur Steuerung der Frequenzformer übermittelt und andererseits den Phasenschiebern zur Steuerung des Verhältnisses zwischen Ist-Wert und Nominalwert jeder spezifischen Fre-

quenz (,Fs₁) auf einen Wert, der für alle spezifischen Frequenzen gleich ist, so daß die Phasenbeziehungen der zeitgestaffelten WeUe (O₀ ) für alle Meßfrequenzen (Fj) bekannt sind.

13. System nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Sender so ausgestaltet ist, daß sr eine Vielzahl von zeitgestaffelten Wellen mit jeweils einer anderen Meßfrequenz aussendet, wobei jeder Sender dieselben Meßfrequenzen erzeugt, um so die Mehrdeutigkeit zu beseitigen.

14. Empfänger im System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er folgende Bauteile aufweist:

Einen ersten Generatorkreis zur kontinuierlichen Erzeugung von zwei ersten zusammengesetzten Lokaloszillatorsignalen (SJ.) mit zusammengesetzten Frequenzen (F's_k), deren Nominalwerte gleich denen der spezifischen Frequenzen (Fs_k) sind, der Mitte) zur Veränderung der Ist-Frequenz (Fs_k) eines jeden ersten Lokaloszillatorsignals (S'_k) für jedes k enthält;

einen ersten Synchron-Empfangskreis, der die kontinuierlichen Wellen (O_k) mit den spezifischen Frequenzen (Fs_k) mittels der entsprechenden ersten Lokaloszillatorsignale empfängt und „ein Ausgangssignal (R_k) als Funktion des Residuums der spezifischen Frequenz abgibt;

einen Frequenzregelkreis, dem die Ausgangssignale des ersten Synchron-Empfangskreises zugeführt werden und der mit den Mitteln zur Veränderung der Frequenz eines jeden ersten Lokaloszillatorsignals (Si) verbunden ist, um so die Frequenzen (Fi_k) dieser ersten Lokaloszillatorsignale derart abzustimmen, daß sie gleich den Frequenzen (Fs_k) der entsprechenden kontinuierlichen Wellen (0*) zum Zeitpunkt des Empfangs sind;
eine Programmschaltung, die zwei, zu den beiden Werten von Jtgehörende, Steuersignale (P^) abgibt, wobei jedes Steuersignal während des Aussendens der jeweiligen zeitgestaffelten Welle abgegeben wird;

einen zweiten Generatorkreis, der mit dem ersten Generatorkreis verbunden ist und mindestens zur Zeit jedes Steuersignals (Pi_0n) ein entsprechendes zweites zusammengesetztes Lokaloszillatorsignal (SIm) erzeugt, mit einer zusammengesetzten Frequenz (F'fon), deren Nominalwert gleich dem der Meßfrequenz (F_m) ist, wobei für jedes k jede Frequenz (F¹Ia_n) so geregelt wird, daß sie proportional zur Frequenz (Fi_k) ist, die wiederum von dem ersten Lokaloszillatorsignal (S_k) abhängt und wobei der Proportionalitätsfaktor gleich dem Verhältnis zwischen den Nominalwerten der Meßfrequenz (F_m) und der spezifischen Frequenz (Fs_k) ist, und der Mittel enthält, um die Phasen eines jeden zweiten Lokaloszillatorsignals (Sj_0n) im einzelnen zu verändern; einen zweiten Synchron-Empfangskreis, der so ausgestaltet ist, daß er die beiden zeitgestaffelten Wellen (O_10n) mittels des entsprechenden zweiten Lokaloszillatorsignals (Sj_3n) unter Ansteuerung durch das Steuersignal (Pi_0n) synchron empfängt und ein Ausgangssignal als Funktion des Residuums (Rj_n) der Phase abgibt;
einen Phasenregelkreis, dem die Ausgangssignale (RL) des zweiten Synchron-Empfangskreises zugeführt werden und der mit den Mitteln zur Veränderung der Phase derart verbunden ist, daß die Phasen des zweiten Lokaloszillatorsignals (SJ_1n) so geregelt werden können, daß sie bis auf eine Konstante gleich den Phasen der entsprechenden zeitgestaffelten Wellen (O_10n) zum Zeitpunkt des > Empfangs sind, so daß der Phasenunterschied zwischen den beiden Lokaloszillatorsignalen (Sj_n) eine Information über die auf einer hyperbolischen Linie liegende Position liefert.

15. Empfänger nach Anspruch 14, dadurch in gekennzeichnet, daß er weiterhin so ausgelegt ist,

daß alle ersten und zweiten Lokaloszillatorsignale sowohl eine zusammengesetzte Komponente (G') enthalten als auch eine einzelne Komponente (g')₇ deren Frequenz gleich einem aus der Frequenz des π Ortssignals abgeleiteten Koeffizienten (x) ist, der wiederum für alle Signale gleich ist.

16. Empfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß er einen ersten Frequenzerzeuger aufweist, der die Komponenten (Gj₁, Gj_0n) aller

.'ο ersten und zweiten Lokaloszillatorsignale (Sj, Sj_0n) erzeugt, wobei das Verhältnis der Nominalwerte der Frequenzen aller Komponenten konstant bleibt, daß er zwei weitere Frequenzerzeuger aufweist, die die entsprechenden, zum selben k gehörenden, einzel-

r> nen Komponenten (g'_k, g'^) der ersten und zweiten Lokaloszillatorsignale erzeugen, wobei die Frequenzen der einzelnen Komponenten verändert werden können, ohne daß das Verhältnis der Nominalwerte der zu einem der zweiten Frequenz-

iii erzeuger gehörenden Frequenzen verändert wird, und wobei diese Frequenzänderung durch den Frequenzregelkreis erfolgt, dem die vom ersten Synchron-Empfangskreis abgegebenen Ausgangssignale (R'_k) zugeführt werden.

17. Empfänger nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der beiden zweiten Frequenzerzeuger dem ersten Frequenzerzeuger nachgeschaitet ist, und zwar über einen zusätzlichen Frequenzänderungskreis, der durch die Ausgangssignale (/J₁J) gesteuert wird.

18. Empfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des ersten Frequenzerzeugers veränderbar ist in Abhängigkeit von wenigstens einem Residuum der spezifischen Frequenz.

19. Empfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß er einen ersten Frequenzerzeuger mit einer veränderbaren Frequenz aufweist, der die Komponenten (GJ_n Gj_0n) aller ersten und zweiten Lokaloszillatorsignale (S'_k, Sj_0n ) erzeugt, wobei das Verhältnis der Nominalwerte der Frequenzen aller Komponenten konstant bleibt, daß er mindestens zwei weitere Frequenzerzeuger aufweist, die die entsprechenden, zum selben k gehörenden, einzelnen Komponenten (g_k, gj^) der ersten und zweiten Lokaloszillatorsignaie erzeugen, wobei die Frequenzen der einzelnen Komponenten einer der beiden zweiten Frequenzerzeuger verändert werden können, ohne daß das Verhältnis bo ihrer Nominalwerte verändert wird, und wobei die Frequenz des ersten Frequeiizerzeugers durch den Frequenzregelkreis in Abhängigkeit eines vom ersten Synchron-Empfangskreises stammenden Residuums (Rj) der spezifischen Frequenz verbs ändert wird, und die Frequenzen der vom zweiten Frequenzerzeuger mit der veränderbaren Frequenz stammenden einzelnen Komponenten in Abhängigkeit des anderen Residuums (Rj₁) der spezifischen

Frequenz verändert werden.

20. Empfänger nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenregelkreis so ausgestaltet ist, daß er in Abhängigkeit der beiden Residuen (Rl₀,,) der Phasen, die ihm vom zweiten Synchron-Empfangskreis zugeführt werden, die Phasen der beiden einzelnen Komponenten (gL) der zweiten Ortssignale (Sl_0n ) derart regelt, daß die Phase jedes zweiten Ortssignals (Sl_0n) bis auf eine Konstante gleich der der entsprechenden ι ο zeitgestaffelten Welle (O_10n) zum Zeitpunkt des Empfangs ist.

21. Empfänger nach einem der Ansprüche 16 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden zweiten Frequenzerzeuger Oszillatoren mit derselben Nominalfrequenz aufweisen und daß er Schaltkreise aufweist, die die Differenzen zwischen den Ist-Frequenzen dieser Oszillatoren integrieren und somit Informationen liefern über die Entfernungsunterschiede zwischen dem Empfänger und den beiden Sendern mit den spezifischen Frequenzen (Fs_k).

22. Empfänger nach einem der Ansprüche 15 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Synchron-Empfangskreise so ausgelegt sind, daß die Komponenten Überlagerungssignale sind und daß die einzelnen Komponenten Signale zur Synchrondetektion sind.

23. Empfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Synchron-Empfangskreise so ausgelegt sind, daß die von den ersten und zweiten Lokaloszillatorsignalen (S/., SJp_n) stammenden komplexen Komponenten (H') Überlagerungssignale sind und die von denselben Lokaloszillatorsignalen stammenden einzelnen Komponenten (J'), deren Frequenz (J) für alle Ortssignale gleich ist, Signale zur Synchrondetektion sind.

24. Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Frequenzerzeuger aufweist, der die zusammengesetzte Komponente und die einzelne Komponente eines jeden ersten und zweiten Lokaloszillatorsignals (S_k, Sl_n) mit gleichem Frequenzverhältnis aller Komponenten in Bezug auf ihren Nominalwert erzeugt, wobei eine Frequenz von jedem Lokaloszillatorsignal verändert werden kann, und daß der Frequenzregelkreis so ausgelegt ist, daß er die Frequenz der veränderbaren Komponente des ersten Lokaloszillatorsignals (S_k) um einen Betrag (df_k) ändert und die Frequenzen der veränderbaren Komponenten der zweiten Lokaloszillatorsignale (Sl_3n) um einen Betrag (dj^) ändert, und zwar beide in Abhängigkeit der entsprechenden Residuen (Rl₁) der Frequenz für jedes fc, wobei die letztere Frequenzänderung (df^) der ersteren Frequenzänderung (d^.) proportional ist, und zwar im Verhältnis der Meßfrequenz (F_m) zur spezifischen Frequenz (FS_k).

25. Empfänger nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Frequenzerzeuger stammende Komponente mit veränderbarer Frequenz eine einfache Komponente für jedes Lokaloszillatorsignal ist.

26. Empfänger nach Anspruch 24 oder 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzerzeuger eine durch wenigstens eines der Residuen der spezifischen Frequenz veränderbare Frequenz aufweist um so den Einfluß von Instabilitäten zu reduzieren.

27. Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Frequenzerzeuger mit veränderbarer Frequenz aufweist, der die einzelnen und die zusammengesetzten Komponenten für alle ersten und zweiten Lokaloszillatorsignale (Si, Si_n) erzeugt, mit gleichem Frequenzverhältnis aller Komponenten in Bezug auf ihre Nominalwerte, und wobei die Frequenzen einer der Komponenten eines jeden Lokaloszillatorsignals, ausgenommen diejenigen, die einem vorgegebenen k zugeordnet sind, veränderbar sind, und daß der Frequenzregelkreis so ausgelegt ist, daß er die Frequenz des Frequenzerzeugers in Abhängigkeit von demjenigen Residuum der spezifischen Frequenz, das zum selben k gehört, ändert, und daß er die Frequenz der veränderbaren Komponente des ersten Lokaloszillatorsignals (Sie), das zum selben k gehört, um einen Betrag (d^) ändert, und die Frequenzen der veränderbaren Komponenten der zweiten Lokaloszillatorsignale (Si_n), die zum selben k gehören, um einen Betrag (d/D ändert, und zwar beide Male in Abhängigkeit vom anderen Residuum (Rl₁) der spezifischen Frequenz, wobei die letztere Frequenzänderung (dfian) der ersteren Frequenzänderung (df_k) mit dem Faktor aus jeder Meßfrequenz (F_m) zur spezifischen Frequenz (Fs_k) proportional ist.

28. Empfänger nach einem der Ansprüche 23 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenregelkreis so ausgelegt ist, daß er in Abhängigkeit der beiden Residuen (Rl_0n) der Phase, die ihm vom zweiten Synchron-Empfangskreis zugeführt werden, die Phasen von einer der Komponenten des zweiten Lokaloszillatorsignals (SL) derart ändert, daß die Phase von jedem zweiten Ortssignal (SD bis auf eine Konstante gleich derjenigen der entsprechenden zeitgestaffelten Welle (0^_7n) zum Zeitpunkt ihres Empfanges ist.

29. Empfänger nach einem oder mehreren der Ansprüche 24,25,26 und 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzänderung und die Phasenänderung an derselben Komponente von jedem zweiten Lokaloszillatorsignal erfolgen.

30. Empfänger nach Ansprüchen 27 und 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzänderung und die Phasenänderung an derselben Komponente desjenigen zweiten Lokaloszillatorsignals erfolgen, das nicht der vorgegebenen spezifischen Frequenz entspricht.

31. Empfänger nach einem der Ansprüche 24 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Schaltkreis aufweist zur Integration der Differenzen zwischen den reellen Frequenzen derjenigen beiden einzelnen Komponenten mit veränderbaren Frequenzen, die zu den beiden ersten Lokaloszillatorsignalen gehören und zum Abgeben von daraus gewonnenen Informationen über die Entfernungsdifferenz zwischen dem Empfänger und den entsprechenden Sendern.

32. Empfänger nach einem der Ansprüche 24 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Schaltkreis aufweist zur Integration der Differenzen zwischen zwei Frequenzänderungen (äf_k), die den ersten Lokaloszillatorsignalen zugeordnet sind, und zum Ausgeben von Informationen über die Differenz der Entfernung des Empfängers zu den entsprechenden Sendern.

33. Empfänger nach Anspruch 14, dadurch

gekennzeichnet, daß der Phasenregelkreis einen Integrierer aufweist, der kontinuierlich ein zu einem vorgegebenen k gehörendes Residuum (Ä&) der spezifischen Frequenz integriert und ein Ausgangssignal über die Größe der integrierten Phase abgibt, sowie eine Phasenmultiplikationsschaltung, um den Unterschied zwischen der integrierten Phase und einer vorgegebenen Referenzphase mit einem derartigen Faktor zu multiplizieren, daß der nach der Multiplikation erhaltene Phasenunterschied einen Empfindlichkeitsfaktor aufweist, der der Meßfrequenz (F_m) entspricht, daß er weiter einen Schaltkreis aufweist, um die Phase des so erhaltenen Phasenunterschiedes um einen, von dem zweiten zum vorgegebenen A: gehörenden komplexen Ortssignals abhängigen, Wert zu verschieben, sowie einen Schaltkreis, um die verschobene Phase des zweiten Lokaloszillatorsignals (.Sl_1n ) mit derjenigen der entsprechenden Welle (0^_n ) zum Zeitpunkt des Empfangs zu vergleichen, und Mittel, um den Phasenunterschied zu speichern, um daraus Informationen über die Integrationskonstante des Integrierers zu gewinnen.

34. Empfanger nach Anspruch 33 für ein Hyperbelfunkortungsverfahren mit mehreren Meßfrequenzen, die ein Vielfaches einer Grundfrequenz sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenregelkreis so ausgestaltet ist, daß der vom Integrierer stammende Wert der integrierten Phase einen Empfindlichkeitsfaktor hat, der demjenigen der jo Grundfroquenz entspricht und daß der Multiplikationsfaktor eine ganze Zahl ist, die gleich dem Quotienten aus einer der Meßfrequenzen und der Grundfrequenz ist.

35. Empfänger nach Anspruch 34, wobei die Frequenzen und Phasen der zweiten komplexen Ortssignale in festen Beziehungen zueinander stehen, dadurch gekennzeichnet, daß er einen mit dem ersten Integrierer identischen zweiten Integrierer aufweist, eine zweite Phasenmultiplikationsschaltung, um den Phasenunterschied zwischen den integrierten Werten der ersten und zweiten Integrierer mit einem zweiten Multiplikationsfaktor derart zu multiplizieren, daß der so erhaltene Phasenunterschied einen Empfindlichkeitsfaktor hat, der einer linearen Kombination der Meßfrequenzen (F_m) entspricht, daß er einen Schaltkreis aufweist, um diese Kombination nach dem Index m der gespeicherten Phasenunterschiede auszuführen, daß er eine Vergleichsschaltung aufweist, um dieselbe lineare Kombination nach dem Index m der gespeicherten Phasenunterschiede durchzuführen, sowie eine weitere Vergleichsschaltung, um den zweiten Phasenunterschied nach erfolgter Multiplikation mit der linearen Kombination der gespeicherten Phasenunterschiede zu vergleichen, und eine Korrekturschaltung, um das Resultat des letzteren Vergleiches zu löschen.

36. Empfanger nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Phasenmultiplikationsschaltung so ausgelegt ist, daß die für jedes A: nacheinander abgegebenen Phasenwerte zunehmende Empfindlichkeitsfakloren aufweisen, beginnend mit dem der linearen Kombination der Meßftequenzen, um dergestalt die Mehrdeutigkeit zu beseitigen.

37. Empfänger nach Anspruch 35 oder 36, dadurch gekennzeichnet, daß er sowohl einen Meßkreis aufweist, der die Phasenverschiebungen in jedem Empfangskanal und für jede Meßfrequenz mißt, als auch eine Speicherschaltung für die gemessenen Werte.

38. Empfänger nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßkreis einen Generatorteil aufweist, der mit dem Empfängereingang verbunden ist, örtlich jede Meßfrequenz erzeugt und dessen in den Ausgangssignalen enthaltene Residuen der Phase die Phasenverschiebungen in den Empfangskanälen sind.

39. Empfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Frequenzerzeuger aufweist, einen Zähler-Teiler-Kreis, der kontinuierlich eine niedrige Referenzfrequenz erzeugt, wenigstens einen zweiten Zähler-Teiler-Kreis, der eine der einfachen Komponenten eines der komplexen Ortssignale erzeugt, sowie Mittel, um den zweiten Zähler-Teiler-Kreis periodisch einem vorgegebenen Zählvorgang zu unterwerfen in Abhängigkeit von einer vorgegebenen Größe der Referenzfrequenz, um dergestalt der einfachen Komponente eine durch die Referenzfrequenz definierte Phase zu geben.